JP7312727B2

JP7312727B2 - 直流遮断装置

Info

Publication number: JP7312727B2
Application number: JP2020108391A
Authority: JP
Inventors: 弥川村
Original assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Current assignee: Toshiba Mitsubishi Electric Industrial Systems Corp
Priority date: 2020-06-24
Filing date: 2020-06-24
Publication date: 2023-07-21
Anticipated expiration: 2040-06-24
Also published as: JP2022006250A

Description

本発明の実施形態は、直流遮断装置に関する。

直流の電力線を遮断する直流遮断装置がある。直流は、交流のようにゼロクロスしないため、遮断時のエネルギの処理をどのようにするか、直流遮断装置のさまざま方式が検討され、提案されている。

高圧直流送電システムに用いられるような直流遮断装置では、通常流れる直流電流が大きいため、主遮断器を機械式遮断器とすることによって、損失を改善し、放熱機構を簡素化することができる。一方で、機械式遮断器に流れる電流をゼロクロスさせるために、遮断動作時に機械式遮断器の電流を転流させる機構を追加する必要がある。

このような機能を実現するために、逆電圧印加回路が、機械式遮断器の両端に接続される場合がある（たとえば、特許文献１等）。逆電圧印加回路は、機械式遮断器の両端に逆電圧を印加して、機械式遮断器に流れていた電流を強制的に引き込むことで、機械式遮断器の電流をゼロクロスさせ、機械式遮断器をアーク放電することなく開放させる。機械式遮断器の開放後には、逆電圧印加回路は、ターンオフされるが、ターンオフ時に配線等に起因する寄生インダクタンスにもとづくサージ電圧が発生することがある。逆電圧印加回路は、サージ電圧に起因して不具合を生じる場合がある。

特開２０１６－１６２７１３号公報

実施形態は、逆電圧印加回路のターンオフ時にサージ電圧が発生しても、安全に動作を継続することができる直流遮断装置を提供する。

実施形態に係る直流遮断装置は、機械式遮断器と、前記機械式遮断器に並列に接続された逆電圧印加回路と、を備える。前記逆電圧印加回路は、ダイオードと、前記ダイオードに直列に接続され、前記機械式遮断器が開放される前にオンし、前記機械式遮断器が開放された後にターンオフするスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されたスナバ回路と、前記ダイオードおよび前記スイッチング素子の直列回路に並列に接続されたコンデンサと、を含む。前記コンデンサは、あらかじめ第１電圧値に充電され、前記第１電圧値は、前記スイッチング素子のターンオフ期間に発生するサージ電圧のピーク値よりも大きい。

実施形態では、逆電圧印加回路のターンオフ時にサージ電圧が発生しても、安全に動作を継続することができる直流遮断装置が実現される。

第１の実施形態に係る直流遮断装置を例示する模式的なブロック図である。直流遮断装置の動作を説明するための直流遮断装置の一部を例示する回路図である。図３（ａ）は、図２の回路の各部の波形を模式的に示す動作波形図である。図３（ｂ）は、図３（ａ）の動作波形を実現するための動作条件を模式的に示すグラフである。比較例の直流遮断装置の図２に対応する回路の各部の波形を模式的に示す動作波形図である。第２の実施形態に係る直流遮断装置を例示する模式的なブロック図である。

以下、図面を参照しつつ、本発明の実施形態について説明する。
なお、図面は模式的または概念的なものであり、各部分の厚みと幅との関係、部分間の大きさの比率などは、必ずしも現実のものと同一とは限らない。また、同じ部分を表す場合であっても、図面により互いの寸法や比率が異なって表される場合もある。
なお、本願明細書と各図において、既出の図に関して前述したものと同様の要素には、同一の符号を付して詳細な説明を適宜省略する。

（第１の実施形態）
図１は、本実施形態に係る直流遮断装置を例示する模式的なブロック図である。
図１に示すように、本実施形態の直流遮断装置１は、直流遮断器１０と、制御盤８０と、電源盤９０と、を備える。直流遮断装置１は、たとえば直流の電力系統（以下、単に直流系統ともいう）に直列に接続される。直流遮断装置１は、上位制御装置７０に接続されており、上位制御装置７０によって設定された直流遮断電流にもとづいて、直流系統を遮断する。たとえば、上位制御装置７０によって設定される直流遮断電流は、直流系統に流れる過大な直流電流であって、事故時に想定される最大の直流電流値が設定されている。

直流遮断器１０は、端子１１ａ，１１ｂを含む。端子１１ａ，１１ｂは、直流系統に接続される。この例では、直流遮断器１０は、端子１１ａから端子１１ｂに直流電流が流れるように接続される。

制御盤８０は、直流遮断器１０に接続されている。制御盤８０は、上位制御装置７０によって設定された遮断電流値を指令値として、直流遮断器１０に送信する。直流遮断器１０は、遮断動作の開始、停止や後述する逆電圧印加回路２０の過電圧状態等を制御盤８０に送信する。

制御盤８０は、電源盤９０にも接続されている。電源盤９０は、太実線の矢印で示したように、制御盤８０が動作するための電力を供給する。制御盤８０は、直流遮断装置１の起動時や停止時等に電源盤９０の電源投入順、遮断順等を電源盤９０に指令する。

電源盤９０は、直流遮断器１０に接続されている。電源盤９０は、太実線で示したように、直流遮断器１０の動作のための電力を供給する。直流遮断器１０の動作のための電源には、後述する制御回路６０の動作のための電源および充電回路３０の動作のための電源が含まれる。

直流遮断器１０の構成について詳細に説明する。
直流遮断器１０は、逆電圧印加回路２０と、充電回路３０と、機械式遮断器４０，５０と、制御回路６０と、を含む。

この例では、複数の逆電圧印加回路２０が直列に接続されている。複数の逆電圧印加回路２０の直列回路は、機械式遮断器４０に並列に接続されている。複数の逆電圧印加回路２０の直列回路と機械式遮断器４０の並列回路は、機械式遮断器５０に直列に接続されている。機械式遮断器４０，５０の直列回路は、端子１１ａ，１１ｂの間に接続されている。逆電圧印加回路２０の直列数は、機械式遮断器４０が遮断する電流にもとづいて設定され、たとえば、１つの逆電圧印加回路２０が機械式遮断器４０に接続されてもよい。

なお、直流遮断器には、機械式遮断器４０，５０に並列に転流回路をさらに設けてもよく、転流回路によって直流遮断電流のエネルギを転流し、アレスタ等によって転流エネルギを吸収するようにしてもよい。その他、さまざまな構成としてもよい。

逆電圧印加回路２０は、スイッチング素子２２ａ，２２ｂと、ダイオード２４ａ，２４ｂと、コンデンサ２６と、スナバ回路２８ａ，２８ｂと、を含む。ダイオード２４ａおよびスイッチング素子２２ａは、直列に接続されている。ダイオード２４ａが高電位側であり、スイッチング素子２２ａは低電位側に接続されている。スイッチング素子２２ｂおよびダイオード２４ｂは、直列に接続されている。スイッチング素子２２ｂが高電位側であり、ダイオード２４ｂは低電位側に接続されている。ダイオード２４ａおよびスイッチング素子２２ａの直列回路、スイッチング素子２２ｂおよびダイオード２４ｂの直列回路およびコンデンサ２６は、並列に接続されている。スイッチング素子２２ａ，２２ｂは、自己消弧型の半導体素子であり、この例では、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。

ダイオード２４ａおよびスイッチング素子２２ａの接続ノードは、高電位側の接続端子である。スイッチング素子２２ｂおよびダイオード２４ｂの接続ノードは、低電位側の接続端子である。複数の逆電圧印加回路２０は、これらの端子により互いに接続されている。もっとも高電位側に接続された逆電圧印加回路２０の高電位側の接続端子は、機械式遮断器４０の高電位側に接続されている。もっとも低電位側に接続された逆電圧印加回路２０の低電位側の接続端子は、リアクトル１２を介して、機械式遮断器４０の低電位側に接続されている。リアクトル１２は、機械式遮断器４０に流れる電流の急峻な時間変化を抑制するために設けられている。

逆電圧印加回路２０は、上述のように、スイッチング素子２２ａ，２２ｂおよびダイオード２４ａ，２４ｂによるＨブリッジ回路であり、スイッチング素子２２ａ，２２ｂが配されたアームに流れる電流をスイッチング素子２２ａ，２２ｂによって制御することができる。

スイッチング素子２２ａ，２２ｂは、直流遮断器１０に流れる電流が遮断すべき電流に達した場合には、制御回路６０から出力される駆動信号によってターンオンする。コンデンサ２６には、あらかじめ所定の電圧が充電されており、スイッチング素子２２ａ，２２ｂのターンオンによって、高電位側の端子を基準にして、低電位側の端子に正の電圧が出力される。つまり、逆電圧印加回路２０は、機械式遮断器４０の高電位側と低電位側との間の電圧を相殺する方向に、機械式遮断器４０に流れる電流を所定時間内に逆電圧印加回路２０に転流させるように、逆電圧を出力する。なお、逆電圧印加回路２０では、コンデンサ２６の両端電圧は、スイッチング素子２２ａ，２２ｂに通電することによって過熱しないように、スイッチング素子２２ａ，２２ｂの特性や放熱条件等によって決定される。

スナバ回路２８ａは、スイッチング素子２２ａのコレクタ－エミッタ間に接続されている。スナバ回路２８ｂは、スイッチング素子２２ｂのコレクタ－エミッタ間に接続されている。スナバ回路２８ａ，２８ｂは、たとえばＲＣＤスナバである。ＲＣＤスナバは、ＣＲ直列回路からなり、抵抗器の両端にダイオードが接続されている。スナバ回路２８ａ，２８ｂは、スイッチング素子２２ａ，２２ｂのターンオフ時のコレクタ－エミッタ間電圧の急峻な上昇を抑制するために設けられている。

充電回路（電源回路）３０は、逆電圧印加回路２０のコンデンサ２６の両端に接続されている。充電回路３０は、電源盤９０から供給される電源によって動作し、コンデンサ２６の両端の電圧が所定の値になるようにコンデンサ２６を充電する。コンデンサ２６の両端電圧ＶＣは、スイッチング素子２２ａ，２２ｂがターンオフする過程において、寄生インダクタンス等によって発生するサージ電圧のピーク値よりも高い値に設定される。本実施形態では、コンデンサ２６の両端電圧は、あらかじめ設定された固定値である。

電源盤９０は、交流電源９２と、変圧器９４と、整流器９６と、を含む。電源盤９０は、交流電源で生成した交流電圧を変圧器９４で昇圧し、整流器９６によって直流に変換して、充電回路３０に供給する。

電源盤９０の内部のその他の具体的な構成については図示しないが、電源盤９０は、制御回路６０等の動作のための電源や制御盤８０の動作のための電源を生成し、それぞれ供給する。

本実施形態の直流遮断装置１の動作について説明する。
図２は、直流遮断装置の動作を説明するための直流遮断装置の一部を例示する回路図である。
図３（ａ）は、図２の回路の各部の波形を模式的に示す動作波形図である。図３（ｂ）は、図３（ａ）の動作波形を実現するための動作条件を模式的に示すグラフである。
図２に示すように、図３（ａ）および図３（ｂ）で用いる電流や電圧が定義されている。逆電圧印加回路２０の回路構成は、上述したとおりである。２組のスイッチング素子２２ａ，２２ｂおよびダイオード２４ａ，２４ｂは、ほぼ同じ電流、電圧で動作するので、一方のスイッチング素子２２ａおよびダイオード２４ａの直列回路の組の動作について説明する。

スイッチング素子２２ａのコレクタ－エミッタ間電圧をＶＣＥとする。スイッチング素子２２ａのコレクタ電流をＩＣＥとする。スナバ回路２８ａは、スイッチング素子２２ａに並列に接続されており、スナバコンデンサＣｓ、スナバダイオードＤｓおよび抵抗器ＲｓからなるＲＣＤスナバである。スナバ回路２８ａに流れ込む電流をＩｓとする。ダイオード２４ａに流れる電流をＩｄとする。

図示しない電流検出器が、直流遮断電流を検出すると、制御回路６０は、駆動信号を出力し、スイッチング素子２２ａをオンさせる。スイッチング素子２２ａがオンすることによって、機械式遮断器４０とリアクトル１２との直列回路の両端にコンデンサ２６に充電された電圧が逆電圧として印加される。機械式遮断器４０は制御回路６０によって開放され、続いてスイッチング素子２２ａ，２２ｂは、制御回路６０によって、ターンオフされる。なお、スイッチング素子２２ｂは、スイッチング素子２２ａと同時にオンし、ターンオフするように、制御回路６０によって制御される。

図３（ａ）には、逆電圧印加回路２０による逆電圧の出力後、スイッチング素子２２ａがターンオフする時刻ｔ０からの各部の動作波形が示されている。時刻ｔ０におけるスイッチング素子２２ａのコレクタ電流ＩＣＥを遮断電流ＩＳＤと呼ぶこととする。つまり、遮断電流ＩＳＤは、スイッチング素子２２ａがターンオフする直前のコレクタ電流ＩＣＥである。

図３（ａ）に示すように、時刻ｔ０からｔ１の期間で、コレクタ電流ＩＣＥは、遮断電流ＩＳＤから急速に低下し、ほぼ０となる。時刻ｔ０からｔ１の期間に、端子２１ａから流入する電流の一部は、スナバ回路２８ａに転流される。スナバ回路２８ａに転流されることによって、スイッチング素子２２ａのコレクタ－エミッタ間ＶＣＥはゆるやかに上昇する。

しかし、時刻ｔ０からｔ１の期間では、コレクタ電流ＩＣＥの時間変化と、コレクタ電流ＩＣＥが流れている配線等の寄生インダクタンスとによって、スイッチング素子２２ａのコレクタ－エミッタ間に、サージ電圧を生ずる。サージ電圧は、スナバ回路２８ａによって吸収されないので、急峻な傾きのサージ電圧が発生し、コレクタ－エミッタ間電圧ＶＣＥは、サージ電圧とスナバ回路２８ａによる緩慢な上昇率を有する電圧波形の重畳波形が生成される。サージ電圧のピーク値がＶｄｓｐである。

本実施形態では、コンデンサの両端電圧ＶＣは、サージ電圧のピーク値Ｖｄｓｐよりも高い値に設定（充電）されている。そのため、時刻ｔ０からｔ１のスイッチング素子２２ａのターンオフ期間には、ダイオード２４ａには電流Ｉｄは流れない。

時刻ｔ２までに、端子２１ａから流入する電流のスナバ回路２８ａへの転流が完了し、コレクタ－エミッタ間電圧ＶＣＥがコンデンサ２６の両端電圧ＶＣに達する。

時刻ｔ２からｔ３の期間において、コレクタ－エミッタ間電圧ＶＣＥは、コンデンサ２６の両端電圧ＶＣを超えて上昇し、ダイオード２４ａが導通して電流Ｉｄが流れる。コレクタ－エミッタ間電圧ＶＣＥは、最大値Ｖｄｍに達する。

図３（ｂ）に示すように、スイッチング素子２２ａのコレクタ－エミッタ間電圧ＶＣＥに発生するサージ電圧のピーク値Ｖｄｓｐの大きさは、遮断電流ＩＳＤの大きさに依存する。ピーク値Ｖｄｓｐは、遮断電流ＩＳＤに対して正の相関関係を有する。

本実施形態では、上位制御装置７０によって設定された最大の直流遮断電流によって、スイッチング素子２２ａの遮断電流ＩＳＤ（ｍａｘ）が設定される。直流遮断電流に関する遮断電流ＩＳＤの最大値ＩＳＤ（ｍａｘ）は、たとえばシミュレーション等によって実験的に求められる。コンデンサ２６の両端電圧ＶＣは、設定された最大の遮断電流ＩＳＤ（ｍａｘ）に対応するＶＣＥ間のサージ電圧のピーク値Ｖｄｓｐ（ｓｅｔ）よりも高い値となるように設定される。両端電圧ＶＣは、Ｖｄｓｐ（ｓｅｔ）にΔＶＣを加算することによって設定される。ΔＶＣ（＞０）は、固定値であり、Ｖｄｓｐのばらつき等を考慮し、十分大きい値とされるが、コンデンサ２６の耐電圧も考慮して決定される。

後に比較例の動作によって説明するが、スイッチング素子２２ａのターンオフ期間中にサージ電圧のピーク値Ｖｄｓｐがコンデンサ２６の両端電圧ＶＣを超えた場合には、ダイオード２４ａが順バイアスされることがある。ダイオード２４ａが順バイアスされることによって、ピーク値Ｖｄｓｐが両端電圧ＶＣを超えると、その期間順方向電流が流れる。サージ電圧が急峻であるため、この順方向電流は、大きなｄｉ／ｄｔを有する。そのため、ダイオード２４ａの逆回復現象によって、ダイオード２４ａの両端に過大な逆回復電圧が発生し、ダイオード２４ａは、破損に至る場合がある。

本実施形態の直流遮断装置１では、スイッチング素子２２ａのターンオフ期間においてサージ電圧が発生しても、両端電圧ＶＣは、ピーク値Ｖｄｓｐが両端電圧ＶＣを超えないように設定されている。そのため、ダイオード２４ａは、スイッチング素子２２ａのターンオフ期間中にオンすることはない。したがって、ダイオード２４ａは、逆回復現象を生じることなく、スイッチング素子２２ａは、ターンオフ過程を完了することができる。

図４は、比較例の直流遮断装置の図２に対応する回路の各部の波形を模式的に示す動作波形図である。
図４の場合には、コンデンサ２６の両端電圧ＶＣ１は、上述した図３（ａ）の場合の両端電圧ＶＣよりも低い値とされている。両端電圧ＶＣ１は、たとえば、機械式遮断器４０の両端電圧を逆電圧印加回路２０の個数で割った電圧程度に設定される。図４に示すように、サージ電圧は、時刻ｔａでコンデンサ２６の両端電圧ＶＣ１を超え、時刻ｔｂでコンデンサ２６の両端電圧ＶＣ１を下回る。

このように、コンデンサ２６の両端電圧ＶＣ１が低く設定されている場合には、スイッチング素子２２ａがターンオフしたときに発生するサージ電圧のピーク値Ｖｄｓｐがコンデンサ２６の両端電圧ＶＣ１を超えることがある。ピーク値Ｖｄｓｐが、両端電圧ＶＣ１を超えた、時刻ｔａから時刻ｔｂの期間において、ダイオード２４ａが導通する。ダイオード２４ａがターンオフする時刻ｔｂにおいて過大な逆回復電圧が印加され、ダイオード２４ａが破損する可能性を生ずる。なお、ピーク値Ｖｄｓｐは、遮断電流ＩＳＤが図３（ａ）の場合と同じであるので、図３（ａ）のＶｄｓｐと同一の値となる。

本実施形態では、上述のとおり、コンデンサ２６の両端電圧ＶＣは、最大の遮断電流ＩＳＤ（ｍａｘ）にもとづいて設定されたサージ電圧のピーク値Ｖｄｓｐ（ｓｅｔ）よりも高い値に設定されている。そのため、スイッチング素子２２ａのターンオフ過程においては、ダイオード２４ａに電流Ｉｄが流れることがない。そのため、ダイオード２４ａの逆回復現象による回路素子の破損を生ずることが防止される。

本実施形態の直流遮断装置２０１の効果について説明する。
逆電圧印加回路２０を構成する際に、スイッチング素子２２ａ，２２ｂ、ダイオード２４ａ，２４ｂ、コンデンサ２６およびスナバ回路２８ａ，２８ｂを電気的に接続するには、ある程度のスペースを要するものであり、寄生インダクタンス等を完全になくすことが困難である。回路素子の配置や配線の引き回しの工夫等によって、寄生インダクタンス等によるサージ電圧を極力抑制することは可能であっても、完全になくすことは困難である。

また、スイッチング素子２２ａ，２２ｂのターンオフ速度が向上することによって、直流遮断器１０の機能、性能を向上させることが、サージ電圧発生の抑制をより困難にしている実態もある。

スイッチング素子２２ａ，２２ｂのターンオフの過程においては、サージ電圧によるダイオード２４ａ，２４ｂが導通する期間も短縮され、流れる電流も小さくなるが、逆回復時の動作は、必ずしも電流が大きいときの現象よりも軽くなるとは限らない。また、ダイオード２４ａ，２４ｂについて、このような短時間の微小通電時の逆回復現象の最悪値を規定することも困難である。

本実施形態の直流遮断装置１では、あらかじめ、コンデンサ２６の両端電圧ＶＣをスイッチング素子２２ａ，２２ｂサージ電圧のピーク値Ｖｄｓｐ（ｓｅｔ）よりも高く設定している。そのため、スイッチング素子２２ａ，２２ｂのターンオフ期間においては、ダイオード２４ａ，２４ｂがオンすることがないので、逆回復現象を生じることがなく、安全に動作させることができる。

（第２の実施形態）
上述の実施形態では、コンデンサ２６の両端電圧ＶＣは、固定とされていたが、本実施形態では、スイッチング素子２２ａ，２２ｂの遮断時のコレクタ電流にもとづいて可変される。
図５は、本実施形態に係る直流遮断装置を例示する模式的なブロック図である。
図５に示すように、本実施形態の直流遮断装置２０１は、直流遮断器２１０と、制御盤２８０と、電源盤２９０と、を備える。

直流遮断器２１０は、上述の他の実施形態の場合と異なる充電回路２３０を有している。充電回路２３０は、電源盤２９０から供給される電圧にしたがって、コンデンサ２６の両端電圧を充電する。充電回路２３０は、放電機能も有しており、一旦設定されたコンデンサ２６の両端電圧をより低い電圧値に設定することもできる。なお、直流遮断器２１０に関する直流遮断電流の時間変化は、充電回路２３０による充電および放電に要する時間よりも十分ゆるやかであるものとする。

制御盤２８０は、遮断すべき直流電流値を、上位制御装置７０によって設定された値に設定する。本実施形態では、遮断すべき直流電流値は、固定ではなく、可変とされている。また、制御盤２８０は、上位制御装置７０を介さずに、遮断すべき直流電流を設定するようにしてもよい。制御盤２８０は、直流遮断器２１０に流れている直流電流にかかわらず、遮断指令を直流遮断器２１０に送信することによって、直流遮断器２１０を遮断するようにしてもよい。

制御盤２８０は、直流遮断電流と、その直流遮断電流に対応するコンデンサ両端電圧との関係を表すテーブルを有する。テーブルに代えて、直流遮断電流と、その直流遮断電流に対応するコンデンサ両端電圧との関係を表す近似式を有するようにしてもよい。制御盤２８０は、上位制御装置７０等から直流遮断電流値が入力され、設定されると、その直流遮断電流値に応じたコンデンサ両端電圧を設定するための電圧指令値を電源盤２９０に送信する。

なお、直流遮断電流値とその直流遮断電流に対応するコンデンサ両端電圧との関係は、図３（ｂ）で示した遮断電流ＩＳＤとサージ電圧のピーク値Ｖｄｓｐとの関係から導かれる。遮断電流ＩＳＤは、直流遮断電流値の従属変数であり、直流遮断電流値が決まれば、遮断電流ＩＳＤが決定される。コンデンサ２６の両端電圧ＶＣは、ピーク値Ｖｄｓｐよりも大きい値であり、Ｖｄｓｐ＋ΔＶＣ（ΔＶＣは固定値）のように設定することができる。ΔＶＣの値は、固定値に限らず、たとえばＶｄｓｐに応じて変えるようにしてもよい。

電源盤２９０は、交流電源２９２と、変圧器９４と、整流器９６と、を含む。交流電源２９２は、制御盤２８０から送信されてくる電圧指令値に応じた交流電圧を出力する。したがって、電源盤２９０は、制御盤２８０によって設定された電圧指令値にもとづいて、充電回路２３０が出力する電圧を設定することができる。

本実施形態の直流遮断装置２０１の動作について説明する。
本実施形態の直流遮断装置２０１では、制御盤２８０が設定した遮断すべき直流電流にもとづいて、コンデンサ２６の両端電圧ＶＣのための指令値を電源盤２９０に供給する。

電源盤２９０の交流電源２９２は、指令値にもとづいて、出力すべき電圧を設定し、設定された電圧を出力する。したがって、電源盤２９０は、制御盤２８０が生成した指令値に応じた電圧を充電回路２３０に供給する。

直流遮断器２１０の充電回路２３０は、電源盤２９０から供給される電圧に応じて、コンデンサ２６の両端の電圧ＶＣを充電し、あるいは放電する。

本実施形態の直流遮断装置２０１の効果について説明する。
本実施形態の直流遮断装置２０１では、遮断すべき直流電流値に応じて、コンデンサ２６の両端電圧ＶＣを設定することができる。上述の他の実施形態において説明したように、スイッチング素子２２ａ，２２ｂのコレクタ－エミッタ間のサージ電圧のピーク値Ｖｄｓｐは、遮断電流ＩＳＤに関して正の相関を有する。遮断電流ＩＳＤも遮断すべき直流電流値と正の相関を有する。そのため、遮断すべき直流電流値が大きいほど、コンデンサ２６の両端電圧ＶＣを高くし、遮断すべき直流電流値が小さいほど、コンデンサ２６の両端電圧ＶＣを低くすることができる。

コンデンサ２６の両端電圧ＶＣを、最悪時よりも低い電圧で維持することができるので、コンデンサ２６の電圧ディレーティングにより、装置の寿命を実質的に延長することができる。

遮断すべき直流電流値を最大値に固定する必要がないので、上位制御装置７０からの指令に限らず、任意の時点で直流遮断器２１０の遮断動作をさせることができ、電力系統の運用を容易にすることができる。

上述では、単一方向に直流電流を流す場合の直流遮断器の逆電圧印加回路の場合について説明したが、逆電圧印加回路のＨブリッジを構成するアームすべてを自己消弧型のスイッチング素子とすることによって、双方向の直流遮断装置とすることもできる。

以上説明した実施形態によれば、逆電圧印加回路のターンオフ時にサージ電圧が発生しても、安全に動作を継続することができる直流遮断装置を実現することができる。

以上、本発明のいくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他のさまざまな形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明およびその等価物の範囲に含まれる。また、前述の各実施形態は、相互に組み合わせて実施することができる。

１，２０１直流遮断装置、１０，２１０直流遮断器、２０逆電圧印加回路、２２ａ，２２ｂスイッチング素子、２４ａ，２４ｂダイオード、２６コンデンサ、２８ａ，２８ｂスナバ回路、３０，２３０充電回路、４０，５０機械式遮断器、６０制御回路、７０上位制御装置、８０，２８０制御盤、９０，２９０電源盤、９２，２９２交流電源

Claims

機械式遮断器と、
前記機械式遮断器に並列に接続された逆電圧印加回路と、
を備え、
前記逆電圧印加回路は、
ダイオードと、
前記ダイオードに直列に接続され、前記機械式遮断器が開放される前にオンし、前記機械式遮断器が開放された後にターンオフするスイッチング素子と、
前記スイッチング素子に並列に接続されたスナバ回路と、
前記ダイオードおよび前記スイッチング素子の直列回路に並列に接続されたコンデンサと、
を含み、
前記コンデンサは、あらかじめ第１電圧値に充電され、前記第１電圧値は、前記スイッチング素子のターンオフ期間に発生するサージ電圧のピーク値よりも大きい直流遮断装置。
前記第１電圧値は、前記機械式遮断器が遮断する直流遮断電流の最大値にもとづいて、一定値に設定された請求項１記載の直流遮断装置。
前記第１電圧値は、前記機械式遮断器が遮断する直流遮断電流にもとづいて設定され、前記直流遮断電流に関して正の相関を有するように設定された請求項１記載の直流電源装置。
前記コンデンサを前記第１電圧値に設定する電源回路
をさらに備えた請求項１～３のいずれか１つに記載の直流遮断装置。
前記電源回路によって設定される前記第１電圧値は、制御装置が生成する電圧指令値にもとづいて、設定された請求項４記載の直流遮断装置。