JP7419277B2 - 電力変換装置 - Google Patents

Description

本発明は、電力変換装置に関する。

特開２０２０－６８６２１号公報（特許文献１）には、交流系統の電力を交直変換器で直流に変換して送電する直流送電システムが開示されている。上記システムでは、交直変換器と直流線路との間に直流遮断器および直流リアクトルを直列に接続する。交直変換器は、自己消弧素子およびコンデンサを用いて構成される。直流遮断器は、遮断部以外に、計測部および保護制御部を含む直流線路保護機能を有する。保護制御部は、直流線路の短絡事故の発生時には、上位の装置から送信される開放指令に基づいて、直流遮断器を開放させる。

特開２０２０－６８６２１号公報

しかしながら、対象となる電圧系統の電圧階級が数ｋＶ以上の高電圧である場合には、適用できる直流遮断器が存在しない場合がある。このような場合、直流線路に直流遮断器を設置できないため、直流線路に地絡または短絡事故の発生時に、交直変換器または直流／直流変換器などの電力変換器を事故点から切り離すことができず、短絡電流によって電力変換器を構成する半導体素子が損傷してしまうおそれがある。

この発明はこのような問題点を解決するためになされたものであって、その目的は、直流遮断器を用いることなく、出力側での短絡発生時に電力変換器に含まれる半導体素子を保護することができる電力変換装置を提供することである。

本発明に係る電力変換装置は、少なくとも１つの半導体スイッチング素子と、少なくとも１つの半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された少なくとも１つの還流ダイオードとを有し、直流電力を生成するように構成された電力変換器と、電力変換器により生成された直流電力を出力するための第１の出力端子および第２の出力端子と、第１の出力端子および第２の出力端子の間に接続されるコンデンサと、第１の出力端子および第２の出力端子の間に、コンデンサと直列に接続されるリアクトルと、コンデンサと並列に接続される第１のスイッチと、電力変換器を制御する制御装置とを備える。制御装置は、電力変換器の運転時に第１のスイッチをオフ状態に維持する一方で、第１の出力端子および第２の出力端子間の短絡が発生したときには、第１のスイッチをオンする。

本発明によれば、直流遮断器を用いることなく、出力側での短絡発生時に電力変換器に含まれる半導体素子を保護することができる電力変換装置を提供することができる。

実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。 実施の形態１に係る電力変換装置の動作波形を示す図である。 スイッチの第１構成例を示す回路ブロック図である。 スイッチの第２構成例を示す回路ブロック図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。 実施の形態２に係る電力変換装置の動作波形を示す図である。 比較例に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。 電力変換器の構成例を示す回路図である。 比較例に係る電力変換装置の動作を示す回路ブロック図である。

以下に本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。なお、図中の同一または相当部分には同一符号を付してその説明は原則的に繰り返さない。

［比較例に係る電力変換装置およびその課題］
まず、図７から図９を用いて比較例に係る電力変換装置およびその課題について説明する。次に、本実施の形態に係る電力変換装置について説明する。

図７は、比較例に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。比較例に係る電力変換装置２００は、電力の供給を受けて直流電力を生成するように構成された電力変換装置であって、入力端子Ｔ１，Ｔ２と、出力端子Ｔ３，Ｔ４と、電力変換器１０と、リアクトルＬ１，Ｌ２と、コンデンサＣ１と、コントローラ１２とを備える。

入力端子Ｔ１，Ｔ２は図示しない電源から電力を受ける。電源が交流電源である場合には入力端子Ｔ１，Ｔ２は交流電力を受け、電源が直流電源である場合には入力端子Ｔ１，Ｔ２は直流電力を受ける。なお、交流電源は直流電力を交流電力に変換するインバータを含んでいてもよく、直流電源は交流電力を直流電力に変換するコンバータを含んでいてもよい。

出力端子Ｔ３，Ｔ４は図示しない直流負荷または直流送電線などに接続される。出力端子Ｔ３は正側直流端子であり、「第１の出力端子」の一実施例に対応する。出力端子Ｔ４は負側直流端子であり、「第２の出力端子」の一実施例に対応する。

電力変換器１０は、入力端子Ｔ１，Ｔ２に与えられる電力（交流電力または直流電力）に基づいて直流電力を生成する。電力変換器１０によって生成された直流電力は、出力端子Ｔ３，Ｔ４を介して負荷または直流送電線に供給される。

電力変換器１０は、少なくとも１つの半導体スイッチング素子Ｑと、少なくとも１つのダイオードＤとを有する。図８は、電力変換器１０の構成例を示す回路図である。図８の例では、電力変換器１０は、入力ノード１０ａ，１０ｂ間に与えられる交流電圧Ｖ１を直流電圧Ｖ２に変換し、その直流電圧Ｖ２を出力ノード１０ｃ，１０ｄ間に出力するように構成される。

具体的には、電力変換器１０は、フルブリッジインバータであって、半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４およびダイオードＤ１～Ｄ４を含む。半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４は、例えばＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）である。半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４には任意の自己消弧型のスイッチング素子を適用できる。

ＩＧＢＴＱ１，Ｑ３のコレクタはともに出力ノード１０ｃに接続され、それらのエミッタは入力ノード１０ａ，１０ｂにそれぞれ接続される。ＩＧＢＴＱ２，Ｑ４のコレクタは入力ノード１０ａ，１０ｂにそれぞれ接続され、それらのエミッタはともに出力ノード１０ｄに接続される。

ダイオードＤ１～Ｄ４は、還流ダイオード（ＦＷＤ；Freewheeling Diode）であり、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４とそれぞれ逆並列に接続される。すなわち、各ダイオードＤのアノードは対応するＩＧＢＴのエミッタに接続され、カソードは対応するＩＧＢＴのコレクタに接続される。なお、半導体スイッチング素子Ｑ１～Ｑ４がＭＯＳＦＥＴ（Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect-Transistor）である場合、ダイオードＤ１～Ｄ４はＭＯＳＦＥＴの寄生ダイオード（ボディダイオード）によって構成することができる。

ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４のゲートは、コントローラ１２からゲート信号Ｇ１～Ｇ４をそれぞれ受ける。ゲート信号Ｇ１～Ｇ４がＨ（論理ハイ）レベルになると、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４はそれぞれオン（導通）し、ゲート信号Ｇ１～Ｇ４がＬ（論理ロー）レベルになると、ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４はそれぞれオフ（非導通）する。ＩＧＢＴＱ１～Ｑ４は、コントローラ１２によってＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御され、交流電圧Ｖ１に同期して所定のタイミングでオン／オフされる。

図７に戻って、リアクトルＬ１は、出力ノード１０ｃおよび出力端子Ｔ３の間に接続される。リアクトルＬ２は、出力ノード１０ｄおよび出力端子Ｔ４の間に接続される。コンデンサＣ１は、出力ノード１０ｃとリアクトルＬ１との間のノードと、出力ノード１０ｄとリアクトルＬ２との間のノードとの間に接続される。すなわち、リアクトルＬ１、コンデンサＣ１およびリアクトルＬ２は出力端子Ｔ３および出力端子Ｔ４の間に直列に接続される。

リアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ３は出力フィルタを構成する。出力フィルタは、電力変換器１０の出力ノード１０ｃ，１０ｄと出力端子Ｔ３，Ｔ４との間に接続され、電力変換器１０によって生成された直流電力を出力端子Ｔ３，Ｔ４に通過させ、電力変換器１０で発生するスイッチング周波数の信号が出力端子Ｔ３，Ｔ４に通過することを防止する。

なお、図７の例では、正電圧を受ける出力端子Ｔ３および負電圧を受ける出力端子Ｔ４にそれぞれリアクトルＬ１，Ｌ２を接続する構成としたが、リアクトルＬ１，Ｌ２のいずれか一方を接続する構成としてもよい。

ここで、比較例に係る電力変換装置２００が接続される負荷または直流送電線において短絡故障が発生した場合を想定する。この場合、出力端子Ｔ３および出力端子Ｔ４が電気的に短絡されるため、電力変換器１０の出力側には、リアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１の並列共振回路が形成される。この並列共振回路においてコンデンサＣ１の放電が開始されると、図７中に矢印Ａ１で示すように、リアクトルＬ２、コンデンサＣ１およびリアクトルＬ１を順に経由して短絡電流が流れる。リアクトルＬ１，Ｌ２は短絡電流を磁場エネルギーとして蓄積する。コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが徐々に低下し、コンデンサＣ１の放電が終了した後においても、リアクトルＬ１，Ｌ２には電流が流れ続ける。この電流がコンデンサＣ１に蓄積されることにより、コンデンサＣ１の端子間には逆の極性の電圧（負電圧）が印加される。

コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが負電圧になると、電力変換器１０の出力ノード１０ｃ，１０ｄ間に接続されるダイオードＤ（還流ダイオード）には、順方向に電圧が印加されることになる。この電圧がダイオードＤの順方向電圧を超えると、ダイオードＤがオンされて順方向電流Ｉｆが流れ始める。その結果、図９中に矢印Ａ２で示すように、短絡電流は、コンデンサＣ１からダイオードＤに転流することになる。

転流後、短絡電流は、リアクトルＬ２、ダイオードＤおよびリアクトルＬ１を順に経由して流れ続ける。短絡電流は、電流経路に含まれる寄生抵抗成分によって緩やかに減衰するものの、ダイオードＤを継続して流れる。これにより、電力変換器１０を構成する半導体素子が損傷するおそれがある。

［実施の形態１］
図１は、実施の形態１に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。

図１を参照して、実施の形態１に係る電力変換装置１００は、図７に示した比較例に係る電力変換装置２００と比較して、スイッチＳＷ１、電圧センサ１４およびコントローラ１６を備える点が異なる。図７と重複する部分については説明を省略する。

スイッチＳＷ１は、コンデンサＣ１に並列接続される。スイッチＳＷ１のオン／オフはコントローラ１６によって制御される。スイッチＳＷ１がオンされると、電力変換器１０の出力ノード１０ｃ，１０ｄ間が短絡される。すなわち、スイッチＳＷ１は、電力変換器１０の出力ノード１０ｃ，１０ｄ間を短絡可能なバイパススイッチとして機能する。

電圧センサ１４は、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃを検出し、その検出値を示す信号をコントローラ１６に出力する。コントローラ１６は、電圧センサ１４により検出される端子間電圧Ｖｃに基づいて、電力変換器１０を構成する半導体スイッチング素子のオン／オフを制御するとともに、スイッチＳＷ１のオン／オフを制御する。

次に、図２を用いて、実施の形態１に係る電力変換装置１００が接続される負荷または直流送電線において短絡故障が発生したときの電力変換装置１００の動作を説明する。

図２は、リアクトルＬ１，Ｌ２を流れる電流ＩＬ、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃ、電力変換器１０の還流ダイオードＤの順方向電流Ｉｆ、およびスイッチＳＷ１の動作波形を示す図である。

図２に示すように、時刻ｔ０にて負荷または直流送電線に短絡故障が発生したことによって出力端子Ｔ３およびＴ４が電気的に短絡すると、リアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１の並列共振回路が形成され、コンデンサＣ１の放電が開始される。時刻ｔ０以降、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが徐々に低下する一方で、リアクトルＬ１，Ｌ２を流れる電流ＩＬは徐々に増加する。電流ＩＬによりリアクトルＬ１，Ｌ２には磁場エネルギーが蓄積される。時刻ｔ１にてコンデンサＣ１の放電が終了した後においても、リアクトルＬ１，Ｌ２には電流が流れ続ける。

なお、図２中に破線で示すように、リアクトルＬ１，Ｌ２の電流を受けてコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが逆の極性（負電圧）になると、比較例（図７）では、コンデンサＣ１からダイオードＤへ短絡電流の転流が生じ、ダイオードＤの順方向電流Ｉｆが流れ始める。順方向電流Ｉｆが流れ続けることにより、時刻ｔ１より後の時刻ｔ３にて電力変換器１０を構成する半導体素子が損傷するおそれがある。

一方、本実施の形態１では、コントローラ１６は、電圧センサ１４により検出される端子間電圧Ｖｃが予め設定された閾値電圧以下になったことを判定すると、スイッチＳＷ１をオンする（時刻ｔ２）。スイッチＳＷ１がオンすることにより、図１中に矢印Ａ３で示すように、リアクトルＬ２、スイッチＳＷ１およびリアクトルＬ１を順に経由して短絡電流が流れる経路が新たに形成される。その結果、ダイオードＤへの転流が抑制される。

上記閾値電圧は、ゼロ電圧またはゼロ電圧近傍の電圧に設定される。閾値電圧を負電圧に設定する場合、閾値電圧の絶対値は、電力変換器１０の出力ノード１０ｃ，１０ｄ間に直列接続されるダイオードＤの順方向電圧の総和よりも小さいことが好ましい。例えば、電力変換器１０が図８の構成を有する場合には、閾値電圧の絶対値は、ダイオードＤ１，Ｄ２（またはダイオードＤ３，Ｄ４）の順方向電圧の和よりも小さいことが好ましい。このようにすると、ダイオードＤへの転流が始まる前にスイッチＳＷ１をオンすることができる。閾値電圧をゼロ電圧または正電圧に設定した場合にも同様の効果を得ることができる。ただし、閾値電圧を正電圧に設定する場合には、スイッチＳＷ１のオンによりコンデンサＣ１が短絡故障するおそれがあるため、コンデンサＣ１の短絡故障が発生しない端子間電圧Ｖｃに基づいて閾値電圧を設定する必要がある。

なお、図１に示す短絡電流の経路を形成するためには、スイッチＳＷ１は、電力変換器１０内の還流ダイオードＤに比べて、導通抵抗値（オン抵抗値とも称する）が小さいことが求められる。例えば、電力変換器１０が図８に示すフルブリッジインバータである場合、スイッチＳＷ１の導通抵抗値は、出力ノード１０ｃおよび１０ｄ間に接続されるダイオードＤ１～Ｄ４のフルブリッジ回路が有する導通抵抗値よりも小さいことが求められる。

（スイッチＳＷ１の構成例）
図１に示すスイッチＳＷ１は、図３に示すように、リレー等の機械式スイッチＭ１により構成することができる。機械式スイッチＭ１は、コントローラ１６から電気信号が出力されるとオンされる一方で、電気信号の非出力時にはオフされる。なお、機械式スイッチＭ１は高速動作が可能な機械式スイッチが適用される。

または、スイッチＳＷ１は、図４に示すように、ノーマリオフ型の半導体スイッチにより構成することができる。図４の例では、スイッチＳＷ１はサイリスタＴｈ１である。サイリスタＴｈ１は、アノードが出力端子Ｔ４と電気的に接続され、カソードが出力端子Ｔ３と電気的に接続される。サイリスタＴｈ１は、アノード－カソード間に順電圧が印加されている状態において、コントローラ１６からゲート端子に与えられる信号に従ってオンする。出力端子Ｔ３および出力端子Ｔ４が短絡していない通常時には、アノード－カソード間には逆電圧が印加されるため、サイリスタＴｈ１はオフ状態となる。

図３の構成例では、コントローラ１６は、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃがゼロ電圧以下になったと判断すると、サイリスタＴｈ１のゲート端子に信号を与える。コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが負電圧になると、サイリスタＴｈ１のアノード－カソード間に順電圧が印加されるため、ゲート端子に信号を受けてサイリスタＴｈ１がオンする。その結果、図４に示すように、オン状態のサイリスタＴｈ１を経由して短絡電流が流れることにより、ダイオードＤへの転流が抑制される。

一般的に、半導体スイッチは機械式スイッチに比べて、高速動作が可能である一方で、電圧または電流が定格値を超えたときに破壊され易いというデメリットがある。そのため、サイリスタＴｈ１には定格値が短絡電流よりも大きい素子が適用される。

以上説明したように、実施の形態１に係る電力変換装置は、電力変換器の出力端子Ｔ３，Ｔ４間にリアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１が直列接続される構成において、コンデンサＣ１に対してスイッチＳＷ１を並列に接続し、出力端子Ｔ３，Ｔ４間が短絡した場合には、スイッチＳＷ１をオンするように構成される。より具体的には、リアクトルＬ１，Ｌ２に流れる電流によってコンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃがゼロ電圧以下となった場合、スイッチＳＷ１をオンする。これによると、短絡電流が電力変換器１０内の還流ダイオードＤに転流することを抑制できるため、出力側での短絡発生時に電力変換器１０に含まれる半導体素子を保護することができる。

［実施の形態２］
図５は、実施の形態２に係る電力変換装置の構成を示す回路ブロック図である。

図５を参照して、実施の形態２に係る電力変換装置１００は、図１に示した実施の形態１に係る電力変換装置１００にスイッチＳＷ２を追加したものである。図１と重複する部分については説明を省略する。

スイッチＳＷ２は、出力端子Ｔ３およびＴ４間に、リアクトルＬ１、スイッチＳＷ１およびリアクトルＬ２の直列回路に並列に接続される。スイッチＳＷ２のオン／オフはコントローラ１６によって制御される。スイッチＳＷ２は、スイッチＳＷ１と同様に、リレー等の機械式スイッチまたはノーマリオフ型の半導体スイッチにより構成することができる。例えば、スイッチＳＷ１，ＳＷ２の双方を機械式スイッチまたは半導体スイッチにより構成してもよい。あるいは、スイッチＳＷ１をノーマリオフ型の半導体スイッチにより構成し、スイッチＳＷ２を機械式スイッチにより構成してもよい。

次に、図６を用いて、実施の形態２に係る電力変換装置１００が接続される負荷または直流送電線において短絡故障が発生したときの電力変換装置１００の動作を説明する。

図６は、リアクトルＬ１，Ｌ２を流れる電流ＩＬ、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃ、電力変換器１０の還流ダイオードＤの順方向電流Ｉｆ、およびスイッチＳＷ１，ＳＷ２の動作波形を示す図である。

図６に示すように、時刻ｔ０にて出力端子Ｔ３およびＴ４が電気的に短絡すると、リアクトルＬ１，Ｌ２およびコンデンサＣ１の並列共振回路が形成され、コンデンサＣ１の放電が開始される。時刻ｔ０以降、コンデンサＣ１の端子間電圧Ｖｃが徐々に低下する一方で、リアクトルＬ１，Ｌ２を流れる電流ＩＬは徐々に増加する。電流ＩＬによりリアクトルＬ１，Ｌ２には磁場エネルギーが蓄積される。時刻ｔ１にてコンデンサＣ１の放電が終了した後においても、リアクトルＬ１，Ｌ２には電流が流れ続ける。

コントローラ１６は、電圧センサ１４により検出される端子間電圧Ｖｃがゼロ電圧以下になったことが判定されると、スイッチＳＷ１，ＳＷ２をオンする（時刻ｔ２）。具体的には、コントローラ１６は、スイッチＳＷ１，ＳＷ２を同時にオンする。もしくは、コントローラ１６は、スイッチＳＷ１をオンした後に、スイッチＳＷ２をオンする。

なお、スイッチＳＷ１をノーマリオフ型の半導体スイッチにより構成し、かつ、スイッチＳＷ２を機械式スイッチにより構成した場合、コントローラ１６が時刻ｔ２にてスイッチＳＷ１，ＳＷ２に同時に信号を出力すると、最初にスイッチＳＷ１（半導体スイッチ）がオンし、続いてスイッチＳＷ２（機械式スイッチ）がオンする。

スイッチＳＷ１がオンすることにより、電力変換器１０内の還流ダイオードＤへの転流が抑制される。さらにＳＷ２がオンすることにより、図５中に矢印Ａ４で示すように、リアクトルＬ１、スイッチＳＷ１、リアクトルＬ２およびスイッチＳＷ２からなる閉回路が形成され、この閉回路を短絡電流が流れる。この短絡電流は、閉回路に含まれる寄生抵抗成分によって徐々に減衰する。なお、短絡電流が出力端子Ｔ３，Ｔ４を流れないため、出力端子Ｔ３，Ｔ４を負荷または直流送電線の事故点から切り離すことができる。

今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は上記した説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

１０ 電力変換器、１２，１６ コントローラ、１４ 電圧センサ、１００，２００ 電力変換装置、Ｌ１，Ｌ２ リアクトル、Ｃ１ コンデンサ、ＳＷ１，ＳＷ２ スイッチ、Ｍ１ 機械式スイッチ、Ｔｈ１ サイリスタ（半導体スイッチ）、Ｑ，Ｑ１～Ｑ４ 半導体スイッチング素子、Ｄ，Ｄ１～Ｄ４ ダイオード（還流ダイオード）、Ｔ１，Ｔ２ 入力端子、Ｔ３，Ｔ４ 出力端子。

Claims (11)

1. 少なくとも１つの半導体スイッチング素子と、前記少なくとも１つの半導体スイッチング素子にそれぞれ逆並列に接続された少なくとも１つの還流ダイオードとを有し、直流電力を生成するように構成された電力変換器と、
   前記電力変換器により生成された前記直流電力を出力するための第１の出力端子および第２の出力端子と、
   前記第１の出力端子および前記第２の出力端子の間に接続されるコンデンサと、
   前記第１の出力端子および前記第２の出力端子の間に、前記コンデンサと直列に接続されるリアクトルと、
   前記コンデンサと並列に接続される第１のスイッチと、
   前記電力変換器を制御する制御装置とを備え、
   前記制御装置は、前記電力変換器の運転時に前記第１のスイッチをオフ状態に維持する一方で、前記第１の出力端子および前記第２の出力端子間の短絡が発生したときには、前記第１のスイッチをオンする、電力変換装置。
2. 前記コンデンサの端子間電圧を検出する電圧センサをさらに備え、
   前記制御装置は、前記電圧センサの検出値が閾値電圧以下になったときに、前記第１のスイッチをオンする、請求項１に記載の電力変換装置。
3. 前記閾値電圧はゼロ電圧以下であり、前記閾値電圧の絶対値は、前記第１の出力端子および前記第２の出力端子の間に直列に接続される還流ダイオードの順方向電圧の総和よりも小さい、請求項２に記載の電力変換装置。
4. 前記第１のスイッチの導通抵抗値は、前記少なくとも１つの還流ダイオードによる前記第１の出力端子および前記第２の出力端子間の導通抵抗値よりも小さい、請求項１から３のいずれか１項に記載の電力変換装置。
5. 前記第１のスイッチは、機械式スイッチにより構成される、請求項４に記載の電力変換装置。
6. 前記第１のスイッチは、ノーマリオフ型の半導体スイッチにより構成される、請求項４に記載の電力変換装置。
7. 前記第１の出力端子および前記第２の出力端子間に、前記リアクトルおよび前記第１のスイッチの直列回路に並列に接続される第２のスイッチをさらに備え、
   前記制御装置は、前記電力変換器の運転時には前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチをオフ状態に維持する一方で、前記第１の出力端子および前記第２の出力端子間の短絡が発生したときには、前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチをオンする、請求項１から６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
8. 前記制御装置は、前記第１の出力端子および前記第２の出力端子間の短絡が発生したときには、前記第１のスイッチをオンするとき、または前記第１のスイッチをオンした後に、前記第２のスイッチをオンする、請求項７に記載の電力変換装置。
9. 前記第１のスイッチは、ノーマリオフ型の半導体スイッチにより構成され、
   前記第２のスイッチは、機械式スイッチにより構成される、請求項７または８に記載の電力変換装置。
10. 前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチは、機械式スイッチにより構成される、請求項７または８に記載の電力変換装置。
11. 前記第１のスイッチおよび前記第２のスイッチは、ノーマリオフ型の半導体スイッチにより構成される、請求項７または８に記載の電力変換装置。
    

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