JP2008199228A - スイッチ回路および回生回路 - Google Patents

Abstract

【課題】開離時の損失を抑えるとともに、サージを抑制することもできるスイッチ回路および回生回路を提供する。
【解決手段】通電用電気スイッチ１１および過渡電流用電気スイッチ１２が、互いに電気的に並列に接続され、時間差をつけて開閉可能である。損失抑制コンデンサ１３およびサージ用コンデンサ１４が、互いに電気的に並列に接続され、過渡電流用電気スイッチ１２に対して直列に接続されている。損失抑制コンデンサ１３は、通電用電気スイッチ１１の開離時間をΔｔ、通電用電気スイッチ１１を流れる通電電流をＩｃ、通電用電気スイッチ１１の電流遮断時の接点間電圧をＶｃとするとき、容量Ｃ１が（Ｉｃ×Δｔ）／Ｖｃ以上となり、等価直列抵抗値Ｒ１が（Ｉｃ×Ｖｃ）以下となるよう設定されている。
【選択図】図１

Description

本発明は、スイッチ回路および回生回路に関する。

直流電源に接続された負荷にスイッチ回路を接続し、流す電流を開閉したり、電流のパルス幅やパルス数で実効的な電流や電力を制御する技術は、コンピュータ、自動車、家電・産業機器で多用されている。スイッチ素子としては、単純で開閉頻度の少ない回路には電磁リレーや電磁開閉器などの電気接点デバイスが用いられている。インバータ電源や直流ブラシレスモータ駆動回路などでは、パワー用ＦＥＴやＩＧＢＴが用いられている。

単純な電気接点によるスイッチ素子は、半導体方式のスイッチ素子に比べて、開離状態での電気抵抗が大きいこと、閉成時の接触抵抗が小さいこと、制御部と開閉回路部との絶縁にすぐれていること、製造コストが比較的安いことなどの特徴がある。このため、情報機器、産業機器、自動車、家電などのあらゆる分野で、電源やモータ、ヒータ、アクチュエータ、センサ−などをふくむ回路の開閉に広く用いられている。また、今後も機械的なスイッチやリレーの生産量は増加を続けると言われている。

従来の一般的な電気接点スイッチ素子では、１つの電気回路の開閉に対し、１対の電気接点を有している。１対の電気接点が通電中に開離されると、各電気接点の接触面積が急激に低下するため、電流集中が生じ、そのポイントの電極が発熱で溶融するブリッジ現象が発生する。さらに電流が集中すると、金属蒸発にいたる（例えば、非特許文献１乃至４参照）。特に、大電流を開閉する電気接点スイッチ素子では、電気接点間のアーク放電が電極の発熱や接点物質の移動を伴うため、信頼性や寿命に限界があった。

この電気接点間のアーク放電発生に対する研究として、誘導性負荷時の接点の開閉に関する研究報告（例えば、非特許文献５乃至７参照）や、電気接点間にコンデンサを並列接続した消弧回路装置（例えば、特許文献１乃至５参照）が提案されているが、アーク放電発生の抜本的な抑制には至っていない。

本発明者らは、これらの電気接点スイッチ素子でのアーク放電の抑制や溶融ブリッジの軽減のために、新技術を提案している（特許文献６参照）。これは、スイッチ接点の通電電流と接点間電圧とを別々に制御できる消費電力抑制回路である。すなわち、図１４（ａ）に示すように、通電用スイッチと過渡電流用スイッチと通電スイッチ損失抑制用コンデンサとを有し、通電用スイッチおよび過渡電流用スイッチは互いに電気的に並列に接続され、時間差をつけて開閉可能であり、通電スイッチ損失抑制用コンデンサは過渡電流用スイッチに対して直列に接続されている。このとき、図１４（ｂ）に示すように、通電用スイッチの開離時に、過渡電流用スイッチを閉成しておき、その後開離する。このコンデンサ値を、あらかじめ測定または推定された電気接点の開離時のＶＩ特性から、通電電流遮断時の接点電圧をアーク放電最小電圧以下になるように決定できるため、原理的に電気接点間の開離時のアーク放電を抑制することができる。

ＦＥＴなどの半導体方式のスイッチ素子は、電気接点スイッチ素子に比べて、開離状態での電気抵抗が有限値であり、通電抵抗を下げるためには並列容量が増加し、かつ制御部と開閉回路部との絶縁にはフォトカプラーなどの付加回路が必要であるなどの欠点がある。しかし、信頼性が、開閉速度の速さや開閉回数に依存しないなどの優れた特徴があり、電流のパルス幅やパルス数で実効的な電力を制御するインバータ電源や直流ブラシレスモータ駆動回路などではパワー用ＦＥＴやＩＧＢＴが多用されている。

従来の一般的な半導体方式のスイッチ素子は、１つの電気回路の開閉に対し、１個のスイッチを有している。大電流の高速スイッチ動作には、主に以下の３つの課題が検討されている。
（１）スイッチ素子内部での発熱（損失）への対策
（２）負荷回路の誘導性による電流立ち上がりの遅れへの対策
（３）回路および負荷の誘導性による電流遮断時のサージ電圧への対策

（１）の損失は、スイッチを流れる電流とそのときのスイッチにかかる電圧との積で表される。通電時のオン抵抗の低減は、配線や並列素子数の工夫で低減されてきた。ターン・オン時、ターン・オフ時の損失は、スイッチング時間を短くすることで低減できる。誘導性負荷では、ターン・オン時は電圧に対する電流上昇の遅れで損失が低減される。ターン・オフ時には、ミラー効果でオフ時間が長くなるのに加えて、サージによるスイッチ間の電圧上昇が影響して、繰返し周波数が高くなると大きな発熱に至る場合がある。図１５に示すように、ＦＥＴであれば、ゲート電圧に従ってドレイン電流が遮断され、ドレイン−ソース間電圧が上昇し、通電状態から開離にいたる電流遮断時間（ターン・オフ時間）に損失が発生し、発熱にいたる。電流共振形スイッチングや電圧共振形スイッチングとして、繰返し周波数におけるインダクタンスとスイッチング素子の容量とを含めた共振現象を利用して、ゼロ電流またはゼロ電圧でのスイッチングを実現する回路が提案されている。しかし、駆動周波数が変化したり、インダクタンス値や容量値などの回路条件が時間的に変化すると効果は減じる。

（２）の負荷回路の誘導性による電流立ち上がりの遅れは、モータや電源の高速制御で問題となる。電源電圧の高圧化などの回路の工夫が必要となる。

（３）の回路および負荷の誘導性による電流遮断時のサージ電圧の発生は、インダクタンスＬに直流電流Ｉが流れた状態でのターン・オフの場合、電磁エネルギー（１／２×Ｌ×Ｉ^２）が減少する過程であり、サージ雑音は、Ｖ＝ＬｄＩ／ｄｔで発生する。（１）の損失低減と制御速度の高速化から、スイッチの開閉速度は高速化の傾向がある。サージによる雑音対策は、スイッチ回路で発生したサージを吸収するサージ吸収用素子や回路の検討、機器や伝送路での放射妨害対策や伝導妨害対策がほとんどである。すなわち、サージ発生はやむをえないものとして扱われることが多い。サージ吸収回路としては、図１６に示すスナバ回路などの多くの試みがある。スナバ回路は、スイッチング回路にコンデンサと抵抗とを組み合わせた回路を並列に接続するのが基本であり、サージ電圧を抑制できる。

また、図１７に示すように、コイルなどの誘導性負荷に並列にフライホイールダイオードを接続し、電流遮断時の起電力を誘導性負荷に印加してサージを抑え、エネルギーを回生しようとするフライホイール回路が用いられることもある。フライホイール回路は、電流遮断時にコイルに生じるサージ電圧を、フライホイールダイオードを介してコイルに戻す回路で、エネルギーの損失は減るが、パルス電流波形の実現は難しい。

なお、回路および負荷の誘導性による電流遮断時にコイルなどに蓄積された磁気的なエネルギーを回生するものとして、回路でのコイルとコンデンサとの共振を利用した手法のほかに、４つのスイッチ回路をブリッジに構成したものなどがある（例えば、特許文献７または８参照）。また、コイルのサージ電圧を利用する回路として、図１８に示すＤＤコンバータの昇圧回路などがある。昇圧回路は、負荷インダクタンスを流れる電流が遮断される時のサージ電圧によって、コンデンサを高い電圧で充電することができる。

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従来のスイッチ回路では、スイッチ開離時の発熱やアーク放電などによる損失や、誘導性負荷によるサージの発生について、限られた条件の下での経験に基づく要因に対する最適解を求めることにより、個別に対応している。このため、これらをまとめて取扱い、かつ個別の問題への最適解を提供できるスイッチ回路が要望されており、いまだそのようなスイッチ回路は存在していないという課題があった。

本発明は、このような課題に着目してなされたもので、開離時の損失を抑えるとともに、サージを抑制することもできるスイッチ回路および回生回路を提供することを目的としている。

現実のスイッチ回路は、多様なスイッチ素子と多様な負荷回路の組み合わせに、交流や直流、低電圧や高電圧など多様な起電力が接続され、周期や幅の異なるパルス信号で開閉動作が制御される。このため、本発明者は、スイッチ素子での発熱やアーク放電などの損失や、誘導性負荷によるサージの発生をまとめて取扱い、かつ個別の問題に最適に対応できる回路として、スイッチ素子の損失問題と負荷によるサージ発生問題とを区別して取り扱える回路が必要であると考え、本願発明に至った。

本発明に係るスイッチ回路は、通電用電気スイッチと過渡電流用電気スイッチと損失抑制コンデンサとサージ用コンデンサとを有し、前記通電用電気スイッチおよび前記過渡電流用電気スイッチは互いに電気的に並列に接続され、時間差をつけて開閉可能であり、前記損失抑制コンデンサおよび前記サージ用コンデンサは互いに電気的に並列に接続され、前記過渡電流用電気スイッチに対して直列に接続され、前記損失抑制コンデンサは、前記通電用電気スイッチの開離時間をΔｔ、前記通電用電気スイッチを流れる通電電流をＩｃ、前記通電用電気スイッチの電流遮断時の接点間電圧をＶｃとするとき、容量Ｃ１が（Ｉｃ×Δｔ）／Ｖｃ以上となり、等価直列抵抗値Ｒ１が（Ｉｃ×Ｖｃ）以下となるよう設定されていることを、特徴とする。

本発明に係るスイッチ回路では、通電用電気スイッチおよび過渡電流用電気スイッチが時間差をつけて開閉可能であるため、通電用電気スイッチを開離するとき過渡電流用電気スイッチを閉成しておく。これにより、通電用電気スイッチの開離動作中、負荷電流を過渡電流用電気スイッチを介して損失抑制コンデンサに流すことができる。このとき、損失抑制コンデンサは、徐々に充電され電圧が上昇するが、開離動作中の通電用電気スイッチを流れる電流がゼロに近づく間、その電圧の上昇を抑えることができる。また、損失抑制コンデンサの電圧が、通電用電気スイッチ間の電圧となる。通電用電気スイッチで消費される電力は、開離動作時の電流と電圧との積の時間積分であるため、損失抑制コンデンサにより通電用電気スイッチ間の電圧上昇を抑えることにより、通電用電気スイッチの開離時の損失を抑えることができる。

損失抑制コンデンサの容量Ｃ１が（Ｉｃ×Δｔ）／Ｖｃ以上となり、等価直列抵抗値Ｒ１が（Ｉｃ×Ｖｃ）以下となるよう設定されているため、通電用電気スイッチの電流遮断時の接点間電圧を、常にＶｃ以下にすることができ、通電用電気スイッチの開離時の損失を抑えることができる。なお、このようにして求める損失抑制コンデンサの容量Ｃ１は、通電用電気スイッチの開離時間Δｔと通電電流Ｉｃにのみ依存しており、負荷のインダクタンス値などには依存しない。

通電用電気スイッチが完全に開離すると、負荷電流の減少がはじまり、それに伴うサージ電圧が発生する。このとき、負荷電流の減少速度は、サージ用コンデンサの容量、および、サージ用コンデンサに直列に接続される抵抗またはサージ用コンデンサの等価直列抵抗の大きさで決まる。また、サージ電圧の発生は、通電用電気スイッチの動作とは無関係に、電源電圧、負荷、サージ用コンデンサの容量、および、サージ用コンデンサに直列に接続される抵抗またはサージ用コンデンサの等価直列抵抗で決まる。サージ用コンデンサによりサージ電圧を吸収し、負荷電流の急激な低下を防ぐことができるため、サージを抑制することができる。このように、本発明に係るスイッチ回路は、開離時の損失を抑えるとともに、サージを抑制することもできる。

本発明に係るスイッチ回路で、損失抑制コンデンサは等価直列抵抗が小さいセラミックコンデンサまたはペーパコンデンサから成り、サージ用コンデンサは電気容量が大きい電解コンデンサから成ることが好ましい。この場合、開離時の損失やサージを、特に効果的に抑制することができる。また、本発明に係るスイッチ回路は、サージ用コンデンサに対して直列に接続された抵抗、または、サージ用コンデンサに対して並列に接続されたサージアブソーバを有していてもよい。この場合、抵抗によりサージを抑制したり、サージアブソーバによりサージから回路全体を保護したりすることができる。

本発明に係るスイッチ回路は、前記サージ用コンデンサに蓄えられた電荷の逆流を防ぐよう、前記損失抑制コンデンサと前記サージ用コンデンサとの間に接続されたダイオードを有していてもよい。この場合、損失抑制コンデンサに蓄えられた電荷の放電を制御することができ、サージ用コンデンサに蓄えられた電荷が通電用電気スイッチや損失抑制コンデンサに逆流するのを防ぐことができる。

本発明に係るスイッチ回路で、前記通電用電気スイッチは、電気接点から成り、電流遮断時の接点間電圧が前記電気接点の金属材料で決まる最小アーク放電電圧値以下になるよう設定されていることが好ましい。この場合、通電用電気スイッチ開離時のアーク放電の発生を防止することができる。通電用電気スイッチは、例えば、電磁リレーなどの電気接点スイッチから成る。

本発明に係るスイッチ回路で、前記通電用電気スイッチは、電気接点から成り、電流遮断時の接点間電圧が前記電気接点の金属材料で決まる融点温度Tmまたは沸点温度Tbに対応する電圧V≒Tm/3200またはV≒Tb/3200を超えない電圧に設定されていてもよい。この場合、通電用電気スイッチの接点間電圧が溶融電圧または沸騰電圧より低い電圧に抑えられるため、通電用電気スイッチを開離するとき、ブリッジ現象や金属蒸発が発生するのを防止することができる。

本発明に係る回生回路は、電源と負荷と本発明に係るスイッチ回路とを有し、前記負荷はインダクタンスを有し、前記電源に接続され、前記スイッチ回路は前記負荷に対して直列に接続され、前記通電用電気スイッチの開離で発生するサージ電圧により前記サージ用コンデンサを前記電源の電圧以上の電圧で充電可能であり、前記通電用電気スイッチを閉成するとき、前記サージ用コンデンサを前記負荷に接続可能であり、前記サージ用コンデンサに蓄えられた電荷が前記電源に逆流するのを防ぐよう設けられた逆流防止部を有することを、特徴とする。

本発明に係る回生回路は、サージ用コンデンサにより、サージを生じさせる負荷のインダクタンスによる磁気エネルギーを蓄積することができ、その磁気エネルギーを回生させることができる。このため、サージによる損失として廃棄されていた磁気エネルギーを有効に利用することができる。また、負荷電流の立ち上がり特性を改善することもできる。

本発明に係る回生回路は、接続負荷回路を有し、前記スイッチ回路は前記通電用電気スイッチを閉成するとき、前記サージ用コンデンサを前記接続負荷回路に接続可能であってもよい。この場合、サージ用コンデンサに蓄積された磁気エネルギーを、負荷とは異なる接続負荷回路に供給することができる。

本発明によれば、開離時の損失を抑えるとともに、サージを抑制することもできるスイッチ回路および回生回路を提供することができる。

以下、図面に基づき、本発明の実施の形態について説明する。
図１乃至図４は、本発明の実施の形態のスイッチ回路を示している。
図１に示すように、スイッチ回路１０は、通電用電気スイッチ１１と過渡電流用電気スイッチ１２と損失抑制コンデンサ１３とサージ用コンデンサ１４とを有している。スイッチ回路１０は、電源１に接続された負荷２に対して直列に接続されている。なお、負荷２は、抵抗Ｒ、インダクタンスＬを有している。

図１に示すように、通電用電気スイッチ１１および過渡電流用電気スイッチ１２は、電気接点から成り、互いに電気的に並列に接続されている。通電用電気スイッチ１１および過渡電流用電気スイッチ１２は、時間差をつけて開閉可能になっている。通電用電気スイッチ１１は、電流遮断時の接点間電圧が、電気接点の金属材料で決まる最小アーク放電電圧値以下になるよう設定されている。さらに、通電用電気スイッチ１１は、電流遮断時の接点間電圧が、電気接点の金属材料で決まる融点温度Tmまたは沸点温度Tbに対応する電圧V≒Tm/3200またはV≒Tb/3200を超えない電圧にも設定されている。

図２に示すように、過渡電流用電気スイッチ１２は、通電用電気スイッチ１１を開離（off）するとき閉成（on）しておき、通電電流がほぼゼロになったとき開離（off）するようになっている。

損失抑制コンデンサ１３およびサージ用コンデンサ１４は、互いに電気的に並列に接続され、過渡電流用電気スイッチ１２に対して直列に接続されている。損失抑制コンデンサ１３は、等価直列抵抗Ｒ１が小さいセラミックコンデンサから成り、通電用電気スイッチ１１の開離時間をΔｔ、通電用電気スイッチ１１を流れる通電電流をＩｃ、通電用電気スイッチ１１の電流遮断時の接点間電圧をＶｃとするとき、容量Ｃ１が（Ｉｃ×Δｔ）／Ｖｃ以上となり、等価直列抵抗値Ｒ１が（Ｉｃ×Ｖｃ）以下となるよう設定されている。サージ用コンデンサ１４は、電気容量Ｃ２が大きい電解コンデンサから成り、等価直列抵抗Ｒ２を有している。

次に、作用について説明する。
図２に示すように、本発明の実施の形態のスイッチ回路１０では、通電用電気スイッチ１１を開離するとき過渡電流用電気スイッチ１２を閉成しておく。これにより、通電用電気スイッチ１１の開離動作中、負荷電流を過渡電流用電気スイッチ１２を介して損失抑制コンデンサ１３に流すことができる。このときの通電用電気スイッチ１１の電圧および電流は、図３中で、電流遮断開始時のａ点から、電流がゼロに近づくｂ点に至るように変化する。損失抑制コンデンサ１３は、徐々に充電され電圧が上昇するが、開離動作中の通電用電気スイッチ１１を流れる電流がゼロに近づく間、その電圧の上昇を抑えることができ、設定電圧Ｖ０に至る。

損失抑制コンデンサ１３の等価直列抵抗Ｒ１が、容量Ｃ１の値に関係なく、負荷電流による電圧降下を発生させ、通電用電気スイッチ１１の接点間電圧を上昇させるため、損失抑制コンデンサ１３の電圧が通電用電気スイッチ１１間の電圧となる。通電用電気スイッチ１１で消費される電力は、開離動作時の電流と電圧との積の時間積分であるため、損失抑制コンデンサ１３により通電用電気スイッチ１１間の電圧上昇を抑えることにより、通電用電気スイッチ１１の開離時の損失を抑えることができる。

損失抑制コンデンサ１３の容量Ｃ１が（Ｉｃ×Δｔ）／Ｖｃ以上となり、等価直列抵抗値Ｒ１が（Ｉｃ×Ｖｃ）以下となるよう設定されているため、通電用電気スイッチ１１の電流遮断時の接点間電圧を、常にＶｃ以下にすることができ、通電用電気スイッチ１１の開離時の損失を抑えることができる。なお、このようにして求める損失抑制コンデンサ１３の容量Ｃ１は、通電用電気スイッチ１１の開離時間Δｔと通電電流Ｉｃにのみ依存しており、負荷２のインダクタンス値などには依存しない。なお、Ｖｃが低い方が通電スイッチの消費電力は低減されるが、電源１から負荷２を通して損失抑制コンデンサ１３に充電される電荷が損失の原因となる。

通電用電気スイッチ１１の電流遮断時の接点間電圧が、電気接点の金属材料で決まる最小アーク放電電圧値以下になるよう設定されているため、通電用電気スイッチ１１開離時のアーク放電の発生を防止することができる。さらに、通電用電気スイッチ１１の電流遮断時の接点間電圧が、電気接点の金属材料で決まる融点温度Tmまたは沸点温度Tbに対応する電圧V≒Tm/3200またはV≒Tb/3200を超えない電圧にも設定されているため、通電用電気スイッチ１１の接点間電圧が溶融電圧または沸騰電圧より低い電圧に抑えられ、通電用電気スイッチ１１を開離するとき、ブリッジ現象や金属蒸発が発生するのを防止することができる。

通電用電気スイッチ１１が完全に開離すると、負荷電流の減少がはじまり、それに伴うサージ電圧が発生する。このときの通電用電気スイッチ１１の電圧および電流は、負荷電流がサージ用コンデンサ１４に流入するとともに、負荷２のインダクタンスＬによりサージが発生するため、図３中でｂ点から最大サージ電圧のｃ点を経由して、電源電圧ｄ点に近づくように変化する。開離時の負荷電流の減少速度は、サージ用コンデンサ１４の容量Ｃ２、および、サージ用コンデンサ１４の等価直列抵抗Ｒ２の大きさで決まる。また、サージ電圧の発生は、通電用電気スイッチ１１の動作とは無関係に、電源電圧、負荷２、サージ用コンデンサ１４の容量Ｃ２、および、サージ用コンデンサ１４の等価直列抵抗Ｒ２で決まる。なお、一般に、Ｃ２＞Ｃ１であるため、サージに及ぼす損失抑制コンデンサ１３の影響は小さい。

スイッチ回路１０は、サージ用コンデンサ１４によりサージ電圧を吸収し、負荷電流の急激な低下を防ぐことができるため、サージを抑制することができる。さらに、サージ用コンデンサ１４の等価直列抵抗Ｒ２により、サージを抑制することができる。このように、スイッチ回路１０は、開離時の損失を抑えるとともに、サージを抑制することもできる。

図２（ｂ）に示すように、通電用電気スイッチ１１における電流の遮断時間Δtaは、通電用電気スイッチ１１および過渡電流用電気スイッチ１２の構成に大きく依存し、損失抑制コンデンサ１３の容量Ｃ１の影響は小さい。また、一般の電気接点やＦＥＴなどでは、このΔtaはマイクロ秒以下であり、負荷２が誘導性負荷でも抵抗性負荷でも、負荷電流がこの時間Δta内でほとんど変化しないような損失抑制コンデンサ１３を選択することができる。

なお、スイッチ回路１０で、通電用電気スイッチ１１および過渡電流用電気スイッチ１２は、ＦＥＴのような半導体デバイスから成っていてもよい。この場合、アバラシェ状態が発生しないような電圧条件がＶｃの設定値の１つの目安になる。

図４に示すように、スイッチ回路１０で、損失抑制コンデンサ１３は、過渡電流用電気スイッチ１２が開離した後の容量Ｃ１に蓄えられた電荷を放電するための抵抗Ｒ３を有していてもよい。また、スイッチ回路１０は、サージ用コンデンサ１４に蓄えられた電荷の逆流を防ぐよう、損失抑制コンデンサ１３とサージ用コンデンサ１４との間に接続されたダイオードＤ１を有していてもよい。これらの場合、サージ用コンデンサ１４の容量Ｃ２の大きさによっては、サージ電圧によりサージ用コンデンサ１４を電源電圧よりも高い電圧に保つことができる。ＦＥＴなどの場合には、ドレーン・ソース間の容量で損失抑制コンデンサ１３の容量Ｃ１を代用することができることもある。ダイオードＤ１を有する場合、損失抑制コンデンサ１３に蓄えられた電荷の放電を制御することができ、サージ用コンデンサ１４に蓄えられた電荷が通電用電気スイッチ１１や損失抑制コンデンサ１３に逆流するのを防ぐことができる。

図５および図６は、本発明の実施の形態の回生回路を示している。
図５に示すように、回生回路は、電源１と負荷２と本発明の実施の形態のスイッチ回路１０とを有している。

負荷２は、抵抗Ｒ、インダクタンスＬを有し、電源１に接続されている。
スイッチ回路１０は、負荷２に対して直列に接続され、回生スイッチ１５と逆流防止部１６とを有している。回生スイッチ１５は、一端が電源１と負荷２との間に接続され、他端が過渡電流用電気スイッチ１２と損失抑制コンデンサ１３およびサージ用コンデンサ１４との間に接続されている。逆流防止部１６は、ダイオードから成り、サージ用コンデンサ１４に蓄えられた電荷が電源１に逆流するのを防ぐよう損失抑制コンデンサ１３とサージ用コンデンサ１４との間に接続されている。

次に、作用について説明する。
回生回路は、通電用電気スイッチ１１が開離（off）するとき、負荷２のインダクタンスＬによりサージ電圧が発生する。このサージ電圧により、サージ用コンデンサ１４を電源１の電圧以上の高電圧で充電することができる。このとき、スイッチ回路１０が通電用電気スイッチ１１および過渡電流用電気スイッチ１２の特性と無関係に負荷電流を低減できるため、負荷２のインダクタンスＬでのサージ電圧によるサージ用コンデンサ１４の充電を制御することができる。図６に示すように、次に通電用電気スイッチ１１を閉成（on）するとき、負荷２に電流が流れるタイミングで回生スイッチ１５を閉成（on）させる。これにより、サージ用コンデンサ１４を負荷２に接続して、サージ用コンデンサ１４に蓄えられた電荷を負荷２に流すことができる。

このように、回生回路は、サージ用コンデンサ１４により、サージを生じさせる負荷２のインダクタンスＬによる磁気エネルギーを蓄積することができ、その磁気エネルギーを回生させることができる。このため、サージによる損失として廃棄されていた磁気エネルギーを有効に利用することができる。また、負荷電流の立ち上がり特性を改善することもできる。

通電用電気スイッチ１１および過渡電流用電気スイッチ１２が電磁リレーから成るスイッチ回路１０の実施例を、図７に示す。負荷２がインダクタンスを有さない抵抗負荷から成る場合、および、負荷２がインダクタンスを有する誘導負荷から成る場合について、通電用電気スイッチ１１の接点間電圧および通電電流を測定し、それぞれ図８（ａ）および図８（ｂ）に示す。なお、損失抑制コンデンサ１３に放電用抵抗を並列に接続することもできる。また、サージ用コンデンサ１４に抵抗などを並列に接続して、負荷として電流を流すこともできる。

図８（ａ）および図８（ｂ）に示すように、通電用電気スイッチ１１の開離時のアーク放電等に関係する領域をＡ領域とすると、Ａ領域の電圧上昇は、ほとんど通電電流と損失抑制コンデンサ１３の容量Ｃ１のみで決まり、負荷２の誘導性とは無関係である。一方、通電用電気スイッチ１１の開離後のＢ領域では、負荷２の誘導性によって電圧上昇が大きく異なり、これはサージ用コンデンサ１４の容量Ｃ２によるものである。これらの結果から、スイッチ回路１０において、通電用電気スイッチ１１の開離時の損失改善と、サージ電圧等の対策を別個に独立に設計できることが確認された。

スイッチ回路１０の通電用電気スイッチ１１および過渡電流用電気スイッチ１２がＦＥＴから成り、誘導性の負荷２から成る回生回路の実施例を、図９に示す。サージ用コンデンサ１４は、過渡電流によって充電される。負荷２が誘導性であるため、サージ用コンデンサ１４の容量によっては電源電圧より高い電圧で充電することができる。このサージ用コンデンサ１４を、回生スイッチ１５により、次回の通電用電気スイッチ１１が閉成されるときに同時に負荷２に接続することにより、誘導性の負荷２に高電圧を印加して負荷２に流れる立ち上がりの電流値を増すことができる。なお、図６に示す各スイッチのスイッチングの繰返し周波数を、５kHzとしている。

回路解析で求めた負荷電流の波形、損失抑制コンデンサ１３の電圧、および、サージ用コンデンサ１４の電圧を、それぞれ図１０、図１１（ａ）および（ｂ）に示す。図１０に示すように、回生の効果のない最初の電流波形（図中Ａの波形）に比べて、回生効果が加わった２回目以降の波形（図中Ｂの波形以降の波形）は、立ち上がり特性が改善される（図中の楕円）と同時に、最大電流値も約２Ａ増加していることが確認された。また、図１１（ａ）に示すように、損失抑制コンデンサ１３の電圧（Ｖ_Ｃ１）の上昇が抑制されており、通電用電気スイッチ１１の開離時の電圧上昇が抑制されていることも確認された。図１１（ｂ）に示すように、サージ用コンデンサ１４の電圧（Ｖ_Ｃ２）が、サージ電圧により電源電圧１００Ｖより昇圧されていることも確認された。

図９に示す回生回路、および、図１２に示す単純なスイッチ回路（従来回路）のそれぞれの構成素子における消費電力を計算し、その計算結果をまとめて、表１に示す。また、各回路の負荷電流の波形を、図１３に示す。表１に示すように、図９に示す回生回路は、従来回路に比べて、ＦＥＴ損失が大幅に改善することや、大きな回生エネルギーが得られることが確認された。また、図１３に示すように、図９に示す回生回路は、従来回路に比べて、立ち上がり特性が改善されており、最大電流値も増加していることも確認された。

本発明の実施の形態のスイッチ回路を示す回路図である。 図１に示すスイッチ回路の（ａ）通電用電気スイッチおよび過渡電流用電気スイッチを開閉したときの各信号の時間変化を示す波形図、（ｂ）通電用電気スイッチを開離したときの各信号の時間変化を拡大した波形図である。 図１に示すスイッチ回路の通電用電気スイッチおよび過渡電流用電気スイッチを開閉したときの通電用電気スイッチでの電流と電圧との関係を示すグラフである。 図１に示すスイッチ回路の変形例を示す回路図である。 本発明の実施の形態の回生回路を示す回路図である。 図５に示す回生回路の各スイッチの開閉動作の時間変化を示す波形図である。 図１に示すスイッチ回路の具体的な実施例を示す回路図である。 図７に示すスイッチ回路の（ａ）負荷が抵抗負荷のときの通電用電気スイッチでの電流および電圧の時間変化を示す波形図、（ｂ）負荷が誘導負荷のときの通電用電気スイッチでの電流および電圧の時間変化を示す波形図である。 図５に示す回生回路の具体的な実施例を示す回路図である。 図９に示す回生回路の負荷電流の時間変化を示す波形図である。 図９に示す回生回路の（ａ）損失抑制コンデンサの電圧の時間変化を示す波形図、（ｂ）サージ用コンデンサの電圧の時間変化を示す波形図である。 図９に示す回生回路との比較を行うための従来のスイッチ回路を示す回路図である。 図９に示す回生回路（過渡）および図１２に示す従来のスイッチ回路（従来）の負荷電流の時間変化を示す波形図である。 従来の（ａ）消費電力抑制回路を示す回路図、（ｂ）消費電力抑制回路の通電用スイッチおよび過渡電流用スイッチの開閉動作の時間変化を示す波形図である。 従来のスイッチ素子がＦＥＴから成るときのゲート電圧、ドレイン電圧、ドレイン電流、およびドレインソース間電力の時間変化を示す波形図である。 従来のスナバ回路を示す回路図である。 従来のフライホイール回路を示す回路図である。 従来のＤＤコンバータの昇圧回路を示す回路図である。

符号の説明

１ 電源
２ 負荷
１０ スイッチ回路
１１ 通電用電気スイッチ
１２ 過渡電流用電気スイッチ
１３ 損失抑制コンデンサ
１４ サージ用コンデンサ
１５ 回生スイッチ
１６ 逆流防止部

Claims (6)

1. 通電用電気スイッチと過渡電流用電気スイッチと損失抑制コンデンサとサージ用コンデンサとを有し、
   前記通電用電気スイッチおよび前記過渡電流用電気スイッチは互いに電気的に並列に接続され、時間差をつけて開閉可能であり、
   前記損失抑制コンデンサおよび前記サージ用コンデンサは互いに電気的に並列に接続され、前記過渡電流用電気スイッチに対して直列に接続され、
   前記損失抑制コンデンサは、前記通電用電気スイッチの開離時間をΔｔ、前記通電用電気スイッチを流れる通電電流をＩｃ、前記通電用電気スイッチの電流遮断時の接点間電圧をＶｃとするとき、容量Ｃ１が（Ｉｃ×Δｔ）／Ｖｃ以上となり、等価直列抵抗値Ｒ１が（Ｉｃ×Ｖｃ）以下となるよう設定されていることを、
   特徴とするスイッチ回路。
2. 前記サージ用コンデンサに蓄えられた電荷の逆流を防ぐよう、前記損失抑制コンデンサと前記サージ用コンデンサとの間に接続されたダイオードを有することを、特徴とする請求項１記載のスイッチ回路。
3. 前記通電用電気スイッチは、電気接点から成り、電流遮断時の接点間電圧が前記電気接点の金属材料で決まる最小アーク放電電圧値以下になるよう設定されていることを、特徴とする請求項１または２記載のスイッチ回路。
4. 前記通電用電気スイッチは、電気接点から成り、電流遮断時の接点間電圧が前記電気接点の金属材料で決まる融点温度Tmまたは沸点温度Tbに対応する電圧V≒Tm/3200またはV≒Tb/3200を超えない電圧に設定されていることを、特徴とする請求項１，２または３記載のスイッチ回路。
5. 電源と負荷と請求項１，２，３または４記載のスイッチ回路とを有し、
   前記負荷はインダクタンスを有し、前記電源に接続され、
   前記スイッチ回路は前記負荷に対して直列に接続され、前記通電用電気スイッチの開離で発生するサージ電圧により前記サージ用コンデンサを前記電源の電圧以上の電圧で充電可能であり、前記通電用電気スイッチを閉成するとき、前記サージ用コンデンサを前記負荷に接続可能であり、前記サージ用コンデンサに蓄えられた電荷が前記電源に逆流するのを防ぐよう設けられた逆流防止部を有することを、
   特徴とする回生回路。
6. 接続負荷回路を有し、
   前記スイッチ回路は前記通電用電気スイッチを閉成するとき、前記サージ用コンデンサを前記接続負荷回路に接続可能であることを、
   特徴とする請求項５記載の回生回路。
   

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