JPH01157151A - ディジタル復調方式 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　要〕 ハニカム形信号点配置を持つ多値変調波信号のディジタ
ル復調方式に関し、 直交形のトランスバーサル等化器あるいは交差偏波干渉
補償器のための正しい制御信号を得ることを目的とし、 受信した多値変調波信号を互いに１２０°の角度をなす
三軸座標（ｘ　、　ｕ　、　ｖ）上での位置信号に変換
する座標変換手段と、 三軸座標上での信号に基づいて、受信した多値変調波信
号に対応する出力データと出力データの誤差信号とを直
交座標上で得る信号判定手段と、・三軸座標上での位置
信号が直交座標上での誤差信号の不確定領域にあるか否
かを判別する領域判別手段と、 座標変換手段による座標変換前の信号に含まれる誤差信
号を抽出する誤差信号抽出手段と、三軸座標上での位置
信号が直交座標上での誤差信号の不確定領域にあると領
域判別手段が判別したときは、信号判別手段から出力さ
れる誤差信号の一方に代えて、誤差信号抽出手段が抽出
した誤差信号を出力する誤差信号選択手段とを具備する
ように構成する。

〔産業上の利用分野〕

本発明は、へ二カム形信号点配置を持つ多値変調波信号
のディジタル復調方式に関する。

搬送波帯ディジタル伝送方式において、電力効率の改善
のために信号点配置をハニカム状とする技術が採用され
つつある。

しかし、ハニカム状信号点配置としたときの変調波信号
の復調及び等化・識別を可能とする復調器ならびにトラ
ンスバーサル等化器の制御は未だ実現されていない。

〔従来の技術〕

ハニカム形式を説明する前に、直交形式の多値ＱＡ？を
方式とその問題点を第４図から第６図によって説明する
。

高い周波数効率を実現する手法として、１６値。

６４値、２５６値といった、振幅と位相を共に情報にの
せる直交多値ＱＡＭ方式が知られている。直交多値ＱＡ
Ｍ方式における信号点配置は、たとえば第６図に示すよ
うな直角格子形である。このような直角格子形のｎ（！
！ＱＡＭでは、第４図に示すように、多値数ｎの増大に
よる、同−誤り率を得るためのＳ／Ｎの増大の程度は、
ｎ相ＰＳＨに比べて小さい。

したがって、多値数ｎが大きくなると、多値ＱＡＭ方式
は多値ＰＳＫ方式より有利となる。

第５図は同一フィルタ構成をもつ４ＰＳにと１６ＱＡＭ
方式についてＣ／Ｎ劣化量と出力バックオフの関係を示
すグラフである。同図かられかるように、Ｃ／Ｎ劣化量
としてたとえば０．５　ｄ　Ｂ以下を満足させるために
は、４　ＰＳＫ又は４　ＱＡＭでは増幅器の飽和出力よ
りも下げた動作点すなわち出力バックオフを４ｄＢｉ！
保すればよいのに対し、１６ＱＡＭでは８ｄＢ以上とる
必要がある。このため、多値数ｎの増大に伴なって飽和
出力の大きい増幅器を用いる必要がありそれにより消費
電力が増大する。

したがって、多値（ＪＡＭ方式は周波数利用効率はよい
が平均電力が大であるという問題が、特に多値数の増大
に伴なって生じて来た。

多値ＱＡＭ方式における平均電力の増大という問題を解
決するために、第７図に示す如きハニカム形式の信号点
配置が提案されている。

直角格子形では第６図に示すように、隣接信号点間の振
幅は最小でＡ１であるが対角線方向ではＡ２＝ｊＴＡｌ
である。これに対し、ハニカム形式では、隣接信号点間
の振幅はすべてＡ、てあり、Ａ、　＝、６．、とすれば
、ハニカム形式の方が平均電力が少なくて済む。

しかしながら、ハニカム形式の信号点を直交座標上で識
別しようとすると、Ｘ軸成分の識別レベルが直交格子形
の場合より小さ（なるので識別が困難になる。即ち、第
６図及び第７図において、ＡＩ＝Ａ３とすると、直交格
子形ではＸ軸成分の最小識別レベルがＡ１であるのに対
し、ハニカムハニカム形式における最小識別レベルを直
交格子形と同一にすると、平均電力は増大するのでハニ
カム形式にする意味が失なわれる。

第８図は従来の多値ＯＡＭ信号の復調器の一例を示すブ
ロック図である。

同図において、入力信号は、直交検波器８１において、
受信信号から再生された９０°位相の異なる基準搬送波
で同期検波されて■とＱの両チャネルの信号に復調され
、波形整形フィルタ８２により高調波成分や雑音が除去
され、Ａ／Ｄコンバータからなる識別回路８３によりも
とのディジタルデータにされる。

直交格子形の信号点配置を持つ多値ＱＡＭは、第４図〜
第６図について前述したように、伝送平均電力が大きい
という問題がある。この問題を第９図によって更に考察
する。

第９図は直交格子形とハニカム形での送信機の出力段増
幅器のバックオフ量対Ｃ／Ｎ劣化の関係を示すグラフで
ある。

同図かられかるように、同じ値のＣ／Ｎ劣化量に対して
は、ハニカム形式の方が直交格子形よりバックオフ量を
小さ（できる。バックオフ量とは飽和出力から動作点ま
でのレベル差を意味するので、バックオフ量の小さいハ
ニカム形式の方が送信出力増幅器を小電力で構成できる
ことがわかる。

換言すれば、同゛−のバックオフ量に対してはハニカム
形式の方がＣ／　Ｎ劣化量が小さいので、雑音余裕度が
大きいということになる。

以上の観点から、ハニカム形式が採用されつつある。

〔発明が解決しようとする問題点〕

上述の如く、直交格子形の信号点配置による多値ＱＡＭ
方式では、伝送平均電力が大きいという問題点があり、
これを解決するためにハニカム形式が提案されている。

そして、その復調器として、同出願人による特願昭６２
−３９２８４号「多値直交振幅変復調方式による復調装
置」が提案されたが、この復調装置において、どのよう
にして誤差信号を得るかについては未解決であった。

本発明の目的は、搬送波再生、直交形トランスバーサル
等化器あるいは偏波干渉補償器などの制御信号に用いら
れる正しい誤差信号が得られるようなハニカム形式にお
ける復調器を提供することにある。

〔問題点を解決するための手段〕

第１図は本発明の原理ブロック図である。

同図において、本発明によるハニカム形信号点配置を持
つ多値変調波信号の復調装置は、受信した多値変調波信
号を互いに１２０’の角度をなす三軸座標（ｘ　、　ｕ
　、　ｖ）上での位置信号に変換する座標変換手段（１
）と、 該三軸座標上での信号に基づいて、受信した多値変調波
信号に対応する出力データ（Ｉ，Ｑ）と該出力データの
誤差信号（εｉ、ε９．）とを直交座標上で得る信号判
定手段（２）と、 該三軸座標上での位置信号が該直交座標上での誤差信号
の不確定領域にあるか否かを判別する領域判別手段（３
）と、 該座標変換手段（１）による座標変換前の信号に含まれ
る誤差信号（εｑ２）を抽出する誤差信号抽出手段（４
）と、 該三軸座標上での位置信号が該直交座標上での誤差信号
の不確定領域にあると該領域判別手段（３）が判別した
ときは、該信号判別手段（２）から出力される誤差信号
の一方（ε９．）に代えて、該誤差信号抽出手段（４）
が抽出した誤差信号（εＪ）を出力する誤差信号選択手
段（５）とを具備する。

〔作　用〕

三軸座標上での位置信号が直交座標上での誤差信号の不
確定領域にあるときは、信号判別手段から出力される誤
差信号εＱ１は不正値なので、座標変換前の信号から誤
差信号を抽出して出力する。

これにより、正確な誤差信号が得られるので搬送波の再
生が正確に行なわれる。また、直交形のトランスバーサ
ル等化器あるいは交差偏波干渉補償器のための正しい制
御信号を得ることができ、波形等化の効果を向上するこ
とができる。

〔実施例〕

第１０図は本発明の実施例に適用されるハニカム信号点
配置の復調器の構成の一例を示すブロック図である。

同図において、直交検波器８１、波形整形フィルタ８２
及び識別器８３は第８図に示したそれらと同一である。

ハニカム信号点の復調のために、受信信号を三軸座標（
ｘ　、　ｕ　、　ｖ）上でのデータに変換する座標変換
回路１０１と、三軸座標上のデータから出力データを得
る信号判定回路１０２とが設けられている。三輪にデー
タ変換を行なう理由は、識別スレショールドがノイズに
対して最大となるようにするためである。

第１１図は第１０図の具体例を示す回路図である。

同図において、座標変換回路１０１は、識別器８３の出
力のＩチャネルをそのままＸ成分とし、成分とすること
により、互いに１２０°の角度をなすｘ、ｕ、ｖの三軸
の位置信号を得る。信号判定回路１０２はＲＯＭで構成
され、入力ｘ、ｕ、ｖ成分に対応したデータを出力する
。

第１０図及び゛第１１図の例では、座標変換をＡ／Ｄ変
換器によるデータ識別後のデータに対して施したが、ベ
ースバンド信号を座標変換し、その後にデータ識別をす
ることも当然可能である。

第１２図は本発明の実施例に適用されるディジタル形ト
ランスバーサル等化器を用いた復調器の一例を示すブロ
ック図である。

同図において８１．８２．８３，１０１　．１０２は第
１１図のそれらと同様であり、説明を省略する。

トランスバーサル等化器（ＥＱＬ）　１２１は、識別器
８３の出力に含まれる波形歪を等化する。この等化のた
めに、信号判定回路１０２から出力される誤差信号εｉ
及びε９がトランスバーサル等化器１２１に入力される
。トランスバーサル等化器１２１の出力は座標変換回路
１０１によってｘ、ｕ、ｖ成分に変換され、このＸ、Ｕ
、Ｖ成分はそれぞれＲＯＭ　１２２，１２３，１２４に
よって対応する三輪座標値に変換され、この三輪座標値
から信号判定回路１０２によって出力データＩ、Ｑ及び
誤差信号ε直、ε９を得る。

第１３図はハニカム形信号点配置の多値変調波信号を三
軸座標上で判定する方法を示す図である。

同図において、Ｘ軸、Ｕ軸、及びｖ軸は互いに１２０°
の角度をなしている。この三軸座標上で、ハニカム形状
の信号点の隣接点のスレショールドはそれぞれ、Ｘ　１
．　ｕ　Ｉｎ　Ｖ　ｌであり、ノイズに対して最大とな
っている。したがって、この三輪で囲まれる六角形（た
とえば図の傾斜部Ａ）の中で信号点が受信されると、そ
の信号点はその六角形の中心点の信号であると判別され
る。

第１４図は第１３図の更に詳細な説明図である。

同図によって、信号判定のための具体的な方法を６４値
の場合について説°明する。たとえば斜線部Ｂの六角形
を構成する６個の三角形のいずれかの領域に信号点が受
信されると、その信号点の出力データは六角形の中心０
０１１１０と判定される。信号判定回路１０２のＲＯＭ
は、この点００１１１０に対応した直交座標上の信号点
を予め格納しており、その直交座標上の信号点を出力デ
ータＩ、Ｑとして出力する。一方、誤差信号ε１．ε９
は、受信信号点が信号点００１１１０のまわりの６個の
三角形Δ、〜Δ６のいずれに属するかを判定することに
よりなされる。この場合、信号点００１１１０のまわり
の６個の三角形Δ、〜Δ６をｘ、ｕ、ｖで表わすと、次
のようになる。

以下余白 Ｘ、Ｕ、Ｖの各軸に対して、０，１５０部分の外側は、
識別器８３内のＡ／Ｄ変換器の出力データがそれぞれＯ
及び１５にホールドされている。このため、各軸の最外
部における信号点は４つの三角形あるいはひし形のいず
れに属するかを判定することにより判別される。たとえ
ば斜線部Ｃにおいて受信された信号点は０００００１と
判定される。この場合、０００００１のまわりの４つの
三角形又はひし形Δ１〜Δ４をＸ、Ｕ、Ｖで表わすと、
次のようになる。

以上の信号判定法により誤差信号を得ようとするのであ
るが、従来の直交形のトランスバーサル等化器あるいは
交差偏波干渉補償器の制御信号となる誤差信号を得るこ
とは、従来はできなかった。

これを第２図によって説明する。

第２図は第１４図の一部を拡大した図である。

同図において、信号点Ｐのまわりの６個の三角形のいず
れかに受信信号点がある場合、その属する三角形によっ
て誤差信号を得ようとすると、Ｘ。

ｕ、ｖ軸のうちＸ軸方向については、信号判定回路１０
２により信号点Ｐからの誤差をたとえば信号点Ｐの右側
を＋、左側を−と表わすことができる。

しかし、ｙ軸方向については、信号判定回路１０２のみ
では誤差を正しく表わすことができない。たとえば点Ｐ
の右側の三角形のに受信信号点がある場合、この受信信
号点が点Ｐから見てｙ軸方向の＋側０にあるのか一側■
にあるのかの判別は、従来はできなかった。このため、
トランスバーサル等化器１２１を正しく制御できず、し
たがって搬送波の再生や正常な等化動作を期待できなか
った。

本発明は、上記の点に鑑み、座標変換前のｙ軸データ及
び信号判定回路出力を用いてトランスバーサル等化器の
正しい制御信号を得る手段を提供する。

第３図は本発明の一実施例によるディジタル復調装置の
ブロック図である。

同図において、２０はベースバンド帯二次元直交トラン
スバーサル等化器、２１は座標変換回路、２２は信号判
定回路であり、これらは第１２図について説明したもの
と実質的に同じである。本発明の実施例により、信号判
定回路２２は領域判定部２３を有している。更に、本実
施例により、誤差信号抽出回路２４及びセレクタ２５が
設けられている。以下、第２図の装置の動作を説明する
。

ＲＯＭを用いた信号判定回路２２において、領域判定部
２３は、受信信号点が第１５図の■又は■′の三角形に
あると判定すると、セレクト信号をセレクタ２５に与え
る。セレクタ２５は、セレクト信号を受けると、信号判
定回路２２から出力されている誤差信号εｑ＋に代えて
、誤差信号抽出回路２４からの誤差信号εｑｔを選択し
て誤差信号ε４として出力する。誤差信号抽出回路２４
は、座標変換前のデータのｙ座標Ｑに対応する誤差信号
ε９□を得るもので、デイレイ回路２４１とＲＯＭ　２
４２からなっている。デイレイ回路２４１は座標変換部
２１と信号判定部（ＲＯＭ）　２２のデイレイを合わせ
るためのものである。　ＲＯＭ　２４２は入力データＱ
に対応する誤差信号εＱ！を予め格納している。領域判
定部２３が、受信信号点を第１５図の■、■′以外の領
域ｏ、ｏ、ｏ、ｏにあると判定したときは、正しい制御
信号が信号判定部２２から出力されているので、セレク
タ２５を制御して信号判定部２２からの誤差信号ε。を
ε９として出力させる。

信号判定回路２２は、出力データ１．Ｑ及び誤差信号ε
ｉ、ε９．のほかに、極性信号Ｓ！、Ｓｑも出力してい
る。この極性信号のうち、ｙ軸側の極性信号ＳＱについ
ては、スレショールド付近について、上記述べた方法を
適用することができる。すなわち、極性信号判定のスレ
ショールドでの■。

■′に相当する領域では、極性信号と誤差信号は同じと
なるため、この領域に入ったことを示す信号を用いて、
正しい極性信号を得る方法である。

あるいは、極性信号のスレショールドで＠、■′のよう
に極性信号が不確定となる領域に信号点がきた場合、そ
のときは制御を前の状態にホールドする等の方法が考え
られる。

〔発明の効果〕

以上の説明から明らかなように、本発明によれば、受信
位置信号が直交座標上での誤差信号の不確定領域にある
ときでも正しい制御信号が得られるので、ハニカム形信
号点配置の多値変調波信号のディジタル復調装置におけ
るデータの識別及び搬送波の再生が可能となるという効
果を奏する。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の原理ブロック図、 第２図は第１４図の一部拡大図、 第３図は本発明の一実施例のブロック図、第４図は同−
誤り率を得るための多値数の増加に伴うＳ／Ｎの増加の
程度を示す図、 第５図は多値ＱＡＭ方式におけるＣ／Ｎ劣化量と出力バ
ックオフの関係を示すグラフ、 第６図は直交格子形の信号点配置を示す図、第７図はハ
ニカム形式の信号点配置を示す図、第８図は従来の多値
ＱＡＭ信号の復調器の一例を示すブロック図、 第９図は直交格子形とハニカム形での送信機の出力段の
バックオフ量対Ｃ／Ｎ劣化の関係を示すグラフ、 第１０図は本発明の実施例に適用されるハニカム信号点
配置の復調器の構成を示すブロック図、第１１図は第１
Ｏ図の具体例を示すブロック図、第１２図は本・発明の
実施例に適用される復調器例を示すブロック図、 第１３図はハニカム信号点配置信号の識別法の説明図、 第１４図は第１３図の更に詳細な説明図である。 第３図において、２０はベースバンド帯二次元直交トラ
ンスバーサル等化器、２１は座標変換向路、２２は信号
判別回路、２３は領域判別部、２４は誤差信号抽出部、
２５はセレクタである。

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ハニカム形信号点配置を持つ多値変調波信号の復調
   方式において、 受信した多値変調波信号を互いに１２０°の角度をなす
   三軸座標（ｘ，ｕ，ｖ）上での位置信号に変換する座標
   変換手段（１）と、 該三軸座標上での信号に基づいて、受信した多値変調波
   信号に対応する出力データ（Ｉ，Ｑ）と該出力データの
   誤差信号（ε＿ｉ，ε＿ｑ＿１）とを直交座標上で得る
   信号判定手段（２）と、 該三軸座標上での位置信号が該直交座標上での誤差信号
   の不確定領域にあるか否かを判別する領域判別手段（３
   ）と、 該座標変換手段（１）による座標変換前の信号に含まれ
   る誤差信号（ε＿ｑ＿２）を抽出する誤差信号抽出手段
   （４）と、 該三軸座標上での位置信号が該直交座標上での誤差信号
   の不確定領域にあると該領域判別手段（３）が判別した
   ときは、該信号判別手段（２）から出力される誤差信号
   の一方（ε＿ｑ＿１）に代えて、該誤差信号抽出手段（
   ４）が抽出した誤差信号（ε＿ｑ＿２）を出力する誤差
   信号選択手段（５）とを具備することを特徴とするディ
   ジタル復調方式。