JP7423561B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

特開２０２０－６８６２１号公報（特許文献１）には、交流系統の電力を交直変換器で直流に変換して送電する直流送電システムが開示される。上記システムでは、交直変換器と直流線路との間に直流遮断器および直流リアクトルを直列に接続する。交直変換器は、自己消弧素子およびコンデンサを用いて構成される。直流遮断器は、遮断部以外に、計測部および保護制御部を含む直流線路保護機能を有する。保護制御部は、直流線路の短絡事故の発生時には、上位の装置から送信される開放指令に基づいて、直流遮断器を開放させる。

特開２０２０－６８６２１号公報

上記システムにおいて。直流線路の短絡事故が発生すると、交直変換器の出力側にコンデンサおよび直流リアクトルの並列共振回路が形成される。この並列共振回路においては、コンデンサの放電に伴い、直流リアクトルに流れる短絡電流が増加する。

その一方で、直流遮断器は機械式遮断器であるため、上位の装置からの開放指令を受けてから開放されるまでに時間遅れが生じる。その結果、直流遮断器が開放されるまでに、短絡電流がピーク値に到達する可能性がある。直流リアクトルの損傷を抑制するためには、直流リアクトルの短絡耐量（＝どのくらいの短絡時間であれば破壊せずに耐えられるか）を高める必要がある。しかしながら、高い短絡耐量を有する直流リアクトルを使用することによって、装置の大型化、重量化およびコストアップを招くことが懸念される。

この発明はこのような課題を解決するためになされたものであって、その目的は、出力フィルタに含まれる直流リアクトルに求められる短絡耐量を低減することができる電力変換装置を提供することである。

本発明に係る電力変換装置は、第１の出力ノードおよび第２の出力ノード間に直流電力を生成する電力変換器と、第１の出力ノードおよび第２の出力ノードとそれぞれ電気的に接続され、直流電力を出力するための第１の出力端子および第２の出力端子と、第１の出力ノードと第２の出力ノードとの間に接続される第１のコンデンサと、第１の出力端子と第２の出力端子との間に第１のコンデンサと直列に接続される直流リアクトルと、第１の出力端子と第２の出力端子との間に直流リアクトルおよび第１のコンデンサと直列に接続される半導体スイッチと、電力変換器を制御する制御装置とを備える。制御装置は、電力変換器の運転時に半導体スイッチをオン状態に維持する一方で、第１の出力端子および第２の出力端子間の短絡が発生したときには、半導体スイッチをオフするように構成される。電力変換装置は、半導体スイッチがオフ状態であるときに、直流リアクトルに蓄えられた磁場エネルギーを吸収するための吸収手段をさらに備える。

本発明によれば、出力フィルタに含まれる直流リアクトルに求められる短絡耐量を低減することができる電力変換装置を提供することができる。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の動作波形を示す図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の動作波形を示す図である。 比較例に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。 電力変換器の構成例を示す回路図である。 比較例に係る電力変換装置の動作波形を示す図である。

以下に本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰り返さない。

［比較例に係る電力変換装置およびその課題］
まず、図５および図６を用いて比較例に係る電力変換装置およびその課題について説明する。次に、本実施の形態に係る電力変換装置について説明する。

図５は、比較例に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。比較例に係る電力変換装置２００は、電力の供給を受けて直流電力を生成するように構成された電力変換装置であって、入力端子Ｔ１，Ｔ２と、出力端子Ｔ３，Ｔ４と、電力変換器１０と、リアクトルＬ１，Ｌ２と、コンデンサＣ１と、コントローラ１６とを備える。

入力端子Ｔ１，Ｔ２は図示しない電源から電力を受ける。電源が交流電源である場合には入力端子Ｔ１，Ｔ２は交流電力を受け、電源が直流電源である場合には入力端子Ｔ１，Ｔ２は直流電力を受ける。なお、交流電源は直流電力を交流電力に変換するインバータを含んでいてもよく、直流電源は交流電力を直流電力に変換するコンバータを含んでいてもよい。

出力端子Ｔ３，Ｔ４は図示しない直流負荷または直流送電線などに接続される。出力端子Ｔ３は正側直流端子であり、「第１の出力端子」の一実施例に対応する。出力端子Ｔ４は負側直流端子であり、「第２の出力端子」の一実施例に対応する。

電力変換器１０は、入力端子Ｔ１，Ｔ２に与えられる電力（交流電力または直流電力）に基づいて直流電力を生成する。電力変換器１０によって生成された直流電力は、出力端子Ｔ３，Ｔ４を介して負荷または直流送電線に供給される。

電力変換器１０は、少なくとも１つの半導体スイッチング素子Ｑと、少なくとも１つのダイオードＤとを有する。図６は、電力変換器１０の構成例を示す回路図である。図６の例では、電力変換器１０は、入力ノード１０ａ，１０ｂ間に与えられる交流電圧Ｖ１を直流電圧Ｖ２に変換し、その直流電圧Ｖ２を出力ノード１０ｃ，１０ｄ間に出力するように構成される。出力ノード１０ｃは「第１の出力ノード」の一実施例に対応し、出力ノード１０ｄは「第２の出力ノード」の一実施例に対応する。

具体的には、電力変換器１０は、フルブリッジインバータであって、半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４およびダイオードＤ１～Ｄ４を含む。半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４には任意の自己消弧型のスイッチング素子を適用できる。

ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３のコレクタはともに出力ノード１０ｃに接続され、それらのエミッタは入力ノード１０ａ，１０ｂにそれぞれ接続される。ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４のコレクタは入力ノード１０ａ，１０ｂにそれぞれ接続され、それらのエミッタはともに出力ノード１０ｄに接続される。

ダイオードＤ１～Ｄ４は、還流ダイオード（ＦＷＤ；Freewheeling Diode）であり、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４とそれぞれ逆並列に接続される。すなわち、各ダイオードＤのアノードは対応するＩＧＢＴのエミッタに接続され、カソードは対応するＩＧＢＴのコレクタに接続される。なお、半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４がＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor）である場合、ダイオードＤ１～Ｄ４はＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード（ボディダイオード）によって構成することができる。

ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４のゲートは、コントローラ１６からゲート信号Ｇ１～Ｇ４をそれぞれ受ける。ゲート信号Ｇ１～Ｇ４がＨ（論理ハイ）レベルになると、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４はそれぞれオン（導通）し、ゲート信号Ｇ１～Ｇ４がＬ（論理ロー）レベルになると、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４はそれぞれオフ（非導通）する。ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４は、コントローラ１６によってＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御され、交流電圧Ｖ１に同期して所定のタイミングでオン／オフされる。

図５に戻って、リアクトルＬ１は、出力ノード１０ｃおよび出力端子Ｔ３の間に接続される。リアクトルＬ２は、出力ノード１０ｄおよび出力端子Ｔ４の間に接続される。コンデンサＣ１は、出力ノード１０ｃとリアクトルＬ１との間のノードと、出力ノード１０ｄとリアクトルＬ２との間のノードとの間に接続される。すなわち、リアクトルＬ１、コンデンサＣ１およびリアクトルＬ２は出力端子Ｔ３および出力端子Ｔ４の間に直列に接続される。

リアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ３は出力フィルタを構成する。出力フィルタは、電力変換器１０の出力ノード１０ｃ，１０ｄと出力端子Ｔ３，Ｔ４との間に接続され、電力変換器１０によって生成された直流電力を出力端子Ｔ３，Ｔ４に通過させ、電力変換器１０で発生するスイッチング周波数の信号が出力端子Ｔ３，Ｔ４に通過することを防止する。

リアクトルＬ１，Ｌ２は「直流リアクトル」の一実施例に対応する。なお、図５の例では、正電圧を受ける出力端子Ｔ３および負電圧を受ける出力端子Ｔ４にそれぞれリアクトルＬ１，Ｌ２を接続する構成としたが、リアクトルＬ１，Ｌ２のいずれか一方を接続する構成としてもよい。

ここで、比較例に係る電力変換装置２００が接続される負荷または直流送電線において短絡故障が発生した場合を想定する。図７は、比較例に係る電力変換装置２００が接続される負荷または直流送電線において短絡故障が発生したときの電力変換装置２００の動作を示す図である。図７には、リアクトルＬ１，Ｌ２を流れる電流ＩＬおよびコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃ１の動作波形が示されている。

負荷または直流送電線に短絡故障が発生した場合、出力端子Ｔ３および出力端子Ｔ４が電気的に短絡されるため、電力変換器１０の出力側には、リアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１の並列共振回路が形成される。この並列共振回路においてコンデンサＣ１の放電が開始されると、図５中に矢印Ａ３で示すように、リアクトルＬ２、コンデンサＣ１およびリアクトルＬ１を順に経由して短絡電流が流れる。リアクトルＬ１，Ｌ２は短絡電流を磁場エネルギーとして蓄積する。

図７に示すように、時刻ｔ０にて短絡故障が発生したことによって出力端子Ｔ３およびＴ４が電気的に短絡すると、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが徐々に低下し、コンデンサＣ１の放電が終了したタイミング（時刻ｔ１）にて電流ＩＬはピーク値に到達する。コンデンサＣの放電が終了した後においても、リアクトルＬ１，Ｌ２には電流が流れ続ける。短絡電流は、電流経路に含まれる寄生抵抗成分によって緩やかに減衰するものの、リアクトルＬ１，Ｌ２を継続して流れる。リアクトルＬ１，Ｌ２の損傷を抑制するためには、リアクトルＬ１，Ｌ２の短絡耐量（＝どのくらいの短絡時間であれば破壊せずに耐えられるか）を高める必要がある。リアクトルＬ１，Ｌ２に高い短絡耐量を有するリアクトルを使用することによって、電力変換装置２００の大型化、重量化およびコストアップを招くことが懸念される。

［実施の形態１］
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。

図１を参照して、実施の形態１に係る電力変換装置１００は、図５に示した比較例に係る電力変換装置２００と比較して、直流遮断器ＤＣＣＢ１、半導体スイッチＳＷ１、抵抗素子Ｒ１、電流センサ１２およびコントローラ１４を備える点が異なる。図５と重複する部分については説明を省略する。

直流遮断器ＤＣＣＢ１および半導体スイッチＳＷ１は、電力変換器１０の出力ノード１０ｃと出力端子Ｔ３との間に、リアクトルＬ１と直列に接続される。直流遮断器ＤＣＣＢ１は、機械式スイッチにより構成される。直流遮断器ＤＣＣＢ１には、公知の直流遮断器を用いることができる。直流遮断器ＤＣＣＢ１は、コントローラ１４から電気信号が出力されるとオンされる一方で、電気信号の非出力時にはオフされる。

半導体スイッチＳＷ１は、例えば、ＩＧＢＴＱ５およびダイオードＤ５を有する。ＩＧＢＴＱ５は、コレクタがリアクトルＬ１を介して出力ノード１０ｃに接続され、エミッタが直流遮断器ＤＣＣＢ１を介して出力端子Ｔ３に接続される。ダイオードＤ５は、アノードがＩＧＢＴＱ５のエミッタに接続され、カソードがＩＧＢＴＱ５のコレクタに接続される。すなわち、ダイオードＤ５はＩＧＢＴＱ５に逆並列に接続される。

ＩＧＢＴＱ５のゲートは、コントローラ１６からゲート信号Ｇ５を受ける。ゲート信号Ｇ５がＨレベルになると、ＩＧＢＴＱ５はオンし、ゲート信号Ｇ５がＬレベルになると、ＩＧＢＴＱ５はオフする。なお、半導体スイッチＳＷ１の構成はこれに限定されるものではなく、例えば、逆並列接続された一対のサイリスタを有するサイリスタスイッチを用いることができる。

抵抗素子Ｒ１は、半導体スイッチＳＷ１（図１の例ではＩＧＢＴＱ５およびダイオードＤ５の並列回路）に対して並列に接続される。

電流センサ１２は、リアクトルＬ１に流れる電流ＩＬを検出し、その検出値を示す信号をコントローラ１４に出力する。コントローラ１４は、電力変換器１０を構成するスイッチング素子のオン／オフを制御するとともに、直流遮断器ＤＣＣＢ１および半導体スイッチＳＷ１の動作を制御する。

次に、図２を用いて、実施の形態１に係る電力変換装置１００が接続される負荷または直流送電線において短絡故障が発生したときの電力変換装置１００の動作を説明する。

図２は、リアクトルＬ１を流れる電流ＩＬ、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃ１、半導体スイッチＳＷ１および直流遮断器ＤＣＣＢ１の動作波形を示す図である。

図２に示すように、時刻ｔ０にて負荷または直流送電線に短絡故障が発生したことによって出力端子Ｔ３およびＴ４が電気的に短絡すると、リアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１の並列共振回路が形成され、コンデンサＣ１の放電が開始される。時刻ｔ０以降、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが徐々に低下する一方で、リアクトルＬ１，Ｌ２を流れる電流ＩＬは徐々に増加する。この電流ＩＬによりリアクトルＬ１，Ｌ２には磁場エネルギーが蓄積される。

コントローラ１４は、電流センサ１２により検出される電流ＩＬと所定の閾値Ｉｔｈと比較する。電流ＩＬが閾値Ｉｔｈを超えたときに、コントローラ１４は、出力端子Ｔ３および出力端子Ｔ４が電気的に短絡したと判定する。出力端子Ｔ３，Ｔ４の短絡を判定すると、コントローラ１４は、半導体スイッチＳＷ１および直流遮断器ＤＣＣＢ１をオフする。具体的には、コントローラ１６は、直流遮断器ＤＣＣＢ１への電気信号の出力を停止するとともに、半導体スイッチＳＷ１のＩＧＢＴＱ５のゲートにＬレベルの信号Ｇ５を与える。

半導体スイッチＳＷ１では、Ｌレベルのゲート信号Ｇ５を受けてＩＧＢＴＱ５がオフする（時刻ｔ２）。次いで、電気信号の出力停止に応答して直流遮断器ＤＣＣＢ１がオフする（時刻ｔ３）。

直流遮断器ＤＣＣＢ１は、短絡電流を遮断するための遮断手段となるが、構造上電気信号を停止してから遮断までに時間を要するため、直流遮断器ＤＣＣＢ１単体では、図２中に破線で示すように、短絡電流が遮断されるまでに、電流ＩＬがピーク値に達してしまうおそれがある。

本実施の形態１では、短絡電流の遮断手段として、直流遮断器ＤＣＣＢ１よりも高速動作が可能な半導体スイッチＳＷ１を備えている。よって、直流遮断器ＤＣＣＢ１に先立って半導体スイッチＳＷ１がオフすることにより、電流ＩＬが上昇してピーク値に到達するまでに短絡電流を遮断することができる。

その一方で、リアクトルＬ１，Ｌ２には磁気エネルギーが蓄積されているため、短絡電流を遮断した後に、この磁気エネルギーを放出させる必要がある。そのため、実施の形態１に係る電力変換装置１００は、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄えられた磁気エネルギーを吸収するための吸収手段をさらに備える。図１の構成例では、吸収手段として抵抗素子Ｒ１を備えている。

具体的には、半導体スイッチＳＷ１のＩＧＢＴＱ５がオフされると、図１中に矢印Ａ１で示すように、短絡電流は、ＩＧＢＴＱ５に並列に接続された抵抗素子Ｒ１を経由して流れる。このとき、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄えられていた磁場エネルギーは、抵抗素子Ｒ１においてジュール熱として散逸される。その結果、図２に示すように、半導体スイッチＳＷ１がオフした時刻ｔ２以降、電流ＩＬは徐々に減少する。そして、時刻ｔ３にて直流遮断器ＤＣＣＢ１がオフすることにより、電流ＩＬは遮断される。

以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置は、電力変換器１０の出力ノード１０ｃ，１０ｄと出力端子Ｔ３，Ｔ４との間に、リアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１からなる出力フィルタが接続された構成において、短絡電流を遮断するための半導体スイッチＳＷ１と、半導体スイッチＳＷ１に並列接続された抵抗素子Ｒ１とを有する。上記構成によれば、出力端子Ｔ３，Ｔ４間が短絡した場合には、半導体スイッチＳＷ１をオフすることにより、短絡電流の上昇を抑えつつ、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄えられた磁場エネルギーを放出させることができる。よって、リアクトルＬ１，Ｌ２に求められる短絡耐量を低減できるため、リアクトルＬ１，Ｌ２およびそれを備える電力変換装置１００の小型軽量化および低コスト化を実現することができる。

［実施の形態２］
図３は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。

図３を参照して、実施の形態２に係る電力変換装置１００は、図１に示した実施の形態１に係る電力変換装置１００における抵抗素子Ｒ１に代えて、コンデンサＣ２および抵抗素子Ｒ２を有する点が異なる。図１と重複する部分については説明を省略する。

コンデンサＣ２および抵抗素子Ｒ２は、直列に接続される。コンデンサＣ２および抵抗素子Ｒ２の直列回路は、リアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１の直列回路に対して並列に接続される。後述するように、コンデンサＣ２および抵抗素子Ｒ２の直列回路は「吸収手段」の一実施例に対応する。

次に、図４を用いて、実施の形態２に係る電力変換装置１００が接続される負荷または直流送電線において短絡故障が発生したときの電力変換装置１００の動作を説明する。

図４は、リアクトルＬ１，Ｌ２を流れる電流ＩＬ、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃ１、コンデンサＣ２の端子間電圧Ｖｃ２、半導体スイッチＳＷ１および直流遮断器ＤＣＣＢ１の動作波形を示す図である。

図４に示すように、時刻ｔ０にて出力端子Ｔ３およびＴ４が電気的に短絡すると、リアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１の並列共振回路が形成され、コンデンサＣ１の放電が開始される。時刻ｔ０以降、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが徐々に低下する一方で、リアクトルＬ１，Ｌ２を流れる電流ＩＬは徐々に増加する。電流ＩＬによりリアクトルＬ１，Ｌ２には磁場エネルギーが蓄積される。

コントローラ１４は、電流センサ１２により検出される電流ＩＬが閾値Ｉｔｈを超えたときに、出力端子Ｔ３および出力端子Ｔ４が電気的に短絡したと判定する。出力端子Ｔ３，Ｔ４の短絡を判定すると、コントローラ１４は、半導体スイッチＳＷ１および直流遮断器ＤＣＣＢ１をオフする。コントローラ１４は、直流遮断器ＤＣＣＢ１への電気信号の出力を停止するとともに、半導体スイッチＳＷ１のＩＧＢＴＱ５のゲートにＬレベルの信号Ｇ５を与える。

半導体スイッチＳＷ１では、Ｌレベルのゲート信号Ｇ５を受けてＩＧＢＴＱ５がオフする（時刻ｔ２）。次いで、電気信号の出力停止に応答して直流遮断器ＤＣＣＢ１がオフする（時刻ｔ３）。

実施の形態２に係る電力変換装置１００では、直流遮断器ＤＣＣＢ１に先立って半導体スイッチＳＷ１がオフすることにより、短絡電流が遮断される。半導体スイッチＳＷ１がオフすると、図３中に矢印Ａ２で示すように、電流ＩＬは、コンデンサＣ２および抵抗素子Ｒ２の直列回路に流れ込む。

このとき、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄えられていた磁場エネルギーは、抵抗素子Ｒ２においてジュール熱として散逸される。図４に示すように、電流ＩＬは、半導体スイッチＳＷ１がオフした時刻ｔ２以降、電流ＩＬは徐々に減少する。時刻ｔ２以降、コンデンサＣ２の端子間電圧Ｖｃ２は徐々に増加する。コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃ１とコンデンサＣ２の端子間電圧Ｖｃ２とが同等レベル（図４の電圧値Ｖｓ）になるまで、電流ＩＬは流れ続ける。

以上説明したように、実施の形態２に係る電力変換装置は、電力変換器１０の出力ノード１０ｃ，１０ｄと出力端子Ｔ３，Ｔ４との間に、リアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１からなる出力フィルタが接続された構成において、短絡電流を遮断するための半導体スイッチＳＷ１と、コンデンサＣ２および抵抗素子Ｒ２の直列回路とを有する。コンデンサＣ２および抵抗素子Ｒ２の直列回路は、リアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１の直列回路に対して並列に接続される。上記構成によれば、出力端子Ｔ３，Ｔ４間が短絡した場合には、半導体スイッチＳＷ１をオフすることにより、短絡電流の上昇を抑えつつ、リアクトルＬ１，Ｌ２に蓄えられた磁場エネルギーを放出させることができる。よって、リアクトルＬ１，Ｌ２に求められる短絡耐量を低減できるため、リアクトルＬ１，Ｌ２およびそれを備える電力変換装置１００の小型軽量化および低コスト化を実現することができる。

なお、上述した実施の形態１および２では、半導体スイッチＳＷ１と直列に直流遮断器ＤＣＣＢ１を接続する構成例を説明したが、直流遮断器ＤＣＣＢ１を設けない構成とすることも可能である。

また、上述した実施の形態１および２では、電流センサ１２により検出される電流ＩＬと閾値Ｉｔｈとの比較により短絡故障を判定する構成例について説明したが、短絡故障の判定方法はこれに限るものではなく、例えばコンデンサＣ１の端子間電圧が所定の閾値以下に低下したことを検出することによっても短絡故障を判定することができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ 電力変換器、１２ 電流センサ、１４，１６ コントローラ、１００，２００ 電力変換装置、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｃ１，Ｃ２ コンデンサ、ＳＷ１ 半導体スイッチ、ＤＣＣＢ１ 直流遮断器、Ｑ，Ｑ１～Ｑ４ 半導体スイッチング素子、Ｄ，Ｄ１～Ｄ４ ダイオード（還流ダイオード）、Ｒ１，Ｒ２ 抵抗素子、Ｔ１，Ｔ２ 入力端子、Ｔ３，Ｔ４ 出力端子。

Claims (3)

1. 第１の出力ノードおよび第２の出力ノード間に直流電力を生成する電力変換器と、
   前記第１の出力ノードおよび前記第２の出力ノードとそれぞれ電気的に接続され、前記直流電力を出力するための第１の出力端子および第２の出力端子と、
   前記第１の出力ノードと前記第２の出力ノードとの間に接続される第１のコンデンサと、
   前記第１の出力端子と前記第２の出力端子との間に前記第１のコンデンサと直列に接続される直流リアクトルと、
   前記第１の出力端子と前記第２の出力端子との間に前記直流リアクトルおよび前記第１のコンデンサと直列に接続される半導体スイッチと、
   前記電力変換器を制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記電力変換器の運転時に前記半導体スイッチをオン状態に維持する一方で、前記第１の出力端子および前記第２の出力端子間の短絡が発生したときには、前記半導体スイッチをオフするように構成され、
   前記半導体スイッチがオフ状態であるときに、前記直流リアクトルに蓄えられた磁場エネルギーを吸収するための吸収手段をさらに備え、
   前記吸収手段は、第２のコンデンサおよび第２の抵抗素子の直列回路を含み、
   前記第２のコンデンサおよび前記第２の抵抗素子の直列回路は、前記直流リアクトルおよび前記第１のコンデンサの直列回路に対して並列に接続される、電力変換装置。
2. 前記直流リアクトルに流れる電流を検出する電流センサをさらに備え、
   前記制御装置は、前記電流センサの検出値が閾値を超えたときに、前記半導体スイッチをオフする、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記第１の出力ノードと前記第１の出力端子との間に前記半導体スイッチと直列に接続される機械式スイッチをさらに備える、請求項１または２に記載の電力変換装置。

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