JPH01845A - 多値振幅変復調方式通信システム - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔概　要〕 多値振幅変復調方式通信システムに関し、伝送品質を低
下さ−せることなく且つ送信電力を大幅に増大させるこ
となく多値数を増大させ、実用性に富む通信システムを
構成することを目的とし、 ハニカム形信号点配置を用いて多値振幅変復調を行う通
信システムに用いられる変調装置を有する送信装置であ
って、該変調装置を、同相データおよび直交データの信
号点配置を直角格子形配置　・からハニカム形配置に変
換する信号点配置変換部および、ハニカム形配置に変換
された同相データおよび直交データを直交振幅変調する
直交振幅変調部を具備するように構成し、受信装置にお
いても復調装置を上記変調装置に対応するように構成す
る。

〔産業上の利用分野〕

本発明はディジタル通信システム、特にディジタル無線
に用いられる多値直交振幅変調信号をハニカム形とした
変調装置を有する送信装置、該送信装置からのハニカム
受信信号を多値直交振幅復調する復調装置を有する受信
装置およびこれら送信装置および受信装置を有する多値
振幅変調方式通信システムに関する。

ディジタル通信方式、特にディジタル無線通信方式では
周波数利用効率の向上を図るためには変調方式の多値化
が有効である。このためそれぞれ直交するＩ、Ｑデータ
が独立にＤ／Ａ変換することで変調でき、回路構成も簡
単であるため、比較的に多値化が容易な直交振幅変調（
ＱＡＭ）方式が採用されている。復調側も、それぞれ独
立にＡ／Ｄ変換すればよく比較的容易に復調装置が実現
できる。また、ＱＡＭ方式では、それぞれ隣接する信号
点の間隔を比較的大きくとることができ受信誤り率を低
くすることができる。

周波数の利用を向上させる観点から、その変調レベルは
４値から１６値、さらに２５６値へと増加・する方向に
ある。しかし多値化にともない著しい送信電力の増加を
招く。よって誤り率を低下させることなく、換言すれば
、直交する信号相互間の間隔を小さくすることなく、所
要の受信レベルを確保するために効率の良い変調が行な
い得る変調装置の開発が望まれている。か＼る事情は、
送信側の変調装置に対応して受信側に設けられる復調装
置についても同様である。従って、これら変調装置およ
び復調装置を用いた、周波数利用効率が優れていること
と同時に電力効率も優れた変調方式および復調方式によ
る経済的で実用的な多値振幅変復調方式の無線通信シス
テムの開発が望まれている。

〔従来の技術、および、発明が解決しようとする課題〕

第１５図は送信装置内に設けられる従来の多値直交振幅
変調方式の変調装置の構成の一例である。

図中、１１および１２はＤ／Ａ変換器、２は直交振幅変
調回路であってロールオフフィルタ２１および２２、乗
算器２３および２４、加算器２５、搬送波発振器２６、
π／２移相器２７を含み構成されるものであり、変調器
出力はミキサとして機能する周波数変換器３１および局
部発振器３２により所定の無線周波数帯に周波数変換さ
れる。また３は送信電力増幅器である。この変調装置に
おいては、同相人力データＤ（ｉ）および直交入力デー
タＤ　（ｑ）がＤ／Ａ変換器１１および１２にそれぞれ
独立に入力され、独立にＤ／Ａ変換され、それらの出力
がロールオフフィルタ２１．２２を介して乗算器２３．
２４に印加され、乗算器２３および２４でそれぞれ搬送
波ｆｃおよびそのπ／２移相搬送波ｆｃ’で変調され、
それぞれ加算器２５で加算されて、加算器２５からＱＡ
Ｍ変調波が周波数変換器３１をへて送信電力増幅器３に
出力される。

この場合のＱＡＭ変調信号の信号点配置は第１６図に示
されるような直角格子形配置をしている。

第１６図の例は６４値ＱＡＭの場合である。図中、横座
標に同相入力データ、縦座標に直交人力データがとっで
ある。

第１７図はＱＡＭ方式とＰＳＫ　（位相偏移キーイング
）方式について、多値化に伴うＳ／Ｎ比の増加を示す図
であり、縦座標に２相ＰＳＫと比較したＳ／Ｎ増加量を
、横座標に多値数ｎをとっである。この図からも明らか
なように、ＱＡＭ方式はＰＳＫ方式に比べて同一の誤り
率を得るＳ／Ｎ比が小さく、効率の良い変調方式である
が、多値数ｎの増加とともに大きなＳ／Ｎ比を必要とす
る。

このため、必要なＳ／Ｎ比を確保するためには信号点間
隔を一定に保たなければならず、多値数の増加とともに
一層大きな送信電力を必要とする。

従来のＱＡＭ方式の変調信号の信号点配置は第１６図に
示すような直角格子形配置をしている。

図中、各信号点のうち、ピーク電力を与える信号点は４
隅のａ（１）〜ａ（４）である。信号の平均電力とピー
ク電力の比は、多値数ｎが増加するに従い大きくなると
ともに前に述べたように多値数ｎが増えるとより大きな
Ｓ／Ｎ比を必要とするため同一の送信電力増幅器を用い
た場合、多値数ｎが増えるとともに送信電力増幅器に一
層大きなバックオフを必要とする。すなわち、電力増幅
器はリニアリティがある部分で使用しなければならない
が、送信電力の増加に伴ない広範囲なりニアリティを有
すると共に、大きな余裕を有する電力増幅器が必要とな
る。第１８図はこのことを説明するための、４相ＰＳＫ
方式（４値ＱＡＭ方式と同じ）と１６値ＱＡＭ方式との
Ｃ／Ｎ劣化特性を示す図であり、横座標に出力バックオ
フを、縦座標に等価Ｃ／Ｎ劣化量をとっである。図から
も明らかなように、同一のＣ／Ｎ劣化量を与える出力バ
ックオフは４相ＰＳＫ　（４値ＱＡＭ＞方式よりも１６
値Ｑ’ＡＭ方式の方が大きくなる。

このように従来の直交振幅変調方式の変調装置では、周
波数利用効率を向上させるために多値数ｎを増加させる
とそれに伴い送信電力が増大する。

例えば、２５６値変調の場合、４値変調の８０倍の送信
電力が必要となる。しかも、多値数ｎが増加すると、送
信電力増幅器のバックオフも大きくなるので、送信電力
増幅器として大電力の、バックオフを十分に大きくとっ
たものが必要となるという問題点がある。

更に、送信電力を増加させると、他システムに干渉を及
ぼし無線障害を惹起させるという新たな問題が生じる。

、上述の問題は、ＱＡＭ変調された信号を受信して復調
するＱＡＭ復調装置においても同様に生ずる。従って、
これらＱＡＭ変調装置およびＣＡＭ復調装置を用いたデ
ィジタル無線通信システムにおいても、多値数ｎを増加
させることにより、上述の問題が生じている。

信号の平均電力とピーク電力との比を小さくする信号点
配置としてはハニカム（ｈｏｎｅｙｃｏｍｂ）形信号点
配置が提案されている。ハニカム形信号点配置は隣合う
信号点の間隔が全て同一で、隣り合う信号点との垂直２
等分線により境界線を引くその信号点の外輪が六角形状
をしたものである。このようなハニカム形信号点配置を
用いて多値直交振幅変復調を行えば同じ間隔の信号点を
より小さい半径の円内に配置できるので、送信側におけ
る送信電力増幅器のバックオフを小さくすることができ
る。しかしながら、従来、このようなハニカム形信号点
配置をした直交振幅変復調する具体的構成を開示したデ
ィジタル無線通信システムは知られていない。　従って
、比較的簡単な回路構成で、周波数利用効率の向上を図
るため多値数が大きくとれ、伝送品質を低下させること
なく、送信電力効率にすぐれる多値振幅変復調方式の通
信システムおよび当該通信システムに用いる変調装置お
よび復調装置が要望されている。

〔課題を解決するための手段、および、作用〕本発明の
多値振幅変調方式通信システムの原理ブロワ、り図を第
１図に示す。当該通信システムは、伝送路３００を介し
て結合された、変調装置１００ａを有する送信装置１０
０および復調装置２００ａを有する受信装置２００から
成る。以下、本発明の要旨に係る変調装置１００ａおよ
び復調装置２００ａを中心に述べる。

本発明の直交振幅変調装！１００ａは、同相データＤ（
ｉ）および直交データＤ　（ｑ）の信号点配置を直角格
子形配置からハニカム形配置に変換する信号点配置変換
部１０１、および、ハニカム形配置に変換された同相デ
ータおよび直交データを直交振幅変調する直交振幅変調
部１０２を具備する。

信号点配置変換部１０１によって同相データおよび直交
データの信号点配置を直角格子形配置からハニカム形配
置に変換する。ハニカム配置は第２図に示されるように
、信号の隣合う信号点間隔が全て同一となる信号点配置
であり、信号の平均電力とピーク電力″の比が直角格子
形配置に比べて小さくなる。このようにハニカム形配置
にした同相データおよび直交データを直交振幅変調信号
１０２で直交振幅変調して送信電力増幅器に送る。

これにより送信電力増幅器のバックオフを小さくするこ
とができる。また、同相及び直交データを入力し直交振
幅変調して送出するようにし、内部でハニカム変形をす
るのみであるので、回路構成も簡単であり且つ、実施が
容易である。

尚、信号点配置変換部１０１と直交振幅変調部１０２を
一体化し、信号点配置とハニカム配置変換を同時に行う
こともできる。

本発明のハニカム形信号点配置を用いて多値直交振幅変
復調を行う通信装置の復調装置２００ａは、受信された
多値直交振幅変調波ＱＡＭを同期検波して同相信号Ｘ、
および直交信号ｙ、を得る同期検波部２０１１同相信号
Ｘｂおよび直交信号ｙ、について、直交座標軸からハニ
カム形信号点配置における隣合う信号点同士を結んだ３
本の座標軸に変換する演算を行いその各座標軸対応の３
つの座標変換出力信号ｘ、ｕ、ｖを得る座標変換部２０
２、および、３つの座標変換出力信号Ｘ・ｕ、ｖに基づ
いて受信信号の信号点の判定を行い出力データを得る信
号判定部２０３を具備する。

受信された多値直交振幅変復調波ＱＡＭを同期検波部２
０１で検波して同相信号Ｘｂおよび直交信号ｙ５を得る
。これらについて座標変換部２０２によって直交座標軸
からハニカム形信号点配置における隣合う信号点同士を
結んだ３本の座標軸に変換する演算を行いその各座標軸
対応の３つの座標変換出力信号ｘ、ｕ、ｖを得る。この
出力信号Ｘ。

ｕ、ｖを信号判定部２０３でその信号点を判定し、その
信号点対応の出力データを出力する。

また本発明の他の形態の復調装置は、上述の復調装置の
同期検波部２０１と座標変換部２０２との間に、同相信
号および直交信号の自動等化処理を行う等化部２０４を
挿入配置し、その等化部２０４の制御信号を該信号判定
部の判定後の出力信号に基づき作成するように構成する
。これにより、受信信号の品質が向上する。

〔実施例〕

以下、図面を参照して本発明の詳細な説明する。

第３図は本発明の一実施例としての送信装置内に設けら
れる多値直交振幅変復調方式による変調装置を示すブロ
ック図である。この変調装置は６４値のものである。図
中、５１および５２はマツピング用のＲＯＭ、１１およ
び１２はＤ／Ａ変換器、４は座標変換回路、２は直交振
幅変調回路であって低域フィルタとしてのロールオフフ
ィルタ２１および２２、乗算器２３および２４、加算器
２５、搬送波発振器２６、π／２移相器２７を含み構成
されるもの、３１は周波数変換器、３２は局部発振器、
°および、３は送信電力増幅器である。ＲＯＭ５１およ
び５２、Ｄ／Ａ変換器１１および１２、座標変換回路４
は第１図の信号点配置変換部１０１　に対応する。

マツピング用ＲＯＭ　５１および５２は、同相人力デー
タＤ（１）および直角位相人力データＤ　（ｑ）　によ
る直角格子形の信号点配置の一部の配置を移動させるた
めのものである。第４図はこの信号点の移動を説明する
ための図であり、６４値ＣＡＭの直角格子形の信号点配
置を示す。図中、横座標には同相入力データＤ（１）、
縦座標には直交入力データＤ　（ｑ）がとられており、
−電光（○）印は６４ＱＡＭによる直角格子形信号点配
置を示し、二重光（◎）印は領域Ｉ、■の信号点を領域
■に移動後の信号点を示す。第３図のマツピング用ＲＯ
Ｍ　５１および５２は第４図中の破線■および■の信号
点を破線■の位置に移動するように、同相人力データＤ
（１）および直交入力データＤ　（ｑ）　　に対する信
号点の配置換えを行うものであって、同相入力データＤ
（１）および直交人力データＤ　（ｑ）をアドレス入力
として同相および直交のデータｘａおよびｙａをそれぞ
れＤ／Ａ変換器１１および１２に送出する。Ｄ／Ａ変換
器１１．１２はそれぞれ入力データＸａ＋ｙａをアナロ
グの座標データ１．、Ｑ、に変換する　　。

座標変換回路４は入力データの信号点配置の座標■４お
よびＱａを、次式の関係で座標変換する。

１、　’　＝　１．−−Ｑ、　　　　　・（１）Ｑ、　
’　＝　−Ｑａ　　　　　　　　・・・（２）座標変換
回路４は、係数α６＝ｆ丁７２を乗算する係数器４１、
係数β、＝１／２を乗算する係数器４２、および減算器
４３からなる。

本実施例変調装置の動作を以下に説明する。

同相人力データＤ　（ｉ）および直交人力データＤ　（
ｑ）　　はマツピング用ＲＯＭ５１および５２によって
信号点配置が移動され、第４図に示すように直角格子形
配置のうちの破線■および■部分が破線■部分に移動さ
れる。これにより、６４ＱＡＭの信号点配置は、移動前
が正四辺形であるのに対し、移動後ははＸ′楕円形とな
る。信号点配置変換後のデータＸａ、ｙａ　はＤ／Ａ変
換器１１および１２に入力されてアナログ信号１．、Ｑ
、に変換された後、座標変換回路４に人力され、第（１
）および第（２）式に基いて、第５図に破線■で囲み示
したような信号点配置にさらに変換される。この際、第
４図での移動後の破線■で囲まれた信号点は概念的に第
５図では星（★）印の信号点に配置される。

このように座標変換後の隣り合う信号点配置は正三角形
であり、隣合う信号点間隔が同一であり、かつ信号点配
置間の境界が六角形状のハニカム形となる。第５図にお
いて、信号点は、中心信号点Ｃｏが１個、第１外輪の信
号点ＣＩｌ〜ＣＩ６が６個、第２外輪の信号点Ｃ２０１
〜Ｃ２１２が１２個、第３゜外輪の信号点が１８個、第
４外輪の信号点が２３点（１点は領域■′で欠４）、第
５外輪の信号点が４個、計６４点であり、５４ＱＡＭの
点数に対応している。この結果、信号の平均電力と最外
延の信号点によって規定されるピーク電力との比は従来
の直角格子形と比較して小さくなり、それにより送信電
力増幅器のバックオフを小さくできる。

一方、隣合う信号点間隔が従来の直角格子形の一辺の間
隔と同じであるから、誤り率が低下することもない。

なお、第５図はハニカム形信号点配置の１例であって、
ハニカム形の信号点配置を第５図のものに限定するもの
ではない。

第６図は増幅器バックオフ対Ｃ／Ｎ比劣化特性を直角格
子信号点配置とハニカム形信号点配置との場合について
比較して示した図である。この図からも明らかなように
、同一のＣ／Ｎ比に対しては直角格子信号点配置よりは
ハニカム形信号点配置の方が増幅器バックオフを小さく
することができる。

なお、マツピング用ＲＯＭ　５１および５２によって信
号点の移動を行わなかった場合は、第４図の破線■およ
び■の信号点は第５図では破線■′および■′の位置に
配置されることになり、この場合、信号点配置の外輪は
平行四辺形であり第５図領域■に囲まれたハニカム状の
六角形とならず、信号の平均電力とピーク電力の比は小
とはならない。

よってマツピング用ＲＯＭ　５１および５２による信号
点の移動が必要となる。

座標変換回路４からの出力データは従来構成のＱＡＭ変
調回路２に送出されて直交振幅変調後、周波数変換器３
１でミキシングされ、増幅器３を介して送信器から受信
側に送出される。

以上から明らかなことは、信号点配置がハニカム形状の
信号を送出するに際し、従来と同様にそれぞれ独立する
同相入力データＤ（ｉ）および直交入力データＤ　（ｑ
）を入力し、−旦ＲＯＭ　５１．５２で信号点の移動を
行うことで信号Ｘ、・ｙ、を発生させ、この信号につい
て従来と同様それぞれ独立にＤ／Ａ変換器１１．１２で
アナログ信号Ｉヮ　＋　Ｑ、に変換し、さらに座標変換
回路４で第（１）　（２）式に基いて座標変換すること
により、従来と同様ＣＡＭ変調回路２で変調後、周波数
変換器３１を介して送信電力増幅器３に印加されるよう
になっており、比較的簡単な回路構成で、ハニカム形変
調装置が構成されていることである。しかも、ハニカム
形信号点配置の信号を送出することで前述した効果を得
ることができる。

上述の如くハニカム形配置に変換した変調装置を有する
送信装置から送出され、伝送路３００を介して受信装置
で受信したハニカム形配置に変換されたデータ信号を復
調する受信装置内の復調装置について以下に説明する。

第７図はかかる多値直交振幅変復調方式による復調装置
を示すブロック図であり、この復調装置は６４値のもの
とする。図中、７は同期検波回路、８は座標変換回路、
９は識別回路、１０は信号判定回路である。同期検波回
路７は乗算器７１および７２、低域フィルタ７３および
７４、再生搬送波発生器７５、π／２移相器７６を含み
構成される公知のものであり、受信された多値直交振幅
変調波を同期検波してベースバンド帯の同相信号Ｘ。

および直交信号ｙ、を出力する。

座標変換回路８は係数器８１および８２、加算器８３、
減算器８４を含み構成される。係数器８１は同相信号Ｘ
ｂに係数α、＝１／２を乗じる回路、係数器８２は直交
信号ｙ、に係数β、＝ｆ丁７２を乗じる回路である。座
標変換回路８は同相信号Ｘおよび同相信号Ｘｂについて
、その直交座標軸ｘ、右よびｙ、を、第８図に示される
ように、ハニカム形信号点配置において隣合う信号点間
を結ぶ３本の座標軸Ｘ、Ｕ、Ｖに変換し、それぞれの座
標軸について同相信号Ｘ、および直交信号’Ｖｂを変換
した座標変換信号Ｘ・Ｕ・Ｖを送出する。この座標変換
は下記の式に従って行われる。

識別回路９は３個のＡ／Ｄ変換器９１〜９３からなり、
座標変換信号Ｘ、ｕ、Ｖについて座標軸Ｘ・Ｕ、Ｖにつ
いての信号レベルを識別し、６４値の場合４ビツトのデ
ィジタル形式のレベル信号ｘ′。

ｕ′　、ｖ′として出力する。識別回路９で識別後のレ
ベル信号ｘ　／　、　ｕ　／　、　ｖ　’は信号判定回
路１０に送出される。信号判定回路１０はＲＯＭで構成
され、レベル信号ｘ　／　、　ｕ　／　、　ｖ　’を入
力アドレスとしてレベル信号ｘ／　　、　ｕ／　　、　
ｖ／で指定される第８図の配置の信号点に対応する出力
データを出力する。

この復調装置の動作を以下に説明する。

受信された多値直交振幅変調波は同期検波回路７で同期
検波されて同相信号Ｘｂおよび直交信号３’ｂが得られ
、これらは座標変換回路８で座標軸を変換されて座標変
換信号ｘ、ｕ＋　ｖとされる。

そしてこれら座標変換信号Ｘ、Ｕ、Ｖの信号レベルを識
別回路９で識別する。識別されたレベル信号Ｘ／　、　
ｕ／　　、　■／は信号判定回路１０に送られてそれら
信号対応の信号点が判定される。第８図はこの信号判定
の様子を示している。すなわちレベル信号ｘ／　、　ｕ
／　　、　ｖ／の値をｘ　／１　　・ｕ′１゜ｖ　／１
　とすると、これらのレベルに対応する信号点はＡ点と
なり、この信号点Ａに対応する出力データが得られる。

このように座標軸Ｘ、Ｕ、Ｖについて信号レベルを判定
し信号判別を行うと、判定されるべき信号点に隣合う信
号点との距離が各軸において最大となり、したがって判
定のしきい値を最大とすることができ、雑音等に対する
余裕が大きくなる。

以上に述べた如く、第３図に図示の変調装置を有する送
信装置と第７図に図示の復調装置を有する受信装置とを
伝送路を介して結合することにより、多値数を増加させ
て周波数利用効率が優れていると同時に、電力効率にす
ぐれ、しかも経済的で実用的なディジタル無線通信シス
テムが実現できる。

本発明の実施に当たっては変調装置について種々の変形
態様が可能である。第９図はかかる変更例を示すブロッ
ク図である。図中、第３図と同一の参照符号のブロック
は同一の機能のブロックである。相違点として、第９図
の装置は座標変換回路４を有しておらず、信号点配置の
直角格子形からハニカム形への変換はマツピング用ＲＯ
Ｍ　６１および６２で行う。すなわち、同相入力データ
Ｄ（１）および直交入力データＤ　（ｑ）を入力アドレ
スとし、マツピング用ＲＯＭ　６１および６２の出力デ
ータがハニカム形信号点配置となるような座標値をマツ
ピング用ＲＱＭ６１および６２の記憶データとして与え
る。

これに対する復調装置としては、第７図に図示のもので
良い。

一方、本発明の実施に当たっては復調装置についても種
々の変形態様が可能である。第１０図は本発明の他の実
施例を示すものである。第７図に図示の復調装置との相
違点は座標変換回路と識別回路の位置が入れ替えられて
いることであり、この実施例では同期検波回路７からの
出力信号を識別回路９′に送り、識別回路９′での信号
レベル識別後の信号を座標変換回路８′で座標変換して
いる。この場合、座標変換回路８′は識別回路９′の後
段に設けられているので、ディジタル構成のものとなる
。このように回路を構成した本実施例の復調装置は第７
図の実施例と比べて識別回路のＡ／Ｄ変換器の数を一つ
削除することができる。

復調性能は前述の実施例のものと同じである。

第１１図は本発明の復調装置のさらに他の実施例を示す
。この実施例は第７図の実施例装置に自動等化器１５を
付加したものであり、アナログ構成の自動等化器１５が
同期検波回路７と座標変換回路８との間に挿入配置され
ている。この自動等化器１５の制御信号としてはＸ軸お
よびＹ軸についての極性信号および誤差信号が用いられ
る。すなわち、Ｘ軸については、４個のＡ／Ｄ変換器９
１〜９３’、９５を有する識別回路９″の４ビツトのレ
ベル信号Ｘ′と信号判定回路１０′で得られる４ビツト
の理想イ【丁とを減算器１６で減じて得られる誤差信号
εＸと、識別回路９″からの出力信号Ｘ′の極性信号（
すなわち最上位ビットの信号）とをＸ軸側等化器の制御
信号とする。またＹ軸については、直交信号ｙのレベル
識別用のＡ／Ｄ変換器９５を新たに設け、この識別回路
９″からのレベル信号ｙ′と信号判定回路１０′で得ら
れる理想値７とを減算器１８で減じて得られる誤差信号
εｙと、Ａ／Ｄ変換器９５からの出力信号ｙ′の極性信
号（すなわち最上位ビットの信号）とをＹ軸側等化器の
制御信号とする。

本実施例の如く自動等化器を付加することで、周波数選
択フェージングのような伝送路特性の時間的変動に追従
φて符号量干渉を除去することが可能となり、受信信号
品質が向上する。

第１２図は本発明のさらに他の実施例を示す。

この実施例は第１０図の復調装置に自動等化器１５′を
付加したものであり、識別回路９′と座標変換回路８′
との間にディジタル構成の自動等化器１５′を挿入配置
している。この場合、識別回路９′のディジタル出力信
号のビット数は、第１１図では少ないビット数であった
のに対し例えば１０ビツトと多くなっている。したがっ
て信号判定回路１０で信号判定するための、ビット数を
減らすため、ＲＯＭ１４１〜１４３からなるビット数低
減回路１４が、座標変換回路８′と信号判定回路１０と
の間に挿入配置されている。

自動等化器１５′の制御信号としては、Ｘ軸側等化器に
ついては、自動等化器１５′の１０ビツト出力のうちの
上位桁４ビツトの信号と信号判定回路１０で得られる４
ビツトの理想値１”とを減算器１６′で減じて得られる
誤差信号εＸと、自動等化器１５′からの出力信号の極
性信号（すなわち最上位ビットの信号）とを制御信号と
する。またＹ軸側等化器については、自動等化器１５’
の１０ビツト出力のうちの上位桁４ビツトの信号と信号
判定回路１０で得られる４ビツトの理想イにｙとを減算
器１８′で減じて得られる誤差信号εｙと、自動等化器
１５′からの出力信号の極性信号（すなわち最上位ピッ
、トの信号）とを制御信号とする。

なお、誤差信号を得るためには自動等化器１５′の出力
信号の代わりにその入力信号を用いてもよい。

第１３図に本発明のさらに他の実施例としての変調装置
の構成図を示す。第１３図の変調装置は、第３図の変調
装置の座標変換回路４および直交振幅変調回路２の機能
を座標変換振幅変調回路２ａによって置き換えたもので
あるが、その実体は、第３図の直交振幅変調回路２内の
π／２移相器２７を２π／３移相器２８で置き換え、第
３図の座標変換回路４を削除したものである。従って、
第１３図の変調装置の回路構成は、第３図の変調装置の
回路構成に対し、著しく簡略化されている。

以下、第１３図の変調装置の動作を述べる。

ＲＯＦＪ　５１・５２により第４図の如く信号点配置さ
れ、Ｄ／Ａ変換器１１．１２を通してアナログ値に変換
されるのは、第３図の変調装置の動作と同じである。

次いで、第３図の変調装置においては、直交する工・Ｑ
データを座標変換回路４において一旦第（１）（２）式
に基いて第５図領域■内に示されるハニカム形信号点配
置に変換した後、再び直交振幅変調回路２にて、１．Ｑ
成分をそれぞれ振幅変調している。従って、座標変換回
路４と直交振幅変調回路２の組合機能は、第１４図に図
示の如くＩ軸を基準として反時計方向に１２０°（２π
／３ラジアンだけ座標変換していることになる。従って
、第１３図の変調装置においては、２π／３移相器２８
により直接座標変換し第５図に図示の信号点配置を得る
ことにしている。同様の信号点配置を得るには２π／３
移相器２８に代えて、６０°　（π／３ラジアン）移相
するπ／３移相器を用いてもよい。

第１３図の変調装置を用いた場合の復調装置は、前述し
た種々のものを用いることができる。その理由は、送信
電力増幅器３を介して無線送信される信号は第３図のも
のと同じであるからである。

以上の実施例は、６４ＱＡＭの場合について例示したが
、２５６　Ｑ　Ａ　Ｍその他についても同様である。

本発明のディジタル無線通信システムを構成するに当っ
ては、前述した種々の変調装置のいずれかを含む送信装
置と前述の種々の復調装置のいずれかを含む受信装置と
を任意に組合せて用いることができる。

〔発明の効果〕

以上に述べたように、本発明の変調装置を有する送信装
置は、変調装置において、送信データの信号点配置を直
角格子形からハニカム形に変換することができ、それに
より送信電力増幅器のバックオフを小さくすることがで
きる。この結果、多値直交振幅変調方式の多値数の増加
に経済的に適応できる。

また本発明の復調装置を有する受信装置は、復調装置に
おいて、ハニカム形信号点配置をした多値直交振幅変調
波を復調することができ、よって送信側では送信される
べき多値直交振幅変調波の信号点配置としてハニカム形
配置を用いることができ、それにより送信電力増幅器の
バックオフを小さくすることができる。この結果、多値
直交振幅変調方式の多値数の増加に経済的に適応できる
。

従って、これら送信装置および受信装置を用いた本発明
の多値振幅変調方式通信システムは、多値数を大きくし
て周波数利用効率の向上を図ることができ、伝送品質を
低下させることなく、送信電力効率にすぐれる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明の変調装置を有する送信装置、復調装置
を有する受信装置、およびこれらを用いた多値振幅変調
方式通信システムの原理ブロック図、 第２図は本発明で用いるハニカム形信号点配置を示す図
、 第３図は本発明の一実施例としての直交振幅変調装置の
構成図、 第４図および第５図は第３図実施例装置の動作を説明す
る図、 第６図は第３図における増幅器バックアップ対Ｃ／Ｎ劣
化特性を直角格子信号点配置とハニカム形信号点配置と
の場合について示した図、第７図は本発明の一実施例と
しての復調装置の構成図、 第８図は第７ズ復調装置の信号判定方法の説明図、 第９図は本発明の他の実施例の変調装置の構成図、 第１０図〜第１２図は本発明の他の実施例としての復調
装置の構成図、 第１３図は本発明のさらに他の実施例の変調装置の構成
図、 第１４図は第１３図変調装置の動作説明図、第１５図は
従来の直交振幅変調装置の構成図、第１６図は直角格子
信号点配置図、 第１２図は多値化に伴う信号対雑音比の増加を説明する
図、 第１８図はＱ　、Ａ、　Ｍ方式とＰＳＫ方式のＣ／Ｎ比
劣化特性を示す図、である。 （符号の説明） ２・・・直交振幅変調回路、

Claims (1)

1. 【特許請求の範囲】 １、ハニカム形信号点配置を用いて多値振幅変復調を行
   う通信システムに用いられる変調装置を有する送信装置
   であって、 該変調装置（１００ａ）が、 同相データおよび直交データの信号点配置を直角格子形
   配置からハニカム形配置に変換する信号点配置変換部（
   １０１）、および、 ハニカム形配置に変換された同相データおよび直交デー
   タを直交振幅変調する直交振幅変調部（１０２）、 を具備することを特徴とする、送信装置。 ２、前記信号点配置変換部（１０１）は、 ディジタル信号の同相データおよび直交データにより配
   置される信号点の内の所定の信号点の位置を他の信号点
   位置に移動させ、残余の信号点についてはその位置のま
   まで核同相データおよび直交データを出力する位置変換
   部（５１、５２）、該位置変換部からの同相データおよ
   び直交データをディジタル信号からアナログ信号に変換
   するディジタル／アナログ変換手段（１１、１２）、お
   よび、 アナログ信号に変換された同相データおよび直交データ
   の座標を、その信号点配置が直角格子形配置からハニカ
   ム形格子配置になるように座標変換する座標変換部（４
   ）、 を具備してなる請求項１記載の送信装置。 ３、該位置変換部（５１、５２）はＲＯＭにより構成さ
   れる請求項２記載の送信装置。 ４、前記信号点配置変換部は、 ディジタル信号の同相データおよび直交データにより配
   置される信号点配置を、直角格子形配置からハニカム形
   配置に変換して該同相データおよび直交データを出力す
   る配置位置変換部（６１、６２）、および、 該配置位置変換部からの同相データおよび直交データを
   ディジタル信号からアナログ信号に変換するディジタル
   ／アナログ変換部（１１、１２）、を具備してなる請求
   項１記載の送信装置。 ５、該配置位置変換部はＲＯＭにより構成される請求項
   ４記載の送信装置。 ６、前記変調装置が、前記座標変換部（４）の後段に、
   座標変換されたハニカム形格子配置の信号を直交変調す
   る直交振幅変調部（２）をさらに具備する、請求項１〜
   ５のいずれかに記載の送信装置。 ７、前記ディジタル／アナログ変換手段（１１、１２）
   の出力から前記直交振幅変調部（２）において直接ハニ
   カム形格子配置の信号を直交変調するように構成した、
   請求項６記載の送信装置。 ８、ハニカム形信号点配置を用いて多値振幅変復調を行
   う通信システムに用いられる復調装置を有する受信装置
   であって、 該復調装置（２００ａ）が、 受信された多値直交振幅変調波（ＱＡＭ）を同期検波し
   て同相信号（ｘ）および直交信号（ｙ）を得る同期検波
   部（２０１）、 該同相信号および直交信号について、直角座標軸からハ
   ニカム形信号点配置における隣合う信号点同士を結んだ
   ３本の座標軸に変換する演算を行いその各座標軸対応の
   ３つの座標変換出力信号（ｘ、ｕ、ｖ）を得る座標変換
   部（２０２）、および、該３つの座標変換出力信号に基
   づいて受信信号の信号点の判定を行い出力データ（Ｄｏ
   ｕｔ）を得る信号判定部（２０３）、 を具備することを特徴とする、受信装置。 ９、前記復調装置（２００ａ）が同相信号および直交信
   号の自動等化処理を行う等化部（２０４）をさらに具備
   し、 前記座標変換部（２０２）を、該等化後の同相信号およ
   び直交信号について、直角座標軸からハニカム形信号点
   配置における隣合う信号点同士を結んだ３本の座標軸に
   変換する演算を行いその各座標軸対応の３つの座標変換
   出力信号（ｘ、ｕ、ｖ）を得るように構成し、 該等化器の制御信号を該信号判定部の判定後の出力信号
   に基づき作成するように構成したことを特徴とする、請
   求項第８項記載の受信装置。 １０、請求項１〜７記載のいずれかの送信装置（１００
   ）より伝送路（３００）に信号を送出し、請求項８〜９
   記載のいずれかの受信装置により伝送路からの信号を受
   信することを特徴とする多値振幅変復調方式通信システ
   ム。