JP7842335B2 - モータ制御システム及びモータの制御方法 - Google Patents

Description

本開示は、モータ制御システム及びモータの制御方法に関する。

モータ制御システムでは、モータの回転子位相に基づいてインバータの出力電圧を決定するため、回転子位相の検出又は推定をする必要がある。コスト低減の観点から、エンコーダを用いずにモータ電流・インバータ出力電圧などから回転子位相を推定することが望ましい。このような推定を用いてモータを制御することを「位置センサレス制御」と呼ぶ。

位置センサレス制御の内、モータ停止時を対象として回転子位相を推定する技術については、特許文献１に開示されている。

特許文献１には、高精度に磁極位置を推定する同期電動機の磁極位置推定手段として、同期電動機１と、電流検出器４と、電力変換器７と、磁極位置推定手段８と、軸及び極性判別部１６又は極性判別部１６ａと、を接続した構成、磁極位置推定手段８は、同期電動機１を制御する電動機制御装置の一部を利用すること、起動時の磁極位置推定を行うに、停止状態の起動時(起動開始初期)に、所定周波数を有する正弦波指令である推定用ｄ軸電流指令id1*を電流制御部３ａに出力すること、推定用ｄ軸電流指令id1*を印加して発生するｑ'軸電流iq'を電流検出器４及びｄｑ変換部５ａを介して帰還入力し、磁極位置θを推定することが開示されている。

特開２００３－１４３８９４号公報

特許文献１の磁極位置推定手段においては、モータの突極性すなわちｄ軸・ｑ軸インダクタンスの差分を利用している。このため、ｄ軸・ｑ軸インダクタンスが等価である場合には、回転子位相を推定することができない。したがって、例えば表面磁石型モータでは、ｄ軸・ｑ軸インダクタンスが同じであるため、特許文献１の技術を用いても回転子位相を推定できない。

また、例えば、ファン等に用いるモータが逆回転してしまうと、ファンとして機能しなくなる。このため、位置センサを用いない場合であっても、モータの逆回転を防止する必要がある。

本開示の目的は、突極性の有無によらず、停止状態にあるモータの回転子位相を推定し、この回転子位相に基づいてインバータ制御を開始することで円滑な加速を実現することにある。

本開示のモータ制御システムは、モータの電流を検出する電流センサと、モータと接続されたインバータと、インバータの出力電圧を制御するインバータ制御部と、モータの回転子位相を推定する位相推定部と、を備え、インバータ制御部は、インバータを制御してモータが停止している状態で出力電圧を印加させ、出力電圧を正負に切り替えることにより、モータを前後に回転させ、この回転によりモータの誘起電圧を発生させ、位相推定部は、誘起電圧によって流れる電流の検出値に基づいて回転子位相を推定し、前記インバータ制御部が、前記誘起電圧によって流れる前記電流のベクトルから前記出力電圧の位相方向と同じ方向に直交する成分である直交成分を算出し、この直交成分の絶対値が所定値以下になるまで前記出力電圧の位相を変更し、前記位相推定部が、位相推定を繰り返すことを特徴とする。

本開示によれば、突極性の有無によらず、停止状態にあるモータの回転子位相を推定し、この回転子位相に基づいてインバータ制御を開始することで円滑な加速を実現することができる。

実施例１のモータ制御システムを示す構成図である。 モータの停止状態における回転子位相θ_ｄが３０ｄｅｇの場合における電圧及び電流の波形を示すグラフである。 モータの停止状態における回転子位相θ_ｄが０ｄｅｇの場合における電圧及び電流の波形を示すグラフである。 モータの停止状態における回転子位相θ_ｄが－３０ｄｅｇの場合における電圧及び電流の波形を示すグラフである。 磁石磁束・電圧・電流に関するベクトル図である。 位相推定値の更新前におけるｄ軸の位置と電流の符号との相関を示すグラフである。 位相推定値の更新後におけるｄ軸の位置と電流の符号との相関を示すグラフである。 ｄｃ軸電圧印加時におけるｄ軸の位置と電流の符号との相関を示すグラフである。 ｑｃ軸電圧印加時におけるｄ軸の位置と電流の符号との相関を示すグラフである。 極性判別における電圧、電流及び位相の経時変化を示すグラフである。 実施例２のモータ制御システムの一部を構成するインバータ制御部を示す構成図である。 実施例３のモータ制御システムの一部を構成するインバータ制御部を示す構成図である。 モータ回転時における三相の誘起電圧及びその位相の経時変化を示すグラフである。 モータ停止時における三相の誘起電圧及びその位相の経時変化を示すグラフである。 実施例４のモータ制御システムを示す構成図である。

本開示は、モータ制御システムにおける回転子位相の推定技術に関する。

以下、図面を用いて実施例について説明する。

図１は、実施例１のモータ制御システムを示す構成図である。

本図においては、モータ１は、インバータ２と接続されている。インバータ２は、直流電圧Ｖ_ＤＣを受電してＵ相・Ｖ相・Ｗ相電圧ｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗを出力する。これによって、モータ１には、Ｕ相・Ｖ相・Ｗ相電流ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗが流れる。これらの電流は、電流センサ３によって検出される。

インバータ制御部４は、ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗに従ってインバータ２のＵ相・Ｖ相・Ｗ相の上下ゲート信号ｓ_ｕｐ、ｓ_ｕｎ、ｓ_ｖｐ、ｓ_ｖｎ、ｓ_ｗｐ、ｓ_ｗｎを制御し、その結果としてｖ_ｕ、ｖ_ｖ、ｖ_ｗを制御する。

インバータ制御部４は、矩形波電圧演算部４ａ、二相・三相変換部４ｂ、ＰＷＭ制御部４ｃ、三相・二相変換部４ｄ及び位相推定部４ｅを有する。

矩形波電圧演算部４ａは、ｄｃ軸・ｑｃ軸電圧指令ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊のいずれかを矩形波に設定する。二相・三相変換部４ｂは、ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊をｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊に変換する。ＰＷＭ制御部４ｃは、ｖ_ｕ ^＊、ｖ_ｖ ^＊、ｖ_ｗ ^＊をパルス幅変調に従ってｓ_ｕｐ、ｓ_ｕｎ、ｓ_ｖｐ、ｓ_ｖｎ、ｓ_ｗｐ、ｓ_ｗｎに変換する。三相・二相変換部４ｄは、ｉ_ｕ、ｉ_ｖ、ｉ_ｗをｄｃ軸・ｑｃ軸電流ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃに変換する。位相推定部４ｅは、ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃに基づいてモータ１の回転子位相θ_ｄの推定値である回転子位相推定値θ_ｄｃを出力する。

位相推定部４ｅは、位相補正量演算部４ｅ１及び遅延要素演算部４ｅ２を有する。

位相補正量演算部４ｅ１は、ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃに基づいてθ_ｄｃの位相補正量θ_ｓｔｅｐを演算する。遅延要素演算部４ｅ２は、θ_ｄｃの過去値θ_{ｄｃ－ｏｌｄ}を出力する。

そして、θ_{ｄｃ－ｏｌｄ}にθ_ｓｔｅｐを加算することで、θ_ｄｃを更新し、位相推定部４ｅの出力値とする。θ_ｄｃは、二相・三相変換部４ｂ及び三相・二相変換部４ｄに送信され、座標変換時の基準となる。

位相推定部４ｅ、特に位相補正量演算部４ｅ１を備えることによって、エンコーダなしでθ_ｄｃを推定することが可能になる。したがって、このような制御を「位置センサレス制御」と呼ぶ。

ここで、位置センサレス制御の課題について説明する。

特許文献１に示されているように、モータのｄ軸・ｑ軸インダクタンスＬ_ｄ、Ｌ_ｑに差分がある場合、ｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊を一定としたままθ_ｄを変化させると、ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃも変化する。この関係を数式化あるいはテーブル化しておくことで、ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃからθ_ｄを推定することが可能となる。しかし、この現象は、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑに差分がある場合に限られる。静音性を重視してモータを設計する場合、Ｌ_ｄ、Ｌ_ｑが等しくなる場合があり、その場合にはθ_ｄを推定することができない。これが位置センサレス制御の課題である。

特許文献１の方法では、モータのＬ_ｄ、Ｌ_ｑの位置依存性を利用しているといえる。モータのパラメータとしては、他に、抵抗値Ｒ及び誘起電圧係数Ｋｅがある。Ｒは位置依存性がなく、Ｋｅは位置依存性がある。停止状態では、モータの回転速度ωがゼロであるため、誘起電圧（ωＫｅ）がゼロとなり、その影響はｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃに表れない。

そこで、本開示では、矩形波電圧演算部４ａによってｖ_ｄｃ ^＊あるいはｖ_ｑｃ ^＊を正負に切り替え、モータ１を前後に回転させ、その際に発生する誘起電圧に基づいてθ_ｄを推定する。

以下、この動作原理について説明する。

図２～図４は、θ_ｄが異なる場合における電圧及び電流の波形をそれぞれ示したものである。

図２は、モータの停止状態における回転子位相θ_ｄが３０ｄｅｇの場合における電圧及び電流の波形を示すグラフである。

図３は、モータの停止状態における回転子位相θ_ｄが０ｄｅｇの場合における電圧及び電流の波形を示すグラフである。

図４は、モータの停止状態における回転子位相θ_ｄが－３０ｄｅｇの場合における電圧及び電流の波形を示すグラフである。

いずれの図においても、横軸に時間ｔ（ｓ）、縦軸に電圧Ｖ（Ｖ）及び電流Ｉ（Ａ）をとっている。

これらの図においては、ｑｃ軸電圧指令ｖ_ｑｃ ^＊を一定とし、ｄｃ軸電圧指令ｖ_ｄｃ ^＊を正及び負の矩形波としている。この経時変化に応じて、ｄｃ軸・ｑｃ軸電流ｉ_ｄｃ、ｉ_ｑｃが変化している。

図２～４のいずれの場合も、ｉ_ｄｃの経時変化は同様であるが、ｉ_ｑｃの経時変化は、θ_ｄが正の場合、０の場合、及び負の場合で異なっている。これらの図においては、ｉ_ｑｃの経時変化を示す曲線の極値に対応する時刻をｔ_１として示している。

このようにθ_ｄに応じてｉ_ｑｃが変化する理由について、次に説明する。

図５は、磁石磁束・電圧・電流に関するベクトル図である。図中、横軸にｄｃ軸、縦軸にｑｃ軸、磁石の向きにｄ軸をとっている。

本図に示すように、当初、磁石磁束は、ベクトルで表されるΦであり、ｑｃ軸成分がΦ_ｑｃである。

ｄｃ軸電圧指令ｖ_ｄｃ ^＊を正に設定すると、ｄ軸はｄｃ軸に引き寄せられ、磁石磁束はΦからΦ’に変化する。このとき、磁石磁束のｑｃ軸成分は、Φ_ｑｃからΦ_ｑｃ’に減少する。このため、これを打ち消すようにｑｃ軸電流ｉ_ｑｃが正方向に流れる。

一方、ｄｃ軸に対してｄ軸が図５に示す位置とは対称の位置にある場合には、ｉ_ｑｃは、同様の原理で負に流れる。

また、ｄｃ軸とｄ軸が一致しいている場合には、ｉ_ｑｃはゼロとなる。これがθ_ｄに応じてｉ_ｑｃが変化する理由である。

図６Ａは、上述の内容をまとめたものであり、位相推定値の更新前におけるｄ軸の位置と電流の符号との相関を示すグラフである。図中、横軸にｄｃ軸、縦軸にｑｃ軸をとっている。第一象限及び第三象限においてはｉ_ｑｃ＞０であり、第二象限及び第四象限においてはｉ_ｑｃ＜０である。Δθ’は、ｄｃ軸を基準とした場合のｄ軸の位相を示している。

ここで、ｖ_ｄｃ ^＊あるいはｖ_ｑｃ ^＊を正及び負に変化させる理由は、正又は負のいずれか一方のみの矩形波とすると、モータの一方向の回転が持続し、図６Ａに示すグラフにおいてｄ軸が他の象限に移動してしまうためである。そのため、ｖ_ｄｃ ^＊あるいはｖ_ｑｃ ^＊を正及び負に変化させてモータを元の位置に戻すこととしている。

つぎに、ｉ_ｑｃの発生原理について、下記式（１）で表されるモータ１の電圧方程式の観点から説明する。

ただし、ｖ_ｄはｄ軸電圧［Ｖ］、ｖ_ｑはｑ軸電圧［Ｖ］、ｉ_ｄはｄ軸電流［Ａ］、ｉ_ｑはｑ軸電流［Ａ］、ｐは微分演算子、Ｒは抵抗値である。

上記式（１）において、モータ１の回転速度が低い場合、Ｒ＞＞ωＬ_ｄ、Ｒ＞＞ωＬ_ｑとすると、下記式（２）が成り立つ。

ここで、Ｌ_ｄ≒Ｌ_ｑ、ｄω／ｄｔ≒０として、ｄ－ｑ座標系からｄｃ－ｑｃ座標系に座標変換すると、下記式（３）が得られる。

ただし、Δθは、ｄ軸を基準とした場合のｄｃ軸の位相［ｒａｄ］である。

ｖ_ｑｃ＝０であるから、上記式（３）の第２行より下記式（４）が成り立つ。

ｄｃ軸とｄ軸とが直交するときに発生する最大トルクをτ_０とすると、運動方程式より下記式（５）が成り立つ。

ただし、Ｔ_ｄはｖ_ｄｃ ^＊の印加時間［ｓ］、τはモータトルク［Ｎｍ］、Ｊはモータ慣性［ｋｇ・ｍ^２］である。

上記式（４）及び（５）より下記式（６）が成り立つ。

ただし、Δθ’は、ｄｃ軸を基準とした場合のｄ軸位相［ｒａｄ］（Δθ’＝－Δθ）である。

上記式（６）のｃｏｓΔθ’ｓｉｎΔθ’に着目すると、ｉ_ｑｃの符号が図６Ａに示すとおりになることが分かる。

上記式（２）から上記式（３）への変形においてＬ_ｄ≒Ｌ_ｑを仮定したが、厳密にＬ_ｄ＝Ｌ_ｑである場合にも同じ結論を得る。ゆえに、図６Ａに示すｉ_ｑｃの符号は、モータ１に突極性がない場合でも保証される。

位相補正量演算部４ｅ１は、θ_ｄとθ_ｄｃとの差がゼロに収束するように、ｉ_ｑｃの符号に応じてθ_ｓｔｅｐを演算する。

図６Ｂは、図６Ａに示すようにｄ軸が第一象限にありｉ_ｑｃ＞０が正である場合を例として、位相推定値の更新後におけるｄ軸の位置と電流の符号との相関を示したものである。

図６Ｂに示すように、θ_ｓｔｅｐも正に設定することで、遅延要素演算部４ｅ２による位相推定値の更新によってｄｃ軸がｄｃ’軸まで進み、ｄ軸に近づく。これに伴い、図６Ａのｑｃ軸もｑｃ’軸に移動する。

以上が本開示の動作原理であり、その特徴をまとめると、次のとおりである。

（１）矩形波電圧演算部４ａは、モータ１が停止している状態でインバータ２の出力電圧を正負に切り替えることにより、モータ１を前後に回転させ、この回転によりモータ１の誘起電圧を発生させる。

（２）位相推定部４ｅは、誘起電圧によって流れる電流の検出値に基づいてモータ１の回転子位相を推定する。

つぎに、上記の特徴の付加価値を高めるための手段について説明する。

（１）インバータ制御部４は、誘起電圧によって流れる電流のベクトルから出力電圧の位相方向と同じ方向に直交する成分である直交成分ｉ_ｑｃを算出し、この直交成分の絶対値が所定値以下になるまで出力電圧の位相を変更する。

（２）位相推定部４ｅは、位相推定を繰り返す。

これにより、位相推定精度を高めることができる。位相推定の更新ごとに二相・三相変換部４ｂで用いられるθ_ｄｃが変更されるため、インバータ２の出力電圧位相が位相推定ごとに変化することになる。

位相推定の変更（更新）において、θ_ｓｔｅｐは、可変値としてもよく、例えば更新回数が増えるほどθ_ｓｔｅｐを減少させてもよい。また、ｉ_ｑｃの符号だけではなく、ｉ_ｑｃの絶対値に応じてθ_ｓｔｅｐを変更してもよく、例えばｉ_ｑｃの絶対値の大小に合わせてθ_ｓｔｅｐを増減させてもよい。このように、θ_ｓｔｅｐを可変とすることで、少ない更新回数で高い位相推定精度を得ることができる。

位相推定の更新を繰り返した場合、図６Ｂのｄｃ’軸は、ｄ軸に収束する。

ここで、仮想的にｄｃ軸を固定しｄ軸が変化するとした場合の挙動について説明する。

図７Ａは、ｄｃ軸電圧印加時におけるｄ軸の位置と電流ｉ_ｑｃの符号との相関を示すグラフである。図中、横軸にｄｃ軸、縦軸にｑｃ軸をとっている。第一象限及び第三象限においてはｉ_ｑｃ＞０であり、第二象限及び第四象限においてはｉ_ｑｃ＜０である。

例えば、第一象限にｄ軸があった場合には、ｄ軸は、矢印Ａ１に示す経路に沿ってｄｃ軸に収束する。ｄ軸の収束の方向としては、ｄｃ軸の他、－ｄｃ軸、ｑｃ軸、－ｑｃ軸の４方向が考えられる。±ｑｃ軸方向に関しては、初期時点でのｄ軸が±ｑｃ軸のどちらかに厳密に一致しない限り、ｄ軸は、矢印Ａ１～Ａ４の経路に沿って±ｑｃ軸から離れるため、±ｑｃ軸には留まらない。

一方、±ｄｃ軸方向に関しては、矢印Ａ１と矢印Ａ４、矢印Ａ２と矢印Ａ３がそれぞれ対向しているため、ｄ軸は、±ｄｃ軸のどちらにも停留する可能性がある。ここでは、±ｄｃ軸方向に収束した場合のｄ軸をそれぞれ、ｄ_１軸、ｄ_２軸とする。ｄ軸がｄ_１軸又はｄ_２軸のどちらであるかは、ｉ_ｑｃのみでは区別することができない。物理的には、磁石磁束がＮ極であるか、Ｓ極であるかを判別できていない状態であり、これを判別することを「極性判別」と呼ぶ。

位相推定の更新においてｉ_ｑｃの絶対値が所定値以下になった場合には、矩形波電圧演算部４ａによって正のｖ_ｑｃ ^＊を設定する（ｖ_ｄｃ ^＊はゼロ）。そして、ｉ_ｄｃが正である場合にはｄｃ軸方向がＮ極と判別し、ｉ_ｄｃが負である場合にはｄｃ軸方向がＳ極と判別する。

図７Ｂは、矩形波電圧演算部４ａによる正のｖ_ｑｃ ^＊の設定の具体例を示すものであり、ｑｃ軸電圧印加時におけるｄ軸の位置と電流ｉ_ｄｃの符号との相関を示すグラフである。図中、横軸にｄｃ軸、縦軸にｑｃ軸をとっている。第一象限及び第三象限においてはｉ_ｄｃ＞０であり、第二象限及び第四象限においてはｉ_ｄｃ＜０である。

このようにして極性判別できる理由について、次に説明する。

正のｖ_ｑｃ ^＊を設定すると、ｄ_１軸及びｄ_２軸のいずれもｑｃ軸方向に移動し、図５に示す場合と同様に、磁束変化の影響でｉ_ｄｃが流れる。ｉ_ｄｃの符号は、ｄ軸がｄ_１軸、ｄ_２軸のどちらであるかに依存する。ｉ_ｄｃが正であるならば、ｄ_１軸が真のｄ軸であり、これはｄｃ軸方向がＮ極方向であることを意味する。ｉ_ｄｃが負であるならば、逆にｄｃ軸方向はＳ極方向である。以上では、正のｖ_ｑｃ ^＊を設定した場合について説明したが、負のｖ_ｑｃ ^＊を設定した場合でも同様に極性判別が可能である。

極性判別をした後、ｄｃ軸方向がＳ極である場合、位相補正量演算部４ｅ１によってθ_ｓｔｅｐを０～１８０ｄｅｇの範囲で設定し、θ_ｄｃをオフセット補正することで、モータ１の逆転を防止する。

つぎに、逆転を防止できる理由について説明する。

極性判別が終了した時点において、ｄ_２軸は、第二象限すなわち位相範囲９０～１８０ｄｅｇにあり、ｖ_ｑｃ ^＊の方向すなわちｑｃ軸方向に逆回転している。逆回転を止めるために正のトルクを出力するには、ｖ_ｑｃ ^＊の位相をｄ_２軸に対して０ｄｅｇ～９０ｄｅｇ進めればよい。つまり、ｖ_ｑｃ ^＊の望ましい位相範囲は、９０～２７０ｄｅｇであり、図７Ｂのｖ_ｑｃ ^＊の位相９０ｄｅｇを基準として０～１８０ｄｅｇの範囲でオフセット補正することで逆転を防止できる。

つぎに、極性判別及び位相オフセット補正について説明する。

図８は、極性判別における電圧、電流及び位相の経時変化を示すグラフである。図中、横軸に時間、縦軸に電圧、電流及び位相をとっている。電圧については、ｖ_ｄｃ ^＊を実線、ｖ_ｑｃ ^＊を破線で示している。電流については、ｉ_ｄｃを実線、ｉ_ｑｃを破線で示している。位相については、θ_ｄを実線、θ_ｄｃを破線で示している。

本図に示すように、時刻ｔ_０においては、θ_ｄは－１８０ｄｅｇであり、θ_ｄｃは０ｄｅｇである。時刻ｔ_１から極性判別を開始する。時刻ｔ_１において、ｖ_ｑｃ ^＊を正の所定値に設定する。これに伴い、θ_ｄは１８０ｄｅｇとなる。

本図においては、時刻ｔ_２におけるｉ_ｄｃが点Ｐ１で示すように所定値よりも小さくなったことから、極性はＳ極であると判別される。そして、時刻ｔ_２において、点Ｐ２で示すように、θ_ｄｃを９０ｄｅｇオフセット補正している。これにより、θ_ｄの逆転（減少）は、点Ｐ３で示す時刻に止まり、それ以降は正転している。時刻ｔ_２から点Ｐ３で示す時刻までタイムラグがあるのは、モータ１の慣性による。

なお、本図において、時刻ｔ_３以降は、モータ１の加速を行っているが、この内容については後述する。

極性判別および位相オフセット補正の特徴は、次のとおりである。

（１）位相推定の更新においてｉ_ｑｃの絶対値が所定値以下になった場合には、矩形波電圧演算部４ａによって正または負のｖ_ｑｃ ^＊を設定する。すなわち、位相推定の更新で用いたｖ_ｄｃ ^＊と比較して、出力電圧の位相を時計方向又は反時計方向のいずれかに９０ｄｅｇ進める。

（２）ｉ_ｄｃの符号に基づいて極性判別を実施し、判別結果がＳ極である場合には、位相補正量演算部４ｅ１によってθ_ｓｔｅｐを０～１８０ｄｅｇの範囲で設定し、θ_ｄｃをオフセット補正する。

言い換えると、インバータ制御部４は、電流の直交成分ｉ_ｑｃが絶対値が所定値以下になった場合には、出力電圧の位相を時計方向又は反時計方向のいずれかに９０ｄｅｇ進め、位相推定部４ｅは、出力電圧の位相変更後の電流検出値に基づいてモータの極性判別を実施し、極性判別の結果がＳ極である場合には、回転子位相の推定値である回転子位相推定値を０～１８０ｄｅｇの範囲でオフセット補正する。

以上のように、実施例１によれば、モータ１のＬ_ｄとＬ_ｑとが等しい場合でも、位置センサレス制御を実行することができる。

図９は、実施例２のモータ制御システムの一部を構成するインバータ制御部を示す構成図である。ただし、図１と同じ部分については省略している。すなわち、図９においては、インバータ制御部４の構成のみを示している。

本図においては、インバータ制御部４は、図１と同様に、矩形波電圧演算部４ａ、二相・三相変換部４ｂ、ＰＷＭ制御部４ｃ、三相・二相変換部４ｄ及び位相推定部４ｅを有する。そして、図９においては、インバータ制御部４は、ｄ軸・ｑ軸電流指令ｉ_ｄ ^＊、ｉ_ｑ ^＊よりｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊を演算するモータモデル式演算部４ｆを有する。矩形波電圧演算部４ａと二相・三相変換部４ｂとの間には、矩形波電圧演算部４ａとモータモデル式演算部４ｆを切り替えるスイッチ４ｇが設けられている。

また、本図においては、位相推定部４ｅは、図１と同様に、位相補正量演算部４ｅ１及び遅延要素演算部４ｅ２を有する。そして、図９においては、位相推定部４ｅは、θ_ｄとθ_ｄｃとの差分であるΔθの推定値Δθ_ｅｓｔを計算する位相差推定部４ｅ３と、ＰＬＬ型位相補正量演算部４ｅ４と、ＰＬＬ型位相補正量演算部４ｅ４の出力であるＰＬＬ型位相補正量θ_ＰＬＬとθ_ｓｔｅｐとを切り替えるスイッチ４ｅ５と、を有する。ここで、ＰＬＬは、Ｐｈａｓｅ Ｌｏｃｋｅｄ Ｌｏｏｐの略称であり、「位相同期回路」とも呼ばれるものである。

位相差推定部４ｅ３は、モータ１の誘起電圧に基づくオブザーバであり、誘起電圧が発生している駆動中においては位相差推定部４ｅ３のみで位置センサレス制御を実行できる。一方、停止時においては、誘起電圧がゼロであることから、位相差推定部４ｅ３のみでは位置センサレス制御を実行できない。

ＰＬＬ型位相補正量演算部４ｅ４においては、例えば、θ_ＰＬＬを下記式（７）により算出する。

ただし、ω^＊はモータ１の速度指令［ｒａｄ／ｓ］、Ｋ_ＰＬＬはＰＬＬゲイン、Ｔ_ｓは遅延要素演算部４ｅ２の遅延時間［ｓ］である。

これらの構成によって、停止状態にあるモータ１を加速させることができる点について、次に説明する。

図８においては、時刻ｔ_３よりモータ１の加速を開始している。

時刻ｔ_３においてスイッチ４ｇの入力元を矩形波電圧演算部４ａからモータモデル式演算部４ｆに切り替えること（図９）によって、図８の点Ｐ４、Ｐ５で示すｖ_ｑｃ ^＊、ｖ_ｄｃ ^＊はそれぞれ、ｉ_ｑ ^＊、ｉ_ｄ ^＊に基づいて算出される。これにより、モータ１の加速に必要な電圧が確保される。また、同じタイミングでスイッチ４ｅ５の入力元をθ_ｓｔｅｐからθ_ＰＬＬに切り替える（図９）。その場合、図９に示すように、θ_ｄｃに関して下記式（８）が成り立つ。

遅延要素演算部４ｅ２で算出される遅延要素及び上記式（７）を考慮すると、下記式（９）が成り立つ。

上記式（９）を微分すると、下記式（１０）が成り立つ。

Ｋ_ＰＬＬは正であることから、上記式（１０）は、θ_ｄｃに関して安定な方程式であり、θ_ｄｃはθ_ｄに収束する。このようにθ_ｄｃとθ_ｄとを同期させることを「ＰＬＬ制御」と呼ぶ。θ_ｄｃ＝θ_ｄを上記式（１０）に代入すると、下記式（１１）が成り立つ。

上記式（１１）より、モータ１の回転速度はω^＊となる。このため、図８のθ_ｄｃおよびθ_ｄは、その傾きがω^＊になるまで増加する。これがモータ１を加速する原理である。なお、θ_ｄｃは、点Ｐ６で示す時刻ｔ３から、上記式（９）又は（１０）に従って増加する。

以上のように、実施例２によれば、モータ１の加速を実行することができる。その特徴は、次のとおりである。

（１）位相補正量演算部４ｅ１による位相推定の完了後、モータモデル式演算部４ｆによりｖ_ｄｃ ^＊、ｖ_ｑｃ ^＊を演算する。

（２）位相補正量演算部４ｅ１による位相推定の完了後、位相差推定部４ｅ３およびＰＬＬ型位相補正量演算部４ｅ４によって構成されるＰＬＬ制御に従ってθ_ｄｃを演算する。

言い換えると、インバータ制御部４は、モータ１が停止している状態における回転子位相の推定を完了した後、モータモデルに基づいて出力電圧を算出し、位相推定部４ｅは、回転子位相と回転子位相推定値との差分に基づくＰＬＬ制御によって回転子位相推定値を更新する。

図１０は、実施例３のモータ制御システムの一部を構成するインバータ制御部を示す構成図である。ただし、図１と同じ部分については省略している。

図１０においては、モータ制御システムは、モータ１の誘起電圧を検出する電圧センサ５と、誘起電圧位相θ_ｖを算出する誘起電圧位相算出部４ｅ６と、誘起電圧振幅ａ_ｖを算出する誘起電圧振幅算出部４ｅ７と、ａ_ｖに基づいてθ_ｄｃとθ_ｖとを切り替えるスイッチ４ｅ８と、を備える。本実施例では、説明のため、スイッチ４ｅ８で選択された位相をθ_ｄｃ’としてθ_ｄｃと区別する。

これらの構成によって、モータ１が回転している状態であってもθ_ｄを推定できることについて、次に説明する。

図１１Ａは、モータ回転時における三相の誘起電圧及びその位相の経時変化を示すグラフである。

図１１Ｂは、モータ停止時における三相の誘起電圧及びその位相の経時変化を示すグラフである。

モータ１が回転している状態においては、図１１Ａに示すように誘起電圧が発生しており、その位相θ_ｖはθ_ｄと同期している。そこで、ａ_ｖが所定値以上である場合には、スイッチ４ｅ８をθ_ｖの方に切り替えることで、誘起電圧に基づいてθ_ｄを推定できる。

一方、モータ１が停止している状態においては、図１１Ｂに示すように誘起電圧はゼロであるから、ａ_ｖが所定値未満である場合には、スイッチ４ｅ８をθ_ｄｃの方に切り替えることで、実施例１に従ってθ_ｄを推定できる。

まとめると、モータ制御システムは、モータ１の誘起電圧を検出する電圧センサ５を更に備え、位相推定部４ｅは、誘起電圧の検出値が一定値以上であれば誘起電圧の検出値に基づいて回転子位相を推定し、誘起電圧の検出値が一定値未満であれば電流の検出値に基づいて回転子位相を推定する。

以上のように、実施例３によれば、モータ１の回転・停止を問わず、θ_ｄを推定できる。

図１２は、実施例４のモータ制御システムを示す構成図である。ただし、図１と同じ部分については省略している。

図１２においては、モータ１は、ファン６の動力源として構成されている。インバータ制御部４は、ファン６の異常を検知する異常検知部４ｈと、ゲート信号遮断部４ｉと、を有する。異常検知部４ｈは、θ_ｄｃを変更した際のｉ_ｑｃを判別する。異常検知部４ｈは、θ_ｄｃによらずｉ_ｑｃの絶対値が所定値以下である場合には、ファン６がロックしたことを表す異常信号Ｆ_ｓを出力する。ゲート信号遮断部４ｉは、Ｆ_ｓが出力された場合には、ＰＷＭ制御部４ｃから出力されるゲート信号を遮断する。

まとめると、モータ制御システムは、モータ１を動力源とする機構と、機構の異常を検知する異常検知部４ｈと、を更に備え、異常検知部４ｈは、出力電圧の位相によらず、電流の検出値の絶対値が所定値以下である場合には、機構がロックしたことを表す異常信号を出力する。

これらの構成によって、ファン６を安全に駆動することができる。

以下、その理由について説明する。

ファン６に異物が挟まりロックした場合、モータ１の回転速度は、ゼロに固定される。この場合、図５に示すΦの位相変化が発生せず、ｉ_ｑｃは、任意のθ_ｄ、θ_ｄｃに対してゼロとなる。

ロックしていない場合でも、図６Ａに示すように、ｉ_ｑｃがゼロとなる可能性はあるが、複数のθ_ｄｃに対してｉ_ｑｃがゼロとなる場合には、それはロックした場合に限られる。ゆえに、θ_ｄｃを変更した際のｉ_ｑｃを判別し、θ_ｄｃによらずｉ_ｑｃの絶対値が所定値以下である場合には、ファン６がロックしたと判定できる。ロックしたままインバータ２の運転を継続すると、ファン６の破損、モータ１の焼損などの問題が発生するおそれがある。

そこで、ロック時には、ゲート信号遮断部４ｉによりゲート信号を遮断し、インバータ２の運転を停止することで、安全を確保する。

ファン６は、他に、ポンプ、自動車、鉄道車両など、モータ１を駆動源とする機構であれば、本開示の構成を同様に適用できる。そのため、実施例４によれば、モータ１を駆動源とする機構の安全を確保することができる。

本開示に係る制御によれば、エンコーダを用いることなくモータ停止状態における回転子位相を推定し、この回転子位相に基づいてインバータ制御を開始することで円滑な加速を実現することができる。

１：モータ、２：インバータ、３：電流センサ、４：インバータ制御部、４ａ：矩形波電圧演算部、４ｂ：二相・三相変換部、４ｃ：ＰＷＭ制御部、４ｄ：三相・二相変換部、４ｅ：位相推定部、４ｅ１：位相補正量演算部、４ｅ２：遅延要素演算部、４ｅ３：位相差推定部、４ｅ４：ＰＬＬ型位相補正量演算部、４ｅ５：スイッチ、４ｅ６：誘起電圧位相算出部、４ｅ７：誘起電圧振幅算出部、４ｅ８：スイッチ、４ｆ：モータモデル式演算部、４ｇ：スイッチ、４ｈ：異常検知部、４ｉ：ゲート信号遮断部、５：電圧センサ、６：ファン。

Claims (12)

1. モータの電流を検出する電流センサと、
   前記モータと接続されたインバータと、
   前記インバータの出力電圧を制御するインバータ制御部と、
   前記モータの回転子位相を推定する位相推定部と、を備えるモータ制御システムにおいて、
   前記インバータ制御部は、前記インバータを制御して前記モータが停止している状態で前記出力電圧を印加させ、前記出力電圧を正負に切り替えることにより、前記モータを前後に回転させ、この回転により前記モータの誘起電圧を発生させ、
   前記位相推定部は、前記誘起電圧によって流れる前記電流の検出値に基づいて前記回転子位相を推定し、
   前記インバータ制御部は、前記誘起電圧によって流れる前記電流のベクトルから前記出力電圧の位相方向と同じ方向に直交する成分である直交成分を算出し、この直交成分の絶対値が所定値以下になるまで前記出力電圧の位相を変更し、
   前記位相推定部は、位相推定を繰り返すことを特徴とするモータ制御システム。
2. 請求項１記載のモータ制御システムにおいて、
   前記インバータ制御部は、前記電流の直交成分が絶対値が所定値以下になった場合には、前記出力電圧の位相を時計方向又は反時計方向のいずれかに９０ｄｅｇ進め、
   前記位相推定部は、前記出力電圧の位相変更後の前記電流の前記検出値に基づいて前記モータの極性判別を実施し、前記極性判別の結果がＳ極である場合には、前記回転子位相の推定値である回転子位相推定値を０～１８０ｄｅｇの範囲でオフセット補正することを特徴とするモータ制御システム。
3. 請求項２記載のモータ制御システムにおいて、
   前記インバータ制御部は、前記モータが停止している状態における前記回転子位相の推定を完了した後、モータモデルに基づいて前記出力電圧を算出し、
   前記位相推定部は、前記回転子位相と前記回転子位相推定値との差分に基づくＰＬＬ制御によって前記回転子位相推定値を更新することを特徴とするモータ制御システム。
4. 請求項１記載のモータ制御システムにおいて、
   前記モータの前記誘起電圧を検出する電圧センサを更に備え、
   前記位相推定部は、前記誘起電圧の検出値が一定値以上であれば前記誘起電圧の前記検出値に基づいて前記回転子位相を推定し、前記誘起電圧の前記検出値が一定値未満であれば前記電流の前記検出値に基づいて前記回転子位相を推定することを特徴とするモータ制御システム。
5. 請求項１記載のモータ制御システムにおいて、
   前記モータを動力源とする機構と、前記機構の異常を検知する異常検知部と、を更に備え、
   前記異常検知部は、前記出力電圧の前記位相によらず、前記電流の前記検出値の絶対値が所定値以下である場合には、前記機構がロックしたことを表す異常信号を出力することを特徴とするモータ制御システム。
6. モータの電流を検出する電流センサと、前記モータと接続されたインバータと、前記インバータの出力電圧を制御するインバータ制御部と、前記モータの回転子位相を推定する位相推定部と、を用いて前記モータの制御をする方法において、
   前記インバータ制御部が、前記インバータを制御して前記モータが停止している状態で前記出力電圧を印加させ、前記出力電圧を正負に切り替えることにより、前記モータを前後に回転させ、この回転により前記モータの誘起電圧を発生させ、
   前記位相推定部が、前記誘起電圧によって流れる前記電流の検出値に基づいて前記回転子位相を推定し、
   前記インバータ制御部が、前記誘起電圧によって流れる前記電流のベクトルから前記出力電圧の位相方向と同じ方向に直交する成分である直交成分を算出し、この直交成分の絶対値が所定値以下になるまで前記出力電圧の位相を変更し、
   前記位相推定部が、位相推定を繰り返すことを特徴とするモータの制御方法。
7. 請求項６記載のモータの制御方法において、
   前記電流の直交成分が絶対値が所定値以下になった場合には、前記インバータ制御部が、前記出力電圧の位相を時計方向又は反時計方向のいずれかに９０ｄｅｇ進め、
   前記位相推定部が、前記出力電圧の位相変更後の前記電流の前記検出値に基づいて前記モータの極性判別を実施し、前記極性判別の結果がＳ極である場合には、前記回転子位相の推定値である回転子位相推定値を０～１８０ｄｅｇの範囲でオフセット補正することを特徴とするモータの制御方法。
8. 請求項７記載のモータの制御方法において、
   前記モータが停止している状態における前記回転子位相の推定を完了した後、前記インバータ制御部が、モータモデルに基づいて前記出力電圧を算出し、
   前記位相推定部が、前記回転子位相と前記回転子位相推定値との差分に基づくＰＬＬ制御によって前記回転子位相推定値を更新することを特徴とするモータの制御方法。
9. 請求項６記載のモータの制御方法において、
   前記位相推定部が、電圧センサにより検出された前記モータの前記誘起電圧の検出値が一定値以上であれば前記誘起電圧の前記検出値に基づいて前記回転子位相を推定し、前記誘起電圧の前記検出値が一定値未満であれば前記電流の前記検出値に基づいて前記回転子位相を推定することを特徴とするモータの制御方法。
10. 請求項６記載のモータの制御方法において、
    前記モータを動力源とする機構の異常を検知する異常検知部が、前記出力電圧の前記位相によらず、前記電流の前記検出値の絶対値が所定値以下である場合には、前記機構がロックしたことを表す異常信号を出力することを特徴とするモータの制御方法。
11. モータの電流を検出する電流センサと、
    前記モータの誘起電圧を検出する電圧センサと、
    前記モータと接続されたインバータと、
    前記インバータの出力電圧を制御するインバータ制御部と、
    前記モータの回転子位相を推定する位相推定部と、を備えるモータ制御システムにおいて、
    前記インバータ制御部は、前記インバータを制御して前記モータが停止している状態で前記出力電圧を印加させ、前記出力電圧を正負に切り替えることにより、前記モータを前後に回転させ、この回転により前記モータの前記誘起電圧を発生させ、
    前記位相推定部は、前記誘起電圧の検出値が一定値以上であれば前記誘起電圧の前記検出値に基づいて前記回転子位相を推定し、前記誘起電圧の前記検出値が一定値未満であれば前記誘起電圧によって流れる電流の検出値に基づいて前記回転子位相を推定することを特徴とするモータ制御システム。
12. モータの電流を検出する電流センサと、前記モータの誘起電圧を検出する電圧センサと、前記モータと接続されたインバータと、前記インバータの出力電圧を制御するインバータ制御部と、前記モータの回転子位相を推定する位相推定部と、を用いて前記モータの制御をする方法において、
    前記インバータ制御部が、前記インバータを制御して前記モータが停止している状態で前記出力電圧を印加させ、前記出力電圧を正負に切り替えることにより、前記モータを前後に回転させ、この回転により前記モータの誘起電圧を発生させ、
    前記位相推定部が、前記電圧センサにより検出された前記モータの前記誘起電圧の検出値が一定値以上であれば前記誘起電圧の前記検出値に基づいて前記回転子位相を推定し、前記誘起電圧の前記検出値が一定値未満であれば前記誘起電圧によって流れる前記電流の前記検出値に基づいて前記回転子位相を推定することを特徴とするモータの制御方法。