JPH0260311A - 差動増幅回路 - Google Patents
差動増幅回路Info
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- JPH0260311A JPH0260311A JP63211659A JP21165988A JPH0260311A JP H0260311 A JPH0260311 A JP H0260311A JP 63211659 A JP63211659 A JP 63211659A JP 21165988 A JP21165988 A JP 21165988A JP H0260311 A JPH0260311 A JP H0260311A
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- Japan
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- transistor
- current
- gate
- mnn
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Links
- 230000003321 amplification Effects 0.000 title 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 title 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 6
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 1
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は半導体集積回路に関し、特にMOSトランジス
タで構成される演算増幅器に適用される差動増幅回路に
関する。
タで構成される演算増幅器に適用される差動増幅回路に
関する。
従来、この種の差動増幅回路には第2図(a)(b)に
示すような回路構成のものがある。第2図(a)に示ず
差動増幅回路は、ゲートが入力端子aに接続されたN型
MOSトランジスタMNIと、ケートが入力端子すに接
続されたN型Mo5t〜ランジスタMN2と、ゲートお
よびドレインが共にN型MOSトランジスタMHIのト
レインに接続されソースが正電源Vddに接続されたP
型MOSトランジスタMPIと、ゲートがP型MO3I
〜ランジスタMPIのゲートに接続されソースが正電源
Vddに接続されたP型MO81〜ランジスタMP2と
、ドレインがN型MO8I−ランジスタMNI及びMN
2のソースに共通に接続されソースが負電源Vssに接
続されたN型MosトランジスタNM3とを備え、該N
型MO8)ランシスタMN3のゲートを基準電圧源V
ref3に接続し、前記N型MOSトランジスタMN2
のドレインと前記P型MO3hランジスタMP2のトレ
インとを共にひとつの出力端子Cに接続した構成のもの
である。
示すような回路構成のものがある。第2図(a)に示ず
差動増幅回路は、ゲートが入力端子aに接続されたN型
MOSトランジスタMNIと、ケートが入力端子すに接
続されたN型Mo5t〜ランジスタMN2と、ゲートお
よびドレインが共にN型MOSトランジスタMHIのト
レインに接続されソースが正電源Vddに接続されたP
型MOSトランジスタMPIと、ゲートがP型MO3I
〜ランジスタMPIのゲートに接続されソースが正電源
Vddに接続されたP型MO81〜ランジスタMP2と
、ドレインがN型MO8I−ランジスタMNI及びMN
2のソースに共通に接続されソースが負電源Vssに接
続されたN型MosトランジスタNM3とを備え、該N
型MO8)ランシスタMN3のゲートを基準電圧源V
ref3に接続し、前記N型MOSトランジスタMN2
のドレインと前記P型MO3hランジスタMP2のトレ
インとを共にひとつの出力端子Cに接続した構成のもの
である。
また、第2図(b)に示すように差動増幅回路はゲート
が入力端子aに接続されたP型MOSトランジスタMP
Iと、ゲートが入力端子すに接続されたP型MOSトラ
ンジスタMP2と、ゲートおよびドレインがP型MOS
トランジスタM P ]のドレインに接続されソースが
負電源Vssに接続されたN型MOSトランジスタMH
Iと、ゲートがN型MOSトランジスタMHIのゲート
に接続されソースか負電源Vssに接続されたN型MO
SトランジスタMN2と、ドレインがP型MOSトラン
ジスタMPI及びMP2のソースに共通に接続されソー
スが圧電源Vddに接続されたP型MOSトランジスタ
MP3とを備え、該P型MO8)ランジスタMP3のゲ
ートを基準電圧源V ref3に接続し、前記P型MO
SトランジスタMP2のドレインと前記N型MOSトラ
ンジスタMN2のトレインとを共に出力端子Cに接続し
た構成のものである。
が入力端子aに接続されたP型MOSトランジスタMP
Iと、ゲートが入力端子すに接続されたP型MOSトラ
ンジスタMP2と、ゲートおよびドレインがP型MOS
トランジスタM P ]のドレインに接続されソースが
負電源Vssに接続されたN型MOSトランジスタMH
Iと、ゲートがN型MOSトランジスタMHIのゲート
に接続されソースか負電源Vssに接続されたN型MO
SトランジスタMN2と、ドレインがP型MOSトラン
ジスタMPI及びMP2のソースに共通に接続されソー
スが圧電源Vddに接続されたP型MOSトランジスタ
MP3とを備え、該P型MO8)ランジスタMP3のゲ
ートを基準電圧源V ref3に接続し、前記P型MO
SトランジスタMP2のドレインと前記N型MOSトラ
ンジスタMN2のトレインとを共に出力端子Cに接続し
た構成のものである。
上述した従来の差動増幅回路においては、それぞれ電流
源としてのトランジスタMN3. トランジスタMP
3が単一の基準電圧源V ref3の電圧VC+に応じ
て−・定電流を差動トランジスタMNIMN2又はMP
l、、MP2の対に供給し、第1の入力端子aの入力電
圧Vin+と第2の入力端子すの入力電圧Vin−の差
電圧に応じた差動出力信号Voutが出力端子Cに得ら
れる。
源としてのトランジスタMN3. トランジスタMP
3が単一の基準電圧源V ref3の電圧VC+に応じ
て−・定電流を差動トランジスタMNIMN2又はMP
l、、MP2の対に供給し、第1の入力端子aの入力電
圧Vin+と第2の入力端子すの入力電圧Vin−の差
電圧に応じた差動出力信号Voutが出力端子Cに得ら
れる。
このように従来の差動増幅回路の出力電圧■outは基
本的に入力電圧■団÷、■団−間の差電圧のみに依存し
、■in+あるいはVin−にオフセット電圧等の変動
か生じても出力になんら影響か生じない効果、いわゆる
同相電圧除去効果かあるため、特に直流安定性か良いと
いう特徴がある。
本的に入力電圧■団÷、■団−間の差電圧のみに依存し
、■in+あるいはVin−にオフセット電圧等の変動
か生じても出力になんら影響か生じない効果、いわゆる
同相電圧除去効果かあるため、特に直流安定性か良いと
いう特徴がある。
しかしなから、上述した従来の差動増幅回路は、同相入
力電圧範囲か狭いという欠点があった。すなわち、第2
図(a)の回路においては、入力電圧Vin+ 、 V
in−か低くなると、トランジスタMN1及びトランジ
スタMN2が動作するために、ソース電圧か強制的に低
くなり、さらに入力電圧■団→ Vin−がN型MOS
トランジスタのしきい電圧VTNよりも低くなると、ト
ランジスタMNI MN2はもはや動作しなくなる。
力電圧範囲か狭いという欠点があった。すなわち、第2
図(a)の回路においては、入力電圧Vin+ 、 V
in−か低くなると、トランジスタMN1及びトランジ
スタMN2が動作するために、ソース電圧か強制的に低
くなり、さらに入力電圧■団→ Vin−がN型MOS
トランジスタのしきい電圧VTNよりも低くなると、ト
ランジスタMNI MN2はもはや動作しなくなる。
すなわちカットオフ状態となる。第2図(b)の回路も
同様な理由で入力電圧Vin+、 Vin−が高くなる
と、トランジスタMPI、MP2がカットオフし、差動
増幅回路としての機能をしなくなる。
同様な理由で入力電圧Vin+、 Vin−が高くなる
と、トランジスタMPI、MP2がカットオフし、差動
増幅回路としての機能をしなくなる。
具体的には、例えば第2図(a)の回路において、同相
入力電圧の下限を求めると、トランジスタMN1のオン
条件より、 Vin+ −Vo >VTNl
−・・■トランジスタMN3が飽和領
域で動作する条件より、 VQ −VTN3 <Vo ・・・■
■、■より V :n+ >V(] −VTN3 +VTN1
−■が得られる。
入力電圧の下限を求めると、トランジスタMN1のオン
条件より、 Vin+ −Vo >VTNl
−・・■トランジスタMN3が飽和領
域で動作する条件より、 VQ −VTN3 <Vo ・・・■
■、■より V :n+ >V(] −VTN3 +VTN1
−■が得られる。
ここにおいて、■0はトランジスタMNIおよびMN2
のソース電圧である。又、VTNIV1N3はそれぞれ
トランジスタMHI、MN3のしきい電圧であり、特殊
な場合を除き、ひとつの半導体チップ上ではVTN3−
VTNl −VTNとみなせる。ここで、VTNはN型
MO8)ランジスタのしきい電圧である。(以下、本明
細書ではV TN3VTNI−VTNとして説明を行う
。)従って0式%式% か得られる。従って、同相入力範囲の拡大のためには電
流源であるトランジスタMN3のゲート電圧■qを低く
することが効果的である。しかしながら、トランジスタ
MN3がオンするためにはvg>v’rN
・・・■の条件を満足しなければならない
。すなわち、同相入力範囲を拡大するために、VGを低
く設計すると、製造条件の変動等によりVTNが変動し
、特にVTNが高くなった場合に、トランジスタMN3
かカットオフしてしまい、差動増幅回路としての機能を
しなくなるという欠点があった。
のソース電圧である。又、VTNIV1N3はそれぞれ
トランジスタMHI、MN3のしきい電圧であり、特殊
な場合を除き、ひとつの半導体チップ上ではVTN3−
VTNl −VTNとみなせる。ここで、VTNはN型
MO8)ランジスタのしきい電圧である。(以下、本明
細書ではV TN3VTNI−VTNとして説明を行う
。)従って0式%式% か得られる。従って、同相入力範囲の拡大のためには電
流源であるトランジスタMN3のゲート電圧■qを低く
することが効果的である。しかしながら、トランジスタ
MN3がオンするためにはvg>v’rN
・・・■の条件を満足しなければならない
。すなわち、同相入力範囲を拡大するために、VGを低
く設計すると、製造条件の変動等によりVTNが変動し
、特にVTNが高くなった場合に、トランジスタMN3
かカットオフしてしまい、差動増幅回路としての機能を
しなくなるという欠点があった。
本発明の目的は、上記課題を解消した差動増幅回路を提
供することにある。
供することにある。
上記目的を達成するため、本発明の差動増幅回路におい
ては、2入力の差電圧に応じた差動出力信号を出力する
MOSトランジスタからなる差動対と、該差動対に並列
に接続された複数の電流源トランジスタと、該各型流源
トランジスタのゲー1〜にそれぞれ異なる基準電圧を印
加する複数の基準電圧源とを有するものである。
ては、2入力の差電圧に応じた差動出力信号を出力する
MOSトランジスタからなる差動対と、該差動対に並列
に接続された複数の電流源トランジスタと、該各型流源
トランジスタのゲー1〜にそれぞれ異なる基準電圧を印
加する複数の基準電圧源とを有するものである。
次に、本発明について図面を参照して説明する。
(実施例1)
第1図(a)は本発明の実施例1を示す回路図である。
図において、本発明に係る差動増幅回路はケー1−が入
力端子aに接続されたN型の第1のMO31〜ランシス
タMNIと、ゲートが入力端子すに接続されたN型の第
2のMOSトランジスタMN2と、ゲートおよびトレイ
ンか第1のMOSトランジスタMHIのドレインに接続
され、ソースが正電源Vddに接続されたP型の第3の
MOSトランジスタM I) 1と、ゲーl〜が第3の
MOSトランジスタMPIのゲートに接続されソースが
正電源Vddに接続されドレインが前記第2のMOSト
ランジスタMN2のトレインと共に出力端子Cに接続さ
れたP型の第4のMOSトランジスタMP2と、ドレイ
ンが前記第1.第2のMOSトランジスタMNI及びM
N2のソースに共通に接続され、ソースが負電源Vss
に接続された複数のN型MO8+−ランジスタMN3.
MN4.−.MNn (nは5以上の整数)とを備え、
N型MOSトランジスタMN3.MN4.=−、MNn
のゲートを各々異なった基′$電圧源Vref3. V
ref4. ・、 Vrefnに接続したものである。
力端子aに接続されたN型の第1のMO31〜ランシス
タMNIと、ゲートが入力端子すに接続されたN型の第
2のMOSトランジスタMN2と、ゲートおよびトレイ
ンか第1のMOSトランジスタMHIのドレインに接続
され、ソースが正電源Vddに接続されたP型の第3の
MOSトランジスタM I) 1と、ゲーl〜が第3の
MOSトランジスタMPIのゲートに接続されソースが
正電源Vddに接続されドレインが前記第2のMOSト
ランジスタMN2のトレインと共に出力端子Cに接続さ
れたP型の第4のMOSトランジスタMP2と、ドレイ
ンが前記第1.第2のMOSトランジスタMNI及びM
N2のソースに共通に接続され、ソースが負電源Vss
に接続された複数のN型MO8+−ランジスタMN3.
MN4.−.MNn (nは5以上の整数)とを備え、
N型MOSトランジスタMN3.MN4.=−、MNn
のゲートを各々異なった基′$電圧源Vref3. V
ref4. ・、 Vrefnに接続したものである。
以下、簡単のため基準電圧源V ref3〜V ref
nの基準電圧の大きさは基準電圧源V ref3<基準
電圧源V ref4<・・・く基準電圧源Vrefnの
順に設定しであるものとして説明を行う。
nの基準電圧の大きさは基準電圧源V ref3<基準
電圧源V ref4<・・・く基準電圧源Vrefnの
順に設定しであるものとして説明を行う。
第2図(a)の従来の差動増幅回路において、同相入力
電圧範囲を拡大するためには、電流源である第3の1〜
ランジスタMN3のゲート電圧V(+をなるべく低く設
定することが有効であることは先に述べた通りである。
電圧範囲を拡大するためには、電流源である第3の1〜
ランジスタMN3のゲート電圧V(+をなるべく低く設
定することが有効であることは先に述べた通りである。
そこで、各基準電圧源V refl〜Vrefnによる
各電流源トランジスタMN3〜MNnのゲート電圧をV
(+1. V(12−VFnに設定した場合の演算増幅
器のボルテージフォロワにおける直流伝達特性の概略を
第3図に示す。■■、■はそれぞれゲート電圧がvgi
、 vg2・・・Vgnの場合に対応しており、それぞ
れ入力電圧Vin<ゲート電圧■Qの範囲で入出方間電
圧エラーが急激に増大している。これは、差動対をなす
トランジスタMNi、MN2又はMPI、MP2を流れ
る電流が1ヘランジスタのカットオフとともにほとんど
零になり、その結果出力電圧が正電源とほとんど等しく
なったためて゛ある(Vout =Vdd)。
各電流源トランジスタMN3〜MNnのゲート電圧をV
(+1. V(12−VFnに設定した場合の演算増幅
器のボルテージフォロワにおける直流伝達特性の概略を
第3図に示す。■■、■はそれぞれゲート電圧がvgi
、 vg2・・・Vgnの場合に対応しており、それぞ
れ入力電圧Vin<ゲート電圧■Qの範囲で入出方間電
圧エラーが急激に増大している。これは、差動対をなす
トランジスタMNi、MN2又はMPI、MP2を流れ
る電流が1ヘランジスタのカットオフとともにほとんど
零になり、その結果出力電圧が正電源とほとんど等しく
なったためて゛ある(Vout =Vdd)。
第3図ては、同相入力範囲は■の場合、すなわちグー1
〜電圧vg =vgiの場合か一番広い。しかしながら
、第2図(a)の回路でvg =vgiに設定した場合
、製造ばらつきにより、トランジスタのしきい電圧VT
Nが変動し高くなり、トランジスタのグーl−電圧VC
+>l−ランジスタのしきい電圧VTNとなると、もは
や差動増幅回路として動作しない。
〜電圧vg =vgiの場合か一番広い。しかしながら
、第2図(a)の回路でvg =vgiに設定した場合
、製造ばらつきにより、トランジスタのしきい電圧VT
Nが変動し高くなり、トランジスタのグーl−電圧VC
+>l−ランジスタのしきい電圧VTNとなると、もは
や差動増幅回路として動作しない。
上述した従来の差動増幅回路に対し、本発明においては
ゲート電圧を異なる電圧値に設定した複数の電流源1〜
ランジスタMN3〜MNn又はMP3〜MPnを有して
おり、本実施例において差動対をなすトランジスタMN
1.MN2又はMPIMP2を流れる電流は個々のN型
トランジス2MN3.MN4.〜.MNnより供給され
る電流の総和である。直流伝達特性は第3図■のように
なる。電流源が単一の場合はVin<V(+の範囲で入
出方間電圧エラーが急激に増大しているのに対して、複
数の電流源による場合は入出力間エラーが徐々に増大す
る。これはN型トランジスタMN3MN4.〜.MNn
のグー1〜電圧が別々に設定されているため、Vinを
Vssに向って徐々に下げた場き、同時にカッ1〜オフ
するのではなく、グー1〜電圧の高いトランジスタがら
順にカットオフするため、差動対を流れる電流は徐々に
減少し、急激に零になることはないためである。又、し
きい電圧VTI+が高くなった場合でも、ゲート電圧が
低く設定されたN型トランジス2MN3.MN4等がら
の電流は零になるが、高く設定された例えばN型トラン
ジスタMNnより電流が供給されるのて差動対を流れる
電流が零になり増幅回路が動作しなくなるということが
ない。
ゲート電圧を異なる電圧値に設定した複数の電流源1〜
ランジスタMN3〜MNn又はMP3〜MPnを有して
おり、本実施例において差動対をなすトランジスタMN
1.MN2又はMPIMP2を流れる電流は個々のN型
トランジス2MN3.MN4.〜.MNnより供給され
る電流の総和である。直流伝達特性は第3図■のように
なる。電流源が単一の場合はVin<V(+の範囲で入
出方間電圧エラーが急激に増大しているのに対して、複
数の電流源による場合は入出力間エラーが徐々に増大す
る。これはN型トランジスタMN3MN4.〜.MNn
のグー1〜電圧が別々に設定されているため、Vinを
Vssに向って徐々に下げた場き、同時にカッ1〜オフ
するのではなく、グー1〜電圧の高いトランジスタがら
順にカットオフするため、差動対を流れる電流は徐々に
減少し、急激に零になることはないためである。又、し
きい電圧VTI+が高くなった場合でも、ゲート電圧が
低く設定されたN型トランジス2MN3.MN4等がら
の電流は零になるが、高く設定された例えばN型トラン
ジスタMNnより電流が供給されるのて差動対を流れる
電流が零になり増幅回路が動作しなくなるということが
ない。
(実施例2)
第1図(b)は本発明の実施例2を示す回路図である6
図において、本実施例に係る差動増幅回路はゲートか入
力端子aに接続されP型の第1のMOSトランジスタM
PIと、ゲートか入力端子すに接続されたP型の第2の
MOSトランジスタMP2と、ゲートおよびドレインか
第1のMOSトランジスタMPIのトレインに接続され
、ソースか正電源Vddに接続されたN型の第3のMO
SトランジスタMHIと、ゲートか第3のMOS)ラン
ジスタMNIのゲートに接続され、ソースが正電源Vd
dに接続され、ドレインか前記第2のMOSトランジス
タMP2のトレインと共に出力端子Cに接続されたN型
の第4のMOSトランジスタMN2と、ドレインか前記
第1.第2のMOSトランジスタMPI及びMP2のソ
ースに共通に接続されソースか負電源VSSに接続され
た複数のP型MOSトランジスタMP3.MP4.−、
MPn(nは5以上の整数)とを備え、該P型MOSト
ランジスタMP3.MP4、−、MPnのゲートを各々
異った基準電圧源Vref3. Vref4.・・・、
Vrefnに接続したものである。
力端子aに接続されP型の第1のMOSトランジスタM
PIと、ゲートか入力端子すに接続されたP型の第2の
MOSトランジスタMP2と、ゲートおよびドレインか
第1のMOSトランジスタMPIのトレインに接続され
、ソースか正電源Vddに接続されたN型の第3のMO
SトランジスタMHIと、ゲートか第3のMOS)ラン
ジスタMNIのゲートに接続され、ソースが正電源Vd
dに接続され、ドレインか前記第2のMOSトランジス
タMP2のトレインと共に出力端子Cに接続されたN型
の第4のMOSトランジスタMN2と、ドレインか前記
第1.第2のMOSトランジスタMPI及びMP2のソ
ースに共通に接続されソースか負電源VSSに接続され
た複数のP型MOSトランジスタMP3.MP4.−、
MPn(nは5以上の整数)とを備え、該P型MOSト
ランジスタMP3.MP4、−、MPnのゲートを各々
異った基準電圧源Vref3. Vref4.・・・、
Vrefnに接続したものである。
本実施例は実施例1と異なる導電型のトランジスタを組
合せたものであり、第1の実施例と同様に、第1図(b
)の差動対を流れる電流は個々のP型MOSトランジス
タMP3.MP4.・・・、MPnより供給される電流
の総和である。P型MOSトランジスタMP3.MP4
.−MPnのゲート電圧をそれぞれ異ならせて設定する
ことにより、入力電圧Vinを正電源Vddの電圧に向
けて徐々に上げた場合にゲート電圧の低いトランジスタ
から順にカットオフするため、ゲート電圧が高く設定さ
れたトランジスタにより電流が供給され、差動対を流れ
る電流が零になり、増幅回路が動作しなくなるというこ
とはない。
合せたものであり、第1の実施例と同様に、第1図(b
)の差動対を流れる電流は個々のP型MOSトランジス
タMP3.MP4.・・・、MPnより供給される電流
の総和である。P型MOSトランジスタMP3.MP4
.−MPnのゲート電圧をそれぞれ異ならせて設定する
ことにより、入力電圧Vinを正電源Vddの電圧に向
けて徐々に上げた場合にゲート電圧の低いトランジスタ
から順にカットオフするため、ゲート電圧が高く設定さ
れたトランジスタにより電流が供給され、差動対を流れ
る電流が零になり、増幅回路が動作しなくなるというこ
とはない。
以上説明したように本発明は差動増幅回路の電流源とし
て複数のトランジスタを並列に接続し、そのゲートにそ
れぞれ異なる基準電圧を与えることにより、同相入力電
圧範囲を、MOSトランジスタのしきい値電圧により制
限される限界近くまで拡大した場合でも、製造条件等に
よるしきい値電圧の変動に対して極めて安定にすること
ができるという効果がある。
て複数のトランジスタを並列に接続し、そのゲートにそ
れぞれ異なる基準電圧を与えることにより、同相入力電
圧範囲を、MOSトランジスタのしきい値電圧により制
限される限界近くまで拡大した場合でも、製造条件等に
よるしきい値電圧の変動に対して極めて安定にすること
ができるという効果がある。
第1図(a)は本発明の実施例1を示す回路図、第1図
(b)は本発明の実施例2を示す回路図、第2図(a)
、 (b)は従来の差動増幅回路の回路図、第3図は
本発明および従来の差動増幅回路のボルテージフォロワ
における入出力電圧伝達特性を表わず説明図である。 MN 1 、 MN 2 、−−−、 MN n’−N
型MOSトランジスタ MP 1 、 MP 2 、−・−、MP n=−P型
MOSトランジスタ Vdd・・・第1の電源(正電源) Vss・・・第2の電源(負電源) Vref3. Vref4.−、 Vrefn−・・基
準電圧源a・・・第1の入力端子 b・・・第2の入力端子 C・・・出力端子
(b)は本発明の実施例2を示す回路図、第2図(a)
、 (b)は従来の差動増幅回路の回路図、第3図は
本発明および従来の差動増幅回路のボルテージフォロワ
における入出力電圧伝達特性を表わず説明図である。 MN 1 、 MN 2 、−−−、 MN n’−N
型MOSトランジスタ MP 1 、 MP 2 、−・−、MP n=−P型
MOSトランジスタ Vdd・・・第1の電源(正電源) Vss・・・第2の電源(負電源) Vref3. Vref4.−、 Vrefn−・・基
準電圧源a・・・第1の入力端子 b・・・第2の入力端子 C・・・出力端子
Claims (1)
- (1)2入力の差電圧に応じた差動出力信号を出力する
MOSトランジスタからなる差動対と、該差動対に並列
に接続された複数の電流源トランジスタと、該各電流源
トランジスタのゲートにそれぞれ異なる基準電圧を印加
する複数の基準電圧源とを有することを特徴とする差動
増幅回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63211659A JPH0260311A (ja) | 1988-08-26 | 1988-08-26 | 差動増幅回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP63211659A JPH0260311A (ja) | 1988-08-26 | 1988-08-26 | 差動増幅回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH0260311A true JPH0260311A (ja) | 1990-02-28 |
Family
ID=16609462
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP63211659A Pending JPH0260311A (ja) | 1988-08-26 | 1988-08-26 | 差動増幅回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH0260311A (ja) |
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2009078112A1 (ja) * | 2007-12-19 | 2009-06-25 | Panasonic Corporation | 演算増幅器,パイプライン型ad変換器 |
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1988
- 1988-08-26 JP JP63211659A patent/JPH0260311A/ja active Pending
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