JPH01136558A - 直流電源装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は、直流負荷に対して直流定電圧を供給するため
の直流電源装置、特には定格入力電圧が異なる直流負荷
に対応可能な直流電源装置に関する。

（従来の技術） 例えば定格入力電圧が比較的大きく異なる直流モータを
駆動する場合、従来では、各定格入力電圧（例えば１２
Ｖ、２４Ｖ）毎に専用の安定化電源装置を用意すること
が行なわれているが、これでは安定化電源装置の樟準化
が著しく阻害されるという重大な問題点がある。このよ
うな問題点に対処するため、従来より所謂シリーズレギ
ュレータ方式の直流電源装置を用いることが行なわれて
いる。即ち、このものは、高い電圧精度が要求される場
合に適するもので、直流電源と直流モータとの通電路に
パワートランジスタを介在させると共に、このパワート
ランジスタのベースバイアス電圧をフィードバック制御
することにより出力電圧の調節及びその安定化を図るよ
うに構成されている。

（発明が解決しようとする問題点） 上記のようなシリーズレギュレータ方式の直流電源装置
は、電圧精度が高いという利点の他に、構造が簡単でし
かもノイズの発生がないという利点があるものの、パワ
ートランジスタでの不要電力がすべて熱として放散され
るという事情下にある。このため、上記熱損失に伴い電
力損失が大きくなるばかりか、放熱用に大面積の放熱器
を必要として装置全体の大形化を来たすという問題点が
ある。しかも、上記放熱器を組付ける工程は比較的面倒
であるため、これに伴う組立工数の増加により製造コス
トが上昇するという問題点もある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目
的は、標準化の促進並びに電力損失の大幅な低減を実現
できると共に、全体の小形化並びに製造コストの低減も
図り得る等の効果を奏する直流電源装置を提供するにあ
る。

［発明の構成］ （問題点を解決するための手段） 本発明による直流電源装置は、４個の無接点スイッチン
グ素子を単相整流ブリッジ回路として接続して成り」二
記単相整流ブリッジ回路の直流出力端子に相当した一対
の端子を直流電源及び直流負荷間の通電路に介在させる
と共に同じく単相整流ブリッジ回路の交流入力端子に相
当した一対の端子間にコンデンサを接続することにより
構成されたインピーダンス回路、及び一定の基準電圧を
発生する電圧発生回路を夫々設けると共に、前記無接点
スイッチング素子のスイッチング周期を制御して前記コ
ンデンサに印加される交流電圧周波数を変化させること
により前記インピーダンス回路のインピーダンスを調節
可能で且つ斯様なインピーダンス調節によって前記基準
電圧と前記インピーダンス回路を通じて出力される電圧
とが一定の関係を呈するように制御する制御回路を設け
る構成としたものである。

（作用） インピーダンス回路内の無接点スイッチング素子のスイ
ッチング周期を変化させてコンデンサに印加される交流
電圧周波数を変化させた場合には、そのインピーダンス
回路のインピーダンスが変化することになる。具体的に
は、上記インピーダンスは、コンデンサに印加される交
流電圧周波数が高くなるのに伴い小さくなる。しかして
、インピーダンス回路を通じて直流負荷に与えられる出
力電圧が低下し、以てその出力電圧と電圧発生回路から
の基準電圧との間の一定の関係が変化した場合には、制
御回路が、インピーダンス回路のインピーダンスを調節
することによって上記一定の関係が保たれるように制御
する。具体的には、制御回路は、上記のように出力電圧
が低下した場合に、インピーダンス回路内の無接点スイ
ッチング素子のスイッチング周期を長くすることにより
、そのインピーダンスが小さくなるように制御し、これ
によりインピーダンス回路の出力電圧を上昇させ、以て
前述した出力電圧及び基準電圧との間の一定の関係が保
たれるように作用する。また、上述とは逆にインピーダ
ンス回路の出力電圧が上昇した場合には、制御回路は、
無接点スイッチング素子のスイッチング周期を短くする
ことにより、インピーダンス回路のインピーダンスが大
きくなるように制御し、これによりインピーダンス回路
の出力電圧を低下させて、出力電圧及び基準電圧との間
の一定の関係が保たれるように作用する。

以上のような作用により、インピーダンス回路の出力電
圧、つまり直流負荷に与えられる電圧が定電圧化される
ものであり、このときインピーダンス回路内のコンデン
サでは無効電力しか消費されない。また、上記出力電圧
のレベルは、電圧発生回路からの基準電圧を選択するこ
とにより変化させることができる。

（実施例） 以下、本発明の第１の実施例について第１図乃至第３図
を参照しながら説明する。

第１図において、１は直流負荷たる例えば三相の直流ブ
ラシレスモータで、これは直流電源２の正極Ｐ及び負極
Ｎに対応された一対の通電路２ａ及び２ｂから後述する
制御回路３の出力端子Ｑ３〜Ｑ、を通じて給電されるよ
うに設けられている。

４はインピーダンス回路で、これは４個の無接点スイッ
チング素子たる例えばホトトランジスタ５ａ〜８ａを図
示のように単相整流ブリッジ回路として接続した上で、
その単相整流ブリッジ回路の直流入力端子に相当した一
対の端子Ｔ１及び１２間を前記通電路２ａに介在させる
と共に、単相整流ブリッジ回路の交流出力端子に相当し
た一対の端子Ｔ３及び１４間にコンデンサ９を接続する
ことにより構成されている。

上記ホトトランジスタ５ａ〜８ａは夫々発光ダイオード
５ｂ〜８ｂと共に４対のホトカプラ５〜８を構成するも
のである。これら発光ダイオード５ｂ〜８ｂのうち、発
光ダイオード５ｂ、６ｂは、直流電源２から抵抗１０及
び第１のトランジスタ１１を介して同時に通電されるよ
うに接続され、また、発光ダイオード７ｂ及び８ｂは、
直流電源２から上記抵抗１０及び第２のトランジスタ１
２を介して同時に通電されるように接続されている。

従って、第１のトランジスタ１１がオンしたときには、
発光ダイオード５ｂ、６ｂが通電点灯されてホトトラン
ジスタ５ａ、５ａがオンされ、また、第２のトランジス
タ１２がオンしたときには、発光ダイオード７ｂ、８ｂ
が通電点灯されてホトトランジスタ７ａ、８ｍがオンさ
れる。そして、この場合において、上記第１及び第２の
トランジスタ１１及び１２は、前記制御回路３の出力端
子Ｑ１及びＱ２から夫々出力されるオン指令信号Ｓ１及
びＳ２によりオンされるようになっている。

１３は電圧発生回路で、これは直流電源２の正極Ｐ及び
負極Ｎ間に抵抗１４及び図示極性の定電圧ダイオード１
５を直列に接続すると共に、上記定電圧ダイオード１５
と並列に可変抵抗１６を接続することにより構成されて
いる。従って、斯かる電圧発生回路１３にあっては、そ
の可変抵抗１６の摺動端子から電圧レベルが安定した基
準電圧Ｖｓを出力するものであり、その基準電圧Ｖｓは
制御回路３の入力端子Ｐ４に与えられる。また、１７は
電圧検出回路で、これは前記通電路２ａ及び２ｂ間に分
圧用の抵抗１８及び１９を直列に接続することにより構
成されている。従って、斯かる電圧検出回路１７にあっ
ては、抵抗１８及び１９の共通接続点から前記インピー
ダンス回路４を通じて出力される電圧Ｖ　ｏｕｔに対応
した検出電圧Ｖｄを出力するものであり、その検出電圧
Ｖｄは制御回路３の入力端子Ｐ５に与えられる。尚、２
０は通電路２ａ及び２ｂ間に接続された平滑用コンデン
サであり、これの平滑作用によって前記出力電圧ｖ　ｏ
ｕｔ並びに検出電圧Ｖｄの安定化が図られている。

前記制御回路３は、その制御用電源端子Ｐ３及び共通電
源端子２２間に、直流電源２の出力を補助通電路２ｃ及
び通電路２ｂを通じて受けるようになっており、これに
より自身の電源を得るように構成されている。また、制
御回路３は、負荷用電源端子Ｐ１及び共通電源端子２２
間に、直流電源２の出力を通電路２ａ（ひいてはインピ
ーダンス回路４）及び２ｂを通じて受けるようになって
おり、これによりブラシレスモータ１駆動用の電源を得
るように構成されている。そして、」―記制御回路３は
例えばマイクロコンピュータを含んで構成されたもので
、予め記憶した制御用プログラムに基づいて前記ブラシ
レスモータ１の回転制御を行なうようになっており、斯
かる制御時には、ブラシレスモータ１の図示しない固定
子コイルに対し、負荷用電源端子Ｐ１及び共通電源端子
２２間に与えられる直流電圧を印加するようになってい
る。

さて、制御回路３は、上述したようなブラシレスモータ
１の制御の他に、前記第１及び第２のトランジスタ１１
及び１２ひいてはインピーダンス回路４の制御を行なう
ものであり、以下その制御内容について全体の作用と共
に説明する。

まず、最初にインピーダンス回路４の機能について説明
する。即ち、ホトトランジスタ５ａ、６ａがオンされ且
つホトトランジスタ７ａ、ｇａがオフされた状態では、
直流電源２からの電流が、ホトトランジスタ５ａ、　　
６ａ及びコンデンサ９を通じて制御回路３に供給される
ようになって、結果的に上記コンデンサ９には図中矢印
Ａ方向の電流が流れる。また、これとは逆に、ホトトラ
ンジスタ５ａ、６ａがオフされ且つホトトランジスタ７
ａ、８ａがオンされた状態では、直流電源２からの電流
が、ホトトランジスタ７ａ、ｇａ及びコンデンサ９を通
じて制御回路３に供給されるようになって、結果的に上
記コンデンサ９には図中矢印Ｂ方向の電流が流れる。こ
の結果、コンデンサ９には交流電圧が印加されるもので
あり、従ってインピーダンス回路４の端子ＴＩ、Ｔ２間
のインピーダンス２は、上記交流電圧の周波数によって
変化するようになる。また、」−記インピーダンスＺは
、ホトトランジスタ５ａ、５ａのグループ及びホトトラ
ンジスタ７ａ、８ａのグループのスイッチング周期を変
化させることにより、所定範囲で大小変化させることが
できる。

しかして、上記スイッチング周期は、第１及び第２のト
ランジスタ１１及び１２のオンオフ周期に対応するもの
であり、制御回路３は、上記トランジスタ１１及び１２
のオンオフ周期を制御することにより、インピーダンス
回路４のインピーダンス２を調節可能に構成されている
。

即ち、制御回路３は、例えば第２図（ａ）。

（ｂ）に示すように、出力端子Ｑ１から所定周期のオン
指令信号Ｓ１を出力すると共に、出力端子Ｑ２から上記
オン指令信号Ｓ１と逆位相のオン指令信号Ｓ２を出力す
るようになっており、これら各信号Ｓ１及びＳ２の出力
周期を後述のように変化させるようになっている。そし
て、今、出力端子Ｑｌ、Ｑ２から第２図（ａ）及び（ｂ
）に示すようなオン指令信号Ｓ１及びＳ２が出力された
場合には、第１及び第２のトランジスタ１１及び１２は
、所定周期にて交互にオンされるものである。

従って、この場合には、オン指令信号Ｓ１による第１の
トランジスタ１１のオンに応じてホトトランジスタ５ａ
、［ｉａがオンされた状態と、オン指令信号Ｓ２による
第２のトランジスタ１２のオンに応じてホトトランジス
タ７ａ、ｇａがオンされた状態とが交互に繰返されるも
のであり、これによりインピーダンス回路４のインピー
ダンスＺが所定値となるように制御される。そして、こ
のような状態では、インピーダンス回路４からの出力電
圧Ｖｏｕｔ　　（つまり制御回路３を通じてブラシレス
モーフ１に与えられる電圧）は、例えば第２図中（Ｃ）
に示すようなレベルとなるものであり、その出力電圧Ｖ
　ｏｕｔのレベルは、インピーダンス回路４のインピー
ダンスＺによって変化する。

さらに、制御回路３は、上記のようなインピーダンス調
節を積極的に行なうことによって、検出電圧Ｖｄと基準
電圧Ｖｓとが一致するように（換言すればインピーダン
ス回路４の出力電圧Ｖ　ｏｕｔと基準電圧Ｖｓとが一定
の関係となるように）制御する構成となっている。即ち
、今、第２図に示すようなオン指令信号Ｓ１及びＳ２を
出力した状態において、インピーダンス回路４の出力電
圧Ｖｏｕｔが低下し、以て検出電圧Ｖｄが基準電圧Ｖｓ
より低くなったときには、制御回路３は、オン指令信号
Ｓ１及びＳ２の出力周期を第３図（ａ）。

（ｂ）に−例を示すような状態に徐々に短くし、これに
よりインピーダンス回路４のインピーダンスＺが小さく
なるように制御する。この結果、出−１３＝ 力電圧Ｖ　ｏｕｔが」１昇するようになり、斯様な電圧
」１昇に応じてＶｄ−Ｖｓとなったときには、オン指令
信号Ｓ１及びＳ２の出力周期のそれ以上の短縮を停止す
る。一方、これとは逆に、インピーダンス回路４の出力
電圧Ｖ　ｏｕｔが上昇し、以て検出電圧Ｖｄが基準電圧
Ｖｓより高くなったときには、制御回路３はオン指令信
号Ｓ１及びＳ２の出力周期を徐々に長くし、以てインピ
ーダンス回路４のインピーダンスＺが大きくなるように
制御する。

この結果、出力電圧Ｖ　ｏｕｔが低下するようになり、
斯様な電圧低下に応じてＶｄ＝Ｖｓとなったときには、
オン指令ｉ号Ｓ１及びＳ２の出力周期のそれ以上の拡大
を停止する。従って、上記のような作用が繰返されるこ
とにより、インピーダンス回路４の出力電圧Ｖｏｕｔｓ
つまりブラシレスモーフ１に与えられる電圧が定電圧化
されるようになる。

また、このときにはインピーダンス回路４内のコンデン
サ９では無効電力しか消費されないから、発熱を伴うこ
とがない。さらに、上記出力電圧Ｖｏｕｔのレベルは、
基準電圧Ｖｓのレベルを可変抵抗１６により調節するこ
とにより、所定範囲内で上下させることができる。

要するに、上記した構成の本実施例によれば、定格入力
が異なるブラシレスモータ１に対しても十分対処するこ
とが可能となり、ハードウェア部分の標準化を大きく促
進できる。また、電圧可変要素であるコンデンサ９では
無効電力しか消費されないから、電圧可変要素としてパ
ワートランジスタを用いた従来構成に比べて電力損失を
大幅に軽減できる。しかも、上記コンデンサ９での発熱
がほとんどないから、従来のように放熱器を必要とせず
、全体の小形化を実現できると共に、組立工数の減少に
伴う製造コストの引下げを図り得るものである。

尚、上記実施例では、インピーダンス回路４の出力電圧
Ｖ　ｏｕｔを検出するために電圧検出回路１７を設ける
ようにしたが、上記出力電圧ｖ　ｏｕｔは制御回路３の
入力端子Ｐ１にて直接検知することも可能であるから、
電圧検出回路１７は必要に応じて設ければ良い。

また、本発明は上記第１の実施例に限定されるものでは
なく、例えば第２の実施例を示す第４図のように、イン
ピーダンス回路４及び制御回路３間の通電路２ａに平滑
用のりアクドル２１を介在させても良く、このような構
成とすればインピーダンス回路４の出力電圧Ｖ　ｏｕｔ
の平滑作用をより一層向」ニさせることができる。

その他、本発明は上記し且つ図面に示した各実施例に限
定されるものではなく、例えば他の直流負荷にも適用で
きる等、その要旨を逸脱しない範囲で種々変形して実施
することができる。

［発明の効果］ 本発明によれば以上の説明によって明らかなように、コ
ンデンサの性質を利用したインピーダンス変化により直
流電源の出力電圧を変化させるインピーダンス回路、及
び一定の基準電圧を発生する電圧発生回路を夫々設ける
と共に、前記インピーダンス回路のインピーダンスを調
節することによって前記基準電圧と前記インピーダンス
回路を通じて出力される電圧とが一定の関係を呈するよ
うに制御する制御回路を設ける構成としたので、標準化
の促進並びに電力損失の大幅な低減を実現できると共に
、全体の小形化並びに製造コストの低減も図り得る等の
優れた効果を奏するものである。

【図面の簡単な説明】

第１図乃至第３図は本発明の第１の実施例を示すもので
、第１図は回路図、第２図及び第３図は作用説明用のタ
イミングチャートである。また、第４図は本発明の第２
の実施例を示す第１図相当図である。 図中、１はブラシレスモータ（直流負荷）、２は直流電
源、３は制御回路、４はインピーダンス回路、５〜８は
ホトカプラ、５ａ〜８ａはホトトランジスタ（無接点ス
イッチング素子）、５ｂ〜８ｂは発光ダイオード、９は
コンデンサ、１３は電圧発生回路、１７は電圧検出回路
、２０は平滑用コンデンサ、２１はリアクトルを示す。 第２図 第３図 第４図

Claims (1)

【特許請求の範囲】
1. １、４個の無接点スイッチング素子を単相整流ブリッジ
   回路として接続して成り上記単相整流ブリッジ回路の直
   流出力端子に相当した一対の端子を直流電源及び直流負
   荷間の通電路に介在させると共に同じく単相整流ブリッ
   ジ回路の交流入力端子に相当した一対の端子間にコンデ
   ンサを接続することにより構成されたインピーダンス回
   路と、一定の基準電圧を発生する電圧発生回路と、前記
   無接点スイッチング素子のスイッチング周波数を制御し
   て前記コンデンサに印加される交流電圧周波数を変化さ
   せることにより前記インピーダンス回路のインピーダン
   スを調節可能に設けられ斯様なインピーダンス調節によ
   って前記基準電圧と前記インピーダンス回路を通じて出
   力される電圧とが一定の関係を呈するように制御する制
   御回路とを設けたことを特徴とする直流電源装置。