WO2019064705A1 - 電力変換装置 - Google Patents

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WO2019064705A1
WO2019064705A1 PCT/JP2018/021612 JP2018021612W WO2019064705A1 WO 2019064705 A1 WO2019064705 A1 WO 2019064705A1 JP 2018021612 W JP2018021612 W JP 2018021612W WO 2019064705 A1 WO2019064705 A1 WO 2019064705A1
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WO
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circuit
negative
positive
arm
terminal
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PCT/JP2018/021612
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河野　良之
修平 藤原
涼介 宇田
成男 林
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三菱電機株式会社
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    • H02J3/36—Arrangements for transfer of electric power between ac networks via a high-tension dc link
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    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H02M1/325—Means for protecting converters other than automatic disconnection with means for allowing continuous operation despite a fault, i.e. fault tolerant converters

Definitions

  • the present disclosure relates to a power converter that performs power conversion between an alternating current circuit and a direct current circuit, and is suitably used for a so-called modular multilevel converter.
  • a modular multilevel converter is a series of multiplexed converter cells that can be used in high voltage and high current power systems. More specifically, the modular multilevel converter has a first arm circuit connected to the positive DC terminal and a second arm circuit connected to the negative DC terminal for each AC phase. .
  • Each arm circuit includes a plurality of cascaded converter cells (also referred to as chopper circuits). An AC voltage of the corresponding phase is applied to the connection between the first arm circuit and the second arm circuit of each phase.
  • Each converter cell includes a capacitor as an energy storage and a plurality of switching elements for outputting a zero voltage or a capacitor voltage between output terminals.
  • Each converter cell has a full bridge or half bridge circuit configuration.
  • One of the problems with modular multilevel converters is that a DC short circuit current flows in each converter cell if a short circuit failure occurs in the DC circuit.
  • each arm circuit is configured by a mixture of a few full bridge converter cells and a large number of half bridge converter cells.
  • the capacitor in the full bridge type converter cell may be damaged due to an overvoltage.
  • Japanese Patent No. 5318774 discloses providing a protection element in parallel with a free wheeling diode which is expected to cause a short circuit current as protection measures against thermal damage of the free wheeling diode as described above. .
  • a diode or a thyristor is used as a protective element in this case.
  • WO 2014/095168 discloses providing a protection device in parallel with the whole of a plurality of series connected converter cells.
  • a protection device in this case, a combination of a plurality of diodes connected in series, a plurality of thyristors connected in series, or a plurality of diodes connected in series and a thyristor further connected in series to them is used.
  • Patent No. 5318774 International Publication No. 2014/095168
  • the number of protective elements described in the above-mentioned patent 5318774 is at least one for each converter cell per converter cell, so in the whole modular multilevel converter many protective elements are required. It is necessary to provide a semiconductor element. In addition, when thyristors are used as protection elements to suppress switching loss, it is necessary to provide expensive thyristors for each converter cell, and it is also necessary to provide an ignition circuit for each converter cell.
  • the withstand voltage of the protection device needs to be equal to or higher than the withstand voltage of the serially connected converter cells to be protected. Therefore, the protection device needs to be provided with many semiconductor elements such as diodes and thyristors.
  • This disclosure takes the above problems into consideration, and one of its purposes is to realize protection of each converter cell at the time of a short circuit of a direct current circuit with a protection circuit composed of a smaller number of semiconductor elements. To provide a power converter capable of Other problems and novel features are shown in the description of the present disclosure and the accompanying drawings.
  • a power converter that performs power conversion between an AC circuit and a DC circuit.
  • the power converter includes a plurality of positive side arm circuits, a plurality of negative side arm circuits, and a bypass circuit.
  • the plurality of positive side arm circuits are respectively connected between the plurality of AC connection portions connected to the AC circuit and the positive side DC terminal connected to the DC circuit.
  • the plurality of negative side arm circuits are respectively connected between the plurality of alternating current connecting portions and the negative side direct current terminals connected to the direct current circuit.
  • Each positive arm circuit and each negative arm circuit includes a plurality of converter cells connected in series with one another. Each converter cell includes an energy storage and a bridge circuit for switching the connection between the energy storage and the outside.
  • the bypass circuit includes a full wave rectifier circuit, a positive connection arm and a negative connection arm.
  • the full-wave rectifier circuit is connected between the plurality of AC connections, the positive intermediate node, and the negative intermediate node, and generates alternating voltages generated in the plurality of AC connections as the positive intermediate node and the negative intermediate node. It is possible to output as a direct current voltage between
  • the positive connection arm is connected between the positive intermediate node and the positive DC terminal, and blocks current in the direction from the positive DC terminal to the positive intermediate node.
  • the negative connection arm is connected between the negative intermediate node and the negative DC terminal and blocks current in the direction from the negative intermediate node to the negative DC terminal.
  • the number of semiconductor elements required for the bypass circuit is reduced by configuring the bypass circuit as the protection circuit with the full wave rectification circuit, the positive connection arm and the negative connection arm can do.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a first embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration example of each arm circuit of FIG. 1 in the first embodiment. It is a circuit diagram which shows the structural example of the converter cell contained in each arm circuit of FIG. It is a circuit diagram which shows the example of a structure of the bypass circuit of FIG. It is a circuit diagram which shows the structural example of the arm in the bypass circuit of FIG. It is a figure which shows the time change of each terminal voltage of the current converter during normal operation, and arm voltage. It is a figure which shows the path
  • FIG. 7 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a modification of the first embodiment.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration of a connection arm of a bypass circuit in the power conversion device of the second embodiment. It is a circuit diagram which shows the structural example of the switching element contained in the connection arm shown in FIG.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing still another modification of the bypass circuit of FIG. 12;
  • FIG. 10 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a fourth embodiment. It is a flowchart which shows an example of control operation of the power converter device of FIG.
  • FIG. 20 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a fifth embodiment. It is a flowchart which shows an example of control operation of the power converter device of FIG.
  • FIG. 1 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a first embodiment.
  • the power conversion device 101 is connected between the AC circuit 2 and the DC circuit 4 and performs power conversion between the two circuits.
  • the power conversion device 101 includes main circuit leg circuits 12u, 12v, and 12w (in a generic name or when it is not specified, it is described as a leg circuit 12), and these leg circuits.
  • And 12 includes a control device 5 that controls the control unit 12.
  • the control device 5 is realized by a microcomputer including a microprocessor, or a circuit constituted by an FPGA (Field Programmable Gate Array) or an ASIC (Application Specific Integrated Circuit).
  • the leg circuit 12 is provided for each phase constituting an alternating current.
  • FIG. 1 shows the case where the AC circuit 2 is a three-phase AC, and three leg circuits 12u, 12v, 12w are provided corresponding to the u-phase, v-phase, and w-phase, respectively.
  • the entire leg circuits 12 u, 12 v, 12 w for the u phase, the v phase, and the w phase are referred to as a conversion circuit 1.
  • AC terminals Nu, Nv, Nw provided as AC connections in the leg circuits 12 u, 12 v, 12 w, respectively, are connected to the AC circuit 2 via the interconnection transformer 3.
  • AC circuit 2 is, for example, an AC power system including an AC power supply and the like.
  • FIG. 1 the connection between the AC terminals Nv and Nw and the interconnection transformer 3 is not shown for ease of illustration.
  • the positive side DC terminal Np and the negative side DC terminal Nn provided commonly to the respective leg circuits 12 are connected to the DC circuit 4.
  • the DC circuit 4 is a DC power system including, for example, a DC power transmission network and other power conversion devices that perform DC output.
  • DC current Idc flows from DC circuit 4 in the direction of negative side DC terminal Nn of power conversion device 101.
  • the current flows from the positive DC terminal Np in the direction of the DC circuit 4.
  • the reverse conversion operation ie, conversion from direct current to alternating current
  • the positive side means the high potential side
  • the negative side means the low potential side.
  • the positive side may be described as the high side
  • the negative side may be described as the low side.
  • the power conversion device 101 may be connected to the AC circuit 2 via an interconnection reactor. Furthermore, primary windings are respectively provided to the leg circuits 12u, 12v and 12w instead of the AC terminals Nu, Nv and Nw, and the leg circuits 12u, 12v and 12w are connected via secondary windings magnetically coupled to the primary windings. You may make it connect to the interconnection transformer 3 or an interconnection reactor in alternating current. In this case, the primary windings may be reactors 7a and 7b described below.
  • each of the leg circuits 12u, 12v, 12w is electrically (direct current or not) through a transformer provided in each of the leg circuits 12u, 12v, 12w, such as the AC terminals Nu, Nv, Nw or the above-mentioned primary windings. AC) is connected to the AC circuit 2.
  • connection The detailed configuration of the transformer connecting the AC circuit 2 and the leg circuits 12u, 12v, 12w as described above will be described in detail with reference to FIG.
  • the AC terminals Nu, Nv, Nw and the transformer described above may be collectively referred to as a connection.
  • a plurality of converter cells constituting the u-phase leg circuit 12u are a positive side arm circuit (also referred to as an upper arm circuit or a first arm circuit) 6au from a positive side DC terminal Np to an AC terminal Nu, and a negative side DC It is divided into a negative side arm circuit (also referred to as a lower arm circuit or a second arm circuit) 6bu from the terminal Nn to the AC terminal Nu.
  • the connection point between the positive side arm circuit 6au and the negative side arm circuit 6bu corresponds to the above-mentioned AC terminal Nu.
  • the v phase leg circuit 12v includes a positive side arm circuit 6av and a negative side arm circuit 6bv.
  • the w phase leg circuit 12w includes a positive arm circuit 6aw and a negative arm circuit 6bw.
  • each phase when the positive side arm circuit of each phase is referred to generically or when it is not specified, it may be described as positive side arm circuit 6a, and the negative side arm circuit of each phase is collectively referred to or not When showing a specific thing, it may describe as the negative side arm circuit 6b. Furthermore, when the arm circuits on the positive side and the negative side of each phase are collectively referred to or designated as unspecified, they may be described as the arm circuit 6. The detailed configuration of each arm circuit 6 will be described with reference to FIG.
  • Positive side arm circuit 6a includes a cell group 8a including a plurality of cascade-connected converter cells (chopper cells), and a reactor 7a. Cell group 8a and reactor 7a are connected in series with each other.
  • the converter cell chopper cell
  • negative side arm circuit 6b includes a cell group 8b including a plurality of cascade-connected converter cells, and a reactor 7b. Cell group 8b and reactor 7b are connected in series with each other.
  • the position where reactor 7a is inserted may be any position of positive side arm circuit 6a, and the position where reactor 7b is inserted is any position of negative side arm circuit 6b It may be.
  • reactors 7a and 7b may be connected between the converter cells forming the arm circuits 6a and 6b and the converter cells, respectively.
  • the inductance values of the reactors may be different from each other.
  • only the reactor 7a of the positive side arm circuit 6a or only the reactor 7b of the negative side arm circuit 6b may be provided. The same applies to the v phase leg circuit 12 v and the w phase leg circuit 12 w.
  • the power converter shown in FIG. 1 further includes an AC voltage detector 10, DC voltage detectors 11a and 11b, and respective leg circuits 12 as detectors for measuring an electric quantity (current, voltage) used for control. And arm current detectors 9a and 9b provided. Signals detected by these detectors are input to the controller 5. Furthermore, an alternating current detector for detecting an alternating current flowing between alternating current circuit 2 and power conversion device 101 may be provided, or a direct current flowing between direct current circuit 4 and power conversion device 101 may be detected. A direct current detector may be provided to do this.
  • the AC voltage detector 10 detects the u-phase voltage value Vacu, the v-phase voltage value Vacv, and the w-phase voltage value Vacw of the AC circuit 2.
  • the DC voltage detector 11 a detects the voltage of the positive side DC terminal Np connected to the DC circuit 4.
  • the DC voltage detector 11 b detects the voltage of the negative side DC terminal Nn connected to the DC circuit 4.
  • the arm current detectors 9a and 9b provided in the u-phase leg circuit 12u respectively detect an arm current Ipu flowing through the positive side arm circuit 6a and an arm current Inu flowing through the negative side arm circuit 6b.
  • the arm current detectors 9a and 9b provided in the v phase leg circuit 12v respectively detect the positive arm current Ipv and the negative arm current Inv.
  • the arm current detectors 9a and 9b provided in the w phase leg circuit 12w detect the positive arm current Ipw and the negative arm current Inw, respectively.
  • the arm currents Ipu, Inu, Ipv, Inv, Ipw, and Inw are positive currents flowing from the positive DC terminal Np to the negative DC terminal Nn.
  • FIG. 2 is a circuit diagram showing a configuration example of each arm circuit of FIG. 1 in the first embodiment.
  • reactors 7 a or 7 b of each arm circuit 6 are not shown.
  • the high potential side terminal 15p of FIG. 2 corresponds to the positive side DC terminal Np of FIG. 1
  • the low potential side terminal 15n of FIG. 2 corresponds to the AC terminal Nu or Nv or Nw.
  • the high potential side terminal 15p of FIG. 2 corresponds to the AC terminal Nu or Nv or Nw of FIG. 1
  • the low potential side terminal 15n of FIG. 2 corresponds to the negative side DC terminal Nn.
  • each arm circuit 6 includes m (m is an integer of 1 or more) conversions connected in cascade from the first cell 21F on the high potential side to the mth cell 21H on the low potential side. Containing the storage cells.
  • Each arm circuit 6 shown in FIG. 2A is characterized in that a full bridge converter cell 21F and a half bridge converter cell 21H are mixedly mounted. That is, each arm circuit 6 includes, as converter cells 21, at least one full-bridge converter cell 21F and at least one half-bridge converter cell 21H.
  • FIG. 2 shows an example in which each arm circuit 6 is configured by one full-bridge converter cell 21F and a plurality of half-bridge converter cells 21H.
  • Each arm circuit 6 shown in FIG. 2B is characterized in that it is constituted only by series-connected half bridge type converter cells 21H and does not include the full bridge type converter cells 21F.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration example of a converter cell included in each arm circuit of FIG.
  • FIG. 3A shows the configuration of the half bridge converter cell 21H
  • FIG. 3B shows the configuration of the full bridge converter cell 21F
  • FIG. 3 (c) shows a mixed type (mixed bridge type) having a function obtained by mixing the half bridge type converter cell 21H of FIG. 3 (a) and the full bridge type converter cell 21F of FIG. 3 (b). Shows an example of the configuration of the converter cell 21 HYB.
  • the mixed converter cell 21HYB can be used instead of the full bridge converter cell 21F.
  • the half bridge type converter cell 21H is composed of semiconductor switching elements 22a and 22b (hereinafter sometimes referred to simply as switching elements) and diodes 23a and 23b connected in series. And a DC capacitor 24 as an energy storage.
  • the diodes 23a and 23b are connected to the switching elements 22a and 22b in anti-parallel (parallel and reverse bias direction), respectively. That is, the cathodes of the diodes 23a and 23b are connected to the high potential side, and the anodes of the diodes 23a and 23b are connected to the low potential side.
  • the DC capacitor 24 is connected in parallel with the series connection circuit of the switching elements 22a and 22b to smooth the DC voltage.
  • the connection node of the switching elements 22a and 22b is connected to the positive side input / output terminal 26p, and the connection node of the switching element 22b and the DC capacitor 24 is connected to the negative side input / output terminal 26n.
  • the switching elements 22a and 22b are controlled such that one is in the on state (closed state) and the other is in the off state (open state).
  • the switching element 22a is on and the switching element 22b is off
  • the voltage across the DC capacitor 24 is established between the input and output terminals 26p and 26n (the positive side voltage of the input and output terminal 26p and the input and output terminal 26n Negative voltage is applied.
  • the switching element 22a is in the off state and the switching element 22b is in the on state
  • 0V is applied between the input and output terminals 26p and 26n. That is, the converter cell 21H shown in FIG.
  • the 3A outputs the zero voltage or the positive voltage (that is, the voltage depending on the voltage of the DC capacitor 24) by alternately turning on the switching elements 22a and 22b. can do.
  • the diodes 23a and 23b are provided for securing a current path when a reverse voltage is applied to the switching elements 22a and 22b.
  • the bridge circuit 28F of the full bridge type converter cell 21F includes the switching elements 22c and 22d connected in series and the diode 23c connected in antiparallel to the switching elements 22c and 22d.
  • And 23d which is different from the bridge circuit 28H of the half bridge type converter cell 21H of FIG. 3A.
  • the entire switching elements 22c and 22d are connected in parallel to the series connection circuit of the switching elements 22a and 22b, and are connected in parallel to the DC capacitor 24.
  • the input / output terminal 26p is connected to the connection node of the switching elements 22a and 22b, and the input / output terminal 26n is connected to the connection node of the switching elements 22c and 22d.
  • the switching element 22d is always on and the switching element 22c is always on during normal operation (that is, when a zero voltage or a positive voltage is output between the input and output terminals 26p and 26n). It turns off and is controlled so that switching element 22a, 22b may be turned on alternately.
  • the full bridge type converter cell 21F outputs the zero voltage or the negative voltage by always turning off the switching element 22a, always turning on the switching element 22b, and alternately turning on the switching elements 22c and 22d. You can also
  • bridge circuit 28HYB of mixed type converter cell 21HYB includes switching elements 22a, 22b and 22c from bridge circuit 28F of full bridge type converter cell 21F shown in FIG. 3B. , 22d have one of the configurations removed. In the case of FIG.3 (c), the structure from which the switching element 22c was removed is shown.
  • the switching element 22d is always on during normal operation (ie, when a zero voltage or a positive voltage is output between the input and output terminals 26p and 26n). , 22b are controlled to be alternately turned on.
  • the switching element 22a is removed in FIG. 3B, the switching element 22b is always turned on and the switching elements 22c and 22d are alternately turned on. Thus, zero voltage or negative voltage can be output.
  • the zero voltage or the positive voltage is controlled by controlling the switching element 22a to be always on and the switching elements 22c and 22d to be alternately turned on. Can be output.
  • a self-arc-extinguishing switching element capable of controlling both the on operation and the off operation is used.
  • IGBTs Insulated Gate Bipolar Transistors
  • GCTs Gate Commutated Turn-off thyristors
  • FIG. 4 is a circuit diagram showing a configuration example of the bypass circuit of FIG.
  • the bypass circuit 30 includes a three-phase full-wave rectifier circuit 37 and connection arms 36a and 36b for connecting the three-phase full-wave rectifier circuit 37 to the positive DC terminal Np and the negative DC terminal Nn, respectively.
  • the three-phase full-wave rectifier circuit 37 includes positive side arms 31au, 31av, 31aw connected between the AC terminals Nu, Nv, Nw and the positive side intermediate node Npd, respectively, and an AC terminal Nu. , Nv, Nw and the negative intermediate node Nnd, respectively, and includes negative arms 31bu, 31bv, 31bw.
  • the positive side arms 31 au, 31 av, and 31 aw function as rectifying elements that block current in the direction from the positive side intermediate node Npd to the AC terminals Nu, Nv, and Nw, respectively.
  • the negative side arms 31bu, 31bv, 31bw function as rectifying elements for blocking the current from the AC terminals Nu, Nv, Nw toward the negative side intermediate node Nnd, respectively. Therefore, the three-phase full-wave rectifier circuit 37 is configured to be able to output the AC voltage generated at the AC terminals Nu, Nv, Nw as a DC voltage between the positive intermediate node Npd and the negative intermediate node Nnd. .
  • the positive side connection arm 36a is connected between the positive side DC terminal Np and the intermediate node Npd, and functions as a rectifying element that blocks current in the direction from the positive side DC terminal Np to the intermediate node Npd.
  • the negative connection arm 36b is connected between the intermediate node Nnd and the negative DC terminal Nn, and functions as a rectifier circuit that blocks the current from the intermediate node Nnd to the negative DC terminal Nn.
  • the arms 31 constituting the three-phase full-wave rectifier circuit 37 are collectively referred to as the arm 31, and the positive arms 31au, 31av, and 31aw are collectively referred to as the positive arm 31a.
  • the side arms 31bu, 31bv, and 31bw are collectively referred to as the negative side arm 31b.
  • the positive side connection arm 36 a and the negative side connection arm 36 b are collectively referred to, they are referred to as a connection arm 36.
  • FIG. 5 is a circuit diagram showing a configuration example of an arm in the bypass circuit of FIG.
  • each of the arms 31 and the connection arm 36 constituting the three-phase full-wave rectifier circuit 37 are connected in series between the high potential side node 50p and the low potential side node 50n.
  • Diode element 32 of FIG. The cathode of each diode element 32 is provided on the high potential side, and the anode of each diode element 32 is provided on the low potential side.
  • the high potential side node 50p corresponds to the intermediate node Npd
  • the low potential side node 50n is AC terminals Nu, Nv, Nw. Respectively.
  • the high potential side node 50p corresponds to the AC terminals Nu, Nv, Nw, respectively
  • the low potential side node 50n corresponds to the intermediate node Nnd.
  • the high potential side node 50p corresponds to the positive side DC terminal Np
  • the high potential side node 50p corresponds to the intermediate node Npd
  • the high potential side node 50p corresponds to the negative side DC terminal Nn.
  • each diode element 32 When the characteristics of each diode element 32 are dispersed in each arm 31, 36, a difference occurs in voltage sharing among the diode elements 32, so that the diode element 32 to which a voltage larger than the other is applied is an overvoltage. There is a risk of breakage. In order to avoid this problem, it is desirable to use an avalanche diode as each diode element 32.
  • An avalanche diode increases leakage current before it breaks when a voltage above a specified level is applied between the anode and the cathode. As a result, the voltage rise can be suppressed and the voltage can be shared by the other diode elements 32.
  • FIG. 5 (b) shows a modification of FIG. 5 (a).
  • the circuit of FIG. 5B is different from the circuit of FIG. 5A in that the circuit of FIG. 5B includes a resistive element 33 connected in parallel to each of the plurality of diode elements 32.
  • the resistance value of each resistance element 33 is set to a value substantially equal to each other.
  • the resistance value of the resistance element 33 is set to a relatively high value so that almost no current flows from the high potential side node 50p to the low potential side node 50n through the respective resistance elements 33 when the power system is normal. Be done.
  • the resistance value of each resistance element 33 By setting the resistance value of each resistance element 33 to an approximately equal value, the voltage shared by each diode element 32 can be made substantially equal, and damage to the diode element 32 can be prevented.
  • FIG. 6 is a diagram schematically showing temporal changes in each terminal voltage and arm voltage of the current conversion device during normal operation.
  • the horizontal axes in FIGS. 6 (a) to 6 (d) are time.
  • forward conversion that is, conversion of alternating current to direct current
  • reverse conversion that is, conversion of direct current to alternating current
  • FIG. 6A is a diagram showing temporal changes in the potentials of the AC terminals Nu, Nv and Nw and the potentials of the DC terminals Np and Nn.
  • the potential of the positive DC terminal Np indicates a constant positive value Vd
  • the potential of the negative DC terminal Nn indicates a negative constant -Vd.
  • the potentials Vu, Vu, Vw of the AC terminals Nu, Nv, Nw are assumed to be sine waves whose single amplitude (that is, zero to peak) is Vd. This is the maximum AC voltage that the converter can generate, corresponding to an AC modulation rate of 100%.
  • the output voltages of all converter cells constituting U-phase positive side arm circuit 6a are equal to zero.
  • FIG. 6B is a diagram showing a time change of the voltage V (6au) applied to the u-phase positive side arm circuit 6au shown in FIG.
  • V (6au) applied to the u-phase positive side arm circuit 6au shown in FIG.
  • a difference voltage between the electric potential Vd of the positive DC terminal Np and the electric potential Vu of the U phase AC terminal Nu is applied to the u-phase positive arm circuit 6au. Therefore, its maximum voltage is 2 ⁇ Vd and the minimum voltage is zero. Similarly for the other arm circuits 6, the maximum voltage is 2 ⁇ Vd, and the minimum voltage is 0.
  • FIG. 6C is a diagram showing temporal changes of the potentials Vpd and Vnd of the intermediate nodes Npd and Nnd of the bypass circuit 30 (the potentials Vpd and Vnd are indicated by solid lines in the figure).
  • the potential Vpd of the positive side intermediate node Npd is equal to the maximum value among the potentials Vx, Vv, Vw of the AC terminals Nu, Nv, Nw.
  • the potential Vpd of the positive intermediate node Npd is equal to the potential Vu of the U-phase AC terminal Nu, and in the interval T2, the potential Vpd of the positive intermediate node Npd is set to the potential Vv of the V-phase AC terminal Nv.
  • the potential Vpd of the positive-side intermediate node Npd is equal to the potential Vw of the W-phase AC terminal Nw in the section T3.
  • the potential Vnd of the negative intermediate node Nnd is equal to the minimum value among the potentials Vx, Vv, Vw of the AC terminals Nu, Nv, Nw.
  • FIG. 6D is a diagram showing a time change of the voltage V (31au) applied to the positive side arm 31au of the U phase constituting the three-phase full-wave rectifier circuit 37 shown in FIG.
  • the voltage generated in arm 31 au is equal to a value obtained by subtracting potential Vu of U-phase AC terminal Nu from potential Vpd of positive-side intermediate node Npd.
  • the voltage generated in the arm 31au in the sections T1 and T4 is 0, and the minimum value is 0 in each of the sections T2 and T3, and the maximum value changes so as to be ( ⁇ 3) ⁇ Vd.
  • ( ⁇ 3) ⁇ Vd is equal to the amplitude of the 3-phase AC line voltage.
  • the minimum value of the other arms 31 of the three-phase full-wave rectifier circuit 37 also becomes 0, and changes so that the maximum value becomes ( ⁇ 3) ⁇ Vd.
  • the number of semiconductor elements (specifically, the number of diode elements connected in series) is greater than that of the protection circuits shown in Patent Documents 1 and 2.
  • the number of elements required for the bypass circuit or protection circuit is approximately proportional to the maximum voltage applied.
  • a voltage of ( ⁇ 3 ⁇ Vd) is applied to each arm 31 constituting the three-phase full-wave rectifier circuit 37 at the maximum.
  • (8 ⁇ 4 ⁇ d3) ⁇ Vd ⁇ K (about 8.9%) elements can be reduced.
  • the full-bridge cell for auxiliary control adds a control voltage different from the above AC voltage to the above AC voltage. Therefore, the bypass circuit needs to have a withstand voltage against a voltage obtained by adding this control voltage to the alternating voltage.
  • Vf a total of control voltages generated by a full bridge type cell for auxiliary control included in each arm circuit 6 constituting the conversion circuit 1.
  • the voltage amplitude at AC terminals Nu, Nv, Nw does not reach the maximum value, that is, each arm
  • the output voltage of at least one converter cell constituting the circuit 6 is controlled so as not to be zero.
  • the said limitation can be removed by further providing the switching element 34 in the connection arm 36 of the bypass circuit 30.
  • FIG. 7 is a diagram showing a path of a short circuit current at the time of a short circuit failure of the direct current circuit.
  • short circuit current SCC flowing from the high potential side to the low potential side in DC circuit 4 flows in the direction from negative DC terminal Nn to positive DC terminal Np in power converter 101.
  • each arm circuit 6 configuring conversion circuit 1 includes full bridge type or hybrid type converter cells 21F and 21HYB
  • short circuit current SCC flows only in bypass circuit 30 and flows to conversion circuit 1. Absent.
  • most of the short circuit current SCC flows through the bypass circuit 30, but a part of the short circuit current SCC also flows through the converter circuit 1.
  • the AC circuit 2 and the power are used as to which arm the short circuit current SCC flows. It differs depending on the phase of the alternating current flowing between the converter 101 and the converter 101.
  • current flows from the negative connection arm 36b to the AC circuit 2 through the U phase and V phase low potential side arms 31bu and 31bv, and the AC circuit 2
  • the current flows in the DC circuit 4 through the W-phase positive side arm 31 aw and the positive side connection arm 36 a.
  • each arm circuit 6au, 6av, 6aw, 6bu, 6bv, 6bw constituting the conversion circuit 1 is configured as a half bridge type
  • the AC circuit 2 determines which arm circuit 6 through which the short circuit current flows. And the phase of the alternating current flowing between the power converter 101 and the power converter 101.
  • a current flows from the negative DC terminal Nn to the AC circuit 2 through the u phase negative side arm circuit 6bu and the v phase negative side arm circuit 6bv.
  • a current flows from 2 to the w-phase positive side arm circuit 6 aw in the direction of the positive side DC terminal Np.
  • FIG. 8 is a diagram for describing a path of current temporarily flowing in the arm circuit at the time of direct current short circuit when the arm circuit includes a full bridge circuit and a half bridge circuit.
  • the arm circuit of FIG. 8 includes one full bridge converter cell 21F (CELL1) and a plurality of other half bridge converter cells 21H (CELL2, CELL3,).
  • the current paths are indicated by thick arrows in FIG.
  • the semiconductor of full-bridge type converter cell 21F (CELL 1) for interrupting the discharge current from DC capacitor 24 as an energy storage element of each cell 21.
  • the switches 22a, 22b, 22c and 22d are all controlled to be in the open state (ie, in the off state).
  • the semiconductor switches 22a and 22b of all the half bridge type converter cells 21H (CELL2, CEL13,...) Are all controlled to the open state (that is, the off state).
  • a current can flow through the free wheeling diode 23b for the half bridge type converter cell 21H (CELL2, CELL3).
  • the full-bridge converter cell 21F (CELL 1)
  • the bypass circuit 30 is not provided, the DC capacitor 24 constituting the full-bridge type converter cell 21F continues to be charged, so if the capacitor voltage exceeds the withstand voltage, the capacitor is broken due to an overvoltage. There is a risk.
  • the bypass circuit 30 since the bypass circuit 30 is provided, the voltage generated in the direct current capacitor 24 causes the arm reactor 7 even if the current temporarily flows into the direct current capacitor 24 as a charging current at the time of direct current shorting. Then, when the voltage generated in the bypass circuit 30 is reached, the short circuit current SCC will flow only in the bypass circuit 30 thereafter. As a result, the direct current capacitor is cut off by the direct current capacitor, and complete commutation from the conversion circuit 1 to the bypass circuit 30 can be realized.
  • each arm circuit 6 when half or more of the converter cells included in each arm circuit 6 are configured by full bridge converter cells, capacitor voltages of a plurality of full bridge converter cells are combined.
  • the bypass circuit 30 is not necessary because it can block the flow of short circuit current.
  • the number of full bridge type converter cells 21F included in each arm circuit 6 is small (for example, 10% or less), the DC capacitor 24 included in the converter cells 21F is protected A bypass circuit 30 is required to commutate the DC short circuit current.
  • FIG. 9 is a diagram for explaining a path of a DC short circuit current flowing in the arm circuit when the arm circuit is configured only by a half bridge circuit.
  • the arm circuit of FIG. 9 includes only a plurality of half bridge converter cells 21 H (CELL 1, CELL 2, CELL 3,).
  • the path of the short circuit current is indicated by a thick arrow in FIG.
  • a high speed diode having a high switching characteristic such as a Schottky barrier diode is used as the free wheeling diode 23b which constitutes each converter cell 21H.
  • High-speed diodes tend to have high on-voltage when the breakdown voltage is increased.
  • a rectifying diode such as a pin diode is used for the bypass circuit 30.
  • the rectification diode is hard to increase the on-state voltage even if the breakdown voltage is increased.
  • the on voltage generated in the diode element 32 of the bypass circuit 30 is smaller than the on voltage generated in the free wheel diode 23b of the cell converter 21H configuring each arm circuit 6. As a result, most of the DC short circuit current SCC flows through the bypass circuit 30.
  • FIG. 10 is a flow chart schematically showing the control operation of the control device of FIG.
  • the control operation of the control device 5 of FIG. 1 will be described with reference to FIGS. 2 and 10 while summarizing the above description.
  • the case where normal control is performed is also referred to as a first operation mode
  • the operation mode at the time of a short circuit failure of the DC circuit 4 is also referred to as a second operation mode.
  • control device 5 When an accident does not occur in the power system, the control device 5 performs normal control (step S100). In this case, the control device 5 controls the output voltage of each converter cell 21 constituting each arm circuit 6. At least one of the plurality of converter cells 21 constituting each arm circuit 6 is controlled to output a positive voltage so that a current (in the forward direction of the diode element 32) through the bypass circuit 30 is not generated. There is a need. This control can be realized by using an ordinary modulation factor limiter pulse width control to avoid the overmodulation state.
  • step S110 when the control device 5 detects a short circuit accident on the DC circuit 4 side (YES in step S110), the semiconductor switching elements 22a, 22b, 22c, and 22c of all the converter cells 21 constituting each arm circuit 6 22 d is controlled to an open state (off state) (step S120). As a result, the DC short circuit current SCC flows in the bypass circuit 30. As described with reference to FIGS. 7 to 9, in the case where each arm circuit 6 is configured only by the half bridge type converter cell 21H, a part of the DC short circuit current SCC also flows in the arm circuit 6. However, if each arm circuit 6 includes at least one full bridge or mixed converter cell 21F, 21HYB, complete commutation of the DC short circuit current SCC from the arm circuit 6 to the bypass circuit 30. Is realized.
  • a short circuit fault on the DC circuit 4 side can be detected when the DC current Idc flowing through the DC circuit 4 becomes an overcurrent.
  • the direct current is calculated as each phase sum value of the arm current (Ipu + Ipv + Ipw or Inu + Inv + Inw).
  • a direct current detector for directly detecting the direct current Idc may be provided on a line between the direct current circuit 4 and the power conversion device 101.
  • the three-phase full-wave rectifier circuit 37, the positive connection arm 36a, and the negative connection arm 36b form the bypass circuit 30 as a protection circuit.
  • the number of protective elements such as diode elements required for the bypass circuit 30 can be reduced.
  • DC short circuit current SCC can be converted from conversion circuit 1 in the case of a short circuit failure of DC circuit 4.
  • the bypass circuit 30 can be completely commutated. By this, it is possible to protect the DC capacitor 24 which constitutes the full bridge type or mixed type converter cells 21F and 21HYB.
  • FIG. 11 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a modification of the first embodiment.
  • AC circuit 2 and leg circuits 12u, 12v, 12w are connected via a three-winding three-phase transformer 80.
  • Three-phase transformer 80 is formed of U-phase transformer 86 u, V-phase transformer 86 v, and W-phase transformer 86 w.
  • each of primary windings 81u, 81v, 81w of three-phase transformer 80 in FIG. 11 is connected to each of the U-phase, V-phase, and W-phase transmission lines of AC circuit 2 via interconnection transformer 3 Each connected.
  • the other ends of the primary windings 81 u, 81 v, 81 w of the three-phase transformer 80 are connected to a common neutral point 84. That is, in the case of FIG. 11, the primary windings 81u, 81v, and 81w are Y-connected.
  • the secondary windings 82u, 82v, 82w of the three-phase transformer 80 are magnetically coupled to the primary windings 81u, 81v, 81w, respectively, via a common iron core.
  • the three-phase transformer 80 of FIG. 11 is further provided with tertiary windings 83u, 83v, 83w connected in series to the secondary windings 82u, 82v, 82w, respectively.
  • the secondary windings of each phase and the corresponding tertiary windings are connected in reverse polarity and wound around a common iron core. Also, the connection point between the secondary winding of each phase and the corresponding tertiary winding is connected to a common neutral point 810. That is, the secondary winding and the tertiary winding are each Y-connected.
  • secondary winding 82u and tertiary winding 83u are connected in series with U-phase arm circuits 6au and 6bu.
  • Secondary winding 82v and tertiary winding 83v are connected in series with V-phase arm circuits 6av and 6bv.
  • the secondary winding 82w and the tertiary winding 83w are connected in series with the W-phase arm circuits 6aw and 6bw.
  • each of the secondary windings 82u, 82v, 82w and each of the tertiary windings 83u, 83v, 83w also serve as the reactors 7a, 7b of each phase.
  • the secondary windings 82u, 82v, 82w and the tertiary windings 83u, 83v, 83w of the three-phase transformer 80 may be provided separately from the reactors 7a, 7b.
  • connection nodes between the secondary windings 82u, 82v, 82w and the positive side arm circuits 6au, 6av, 6aw are respectively designated Nau, Nav, Naw.
  • connection nodes of the tertiary windings 83u, 83v, 83w and the negative side arm circuits 6bu, 6bv, 6bw are respectively Nbu, Nbv, Nbw.
  • the bypass circuit 30 is connected to these connection nodes Nau, Nav, Naw, Nbu, Nbv, Nbw.
  • the U-phase positive side arm 31 au of the three-phase full-wave rectifier circuit 37 constituting the bypass circuit 30 is connected between the positive intermediate node Npd and the high-potential U-phase connection node Nau.
  • the V-phase positive side arm 31 av is connected between the positive-side intermediate node Npd and the V-phase connection node Nav on the high potential side.
  • W-phase positive side arm 31 aw is connected between positive-side intermediate node Npd and W-phase connection node Naw on the high potential side.
  • the U-phase negative arm 31bu of the three-phase full-wave rectifier circuit 37 constituting the bypass circuit 30 is connected between the negative intermediate node Nnd and the low-potential U-phase connection node Nbu.
  • the V-phase negative side arm 31bv is connected between the negative intermediate node Nnd and the low-potential V-phase connection node Nbv.
  • the negative arm 31 bw of the W phase is connected between the negative intermediate node Nnd and the W phase connection node Nbw on the low potential side.
  • FIG. 12 is a circuit diagram showing a configuration of a connection arm of a bypass circuit in the power conversion device of the second embodiment.
  • connection arm 36 provided in bypass circuit 30 further includes a switching element 34 connected in series with diode elements 32 in addition to a plurality of diode elements 32 connected in series. , Different from the connection arm 36 of FIG.
  • the switching element 34 may be connected to one end of the array of the plurality of diode elements 32 connected in series, or may be connected between the adjacent diode elements 32.
  • Switching element 34 is controlled to the off state (open state) in the first operation mode (during normal operation) and is controlled to the on state (closed state) in the second operation mode (during short circuit failure of the DC circuit) It may be configured as follows.
  • switching element 34 has a high potential side terminal and a low potential side terminal, and when a voltage applied between both terminals exceeds a threshold voltage, current flows between both terminals (that is, from the off state) It may be configured by an element having a non-linear current-voltage characteristic that the voltage between both terminals decreases by switching to the on state.
  • a discharge gap or a self-igniting thyristor as exemplified in FIG. 13 can be mentioned.
  • FIG. 13 is a circuit diagram showing a specific configuration example of the switching element included in the connection arm shown in FIG.
  • FIG. 13A shows an example in which the switching element 34 is constituted by a thyristor 43.
  • the cathode of the thyristor 43 is connected to the high potential side node 41, and the anode of the thyristor 43 is connected to the low potential side node 42.
  • a control signal from the control device 5 shown in FIG. 1 is input to the gate of the thyristor 43.
  • the control device 5 controls the thyristor 43 to be in the on state when a short circuit failure of the DC circuit 4 is detected, and otherwise controls the thyristor 43 to be in the off state.
  • FIG. 13 (b) shows an example in which the switching element 34 is constituted by a mechanical switch 45 connected between the high potential side node 41 and the low potential side node 42.
  • the mechanical switch 45 is on / off controlled by the control device 5 shown in FIG.
  • the controller 5 controls the mechanical switch 45 to be in the on state when a short circuit failure of the DC circuit 4 is detected, and otherwise controls the mechanical switch 45 to be in the off state.
  • FIG. 13C shows an example in which the switching element 34 is constituted by the discharge gap 46 connected between the high potential side node 41 and the low potential side node 42.
  • the discharge gap 46 is formed of, for example, two hemispherical metal plates, and the convex sides of the metal plates face each other. In the discharge gap 46, current does not flow until the voltage between the opposing metal plates exceeds the threshold voltage, but when the threshold voltage is exceeded, the air gap between the opposing metal plates is generated and the discharge gap 46 is shorted. , Current flows in the connection arm 36.
  • FIG. 13D shows an example in which the switching element 34 is constituted by a self-igniting thyristor connected between the high potential side node 41 and the low potential side node 42.
  • the self-igniting thyristor brings the thyristor 43 into conduction by supplying a voltage to the gate of the thyristor 43, for example, when the voltage between the high potential side node 41 and the low potential side node 42 exceeds the threshold voltage.
  • the number of protective elements such as diode elements required for the bypass circuit 30 as a protective circuit can be reduced. Further, by including at least one full bridge type or mixed type converter cells 21F and 21HYB in each arm circuit 6 constituting conversion circuit 1, the path of DC short circuit current SCC is converted at the time of a short circuit failure of DC circuit 4. It is possible to completely switch from 1 to the bypass circuit 30.
  • FIG. 14 is a circuit diagram showing a modification of the bypass circuit of FIG.
  • the connection arm 36 of the bypass circuit 30 shown in FIG. 14A uses an avalanche diode as each diode element 32 and includes a resistance element 35 connected in parallel with the switching element 34.
  • the voltage shared by each diode element 32 can be made uniform. Furthermore, a resistance element 35 is provided in parallel with the switching element 34 in order to flow this leakage current.
  • the resistance value of the resistance element 35 is a voltage generated by the leakage current flowing through the resistance element 35 It is selected so as not to reach the threshold voltage 34 (energization start voltage).
  • connection arm 36 of the bypass circuit 30 shown in FIG. 14 (b) is a modification different from that of FIG. 14 (a).
  • connection arm 36 of bypass circuit 30 shown in FIG. 14B includes a resistance element 33 provided in parallel with each diode element 32 and a resistance element 35 provided in parallel with switching element 34. This point is different from the connection arm 36 of the bypass circuit 30 shown in FIG.
  • the resistance value of each resistance element 33 is set to a value substantially equal to each other. As a result, since the voltage shared by each diode element 32 becomes substantially equal, damage to the diode element 32 can be prevented.
  • the resistance value of the resistance element 33 is set to a relatively high value so that almost no current flows from the high potential side node 50p to the low potential side node 50n through the respective resistance elements 33 when the power system is normal. Be done. Further, in the case where the switching element 34 is configured by a non-linear element as illustrated in FIG. 13C and FIG. 13D, the voltage generated in the resistance element 35 by the current flowing through each resistance element 33 and the resistance element 35 is Resistance values of resistance elements 33 and 35 are set so as not to reach the threshold voltage (energization start voltage) of switching element 34.
  • each converter cell 21 normally operates with the charging voltage of DC capacitor 24 provided in each converter cell 21 as a power supply (although not necessarily limited to this power supply configuration), charging of DC capacitor 24 is It does not work until it has advanced to some extent. All the semiconductor switching elements 22a, 22b, 22c, 22d of each converter cell 21 are in the open state (off state) until the voltage of the DC capacitor 24 rises and reaches the specified value.
  • the DC capacitor 24 of the full bridge converter cell 21F (and the mixed converter cell 21HYB) is twice as fast as the DC capacitor 24 of the half bridge converter cell 21H. Charge. This is because, with reference to FIG. 3A, in the half bridge type converter cell 21H, current flows into the converter cell 21H in the direction from the high potential side input / output terminal 26p to the low potential side input / output terminal 26n. When this is done, the DC capacitor 24 is charged, but in the case of reverse current, the DC capacitor 24 is not charged. On the other hand, in the case of the full-bridge converter cell 21F (and the mixed converter cell 21HYB), the DC capacitor 24 is charged in the case of the current in either direction.
  • the DC capacitor 24 When the DC capacitor 24 is being charged by the upward current which is in the direction from the low potential side input / output terminal 26n to the high potential side input / output terminal 26p, the DC capacitor 24 causes a current to flow in the bypass circuit 30. Generate a voltage of direction.
  • the charging voltage of the DC capacitor 24 of the full bridge type converter cell 21F (or mixed type converter cell 21HYB) is bypassed before control by the control unit 5 is started when the power conversion device 101 is started.
  • the threshold voltage of the switching element 34 provided in the 30 connection arms 36 is exceeded, there arises a problem that the switching element 34 is energized. It does not matter if the switching element 34 can withstand repeated energization, but otherwise it is necessary to devise a circuit so that the switching element 34 is not energized at startup. For example, the following measures can be considered.
  • the power supply circuit for driving the semiconductor switching element of the full-bridge converter cell 21F is designed to be operable at a voltage as low as possible (referred to as "low voltage circuit").
  • the semiconductor switching elements 22a, 22b, 22c, 22d of the full bridge type converter cell 21F of FIG. One of them is closed (on). This makes it possible to charge the DC capacitor 24 only in half of one cycle of the AC.
  • the semiconductor switching elements 22a and 22d is closed (on) in the full-bridge converter cell 21F, the direction from the positive input / output terminal 26p to the negative input / output terminal 26n Since the capacitor 24 is charged when the current flows (in the downward direction in the figure), the operation is exactly the same as that of the half bridge converter cell 21H.
  • one of the semiconductor switching elements 22b and 22c is closed (on)
  • the charging speed can be delayed by bringing any one of the three semiconductor switching elements 22 into the closed state (on state).
  • the full-bridge converter cell 21F is a half-bridge converter cell until the control is switched to turn on one of the semiconductor switching elements 22a and 22d.
  • the voltage rise of the capacitor 24 is larger than that of 21H. Therefore, if the capacitor 24 of the full-bridge converter cell 21F and the capacitor 24 of the half-bridge converter cell 24H are charged at the same speed after switching of control, the full-bridge cell 21F has a prescribed voltage first. There is a problem of reaching In order to avoid this problem, for example, the capacitance of the capacitor 24 of the full bridge cell 21F may be made larger than the capacitance of the capacitor 24 of the half bridge cell 21H. Another method of avoiding this problem will be described in the next section (2).
  • FIG. 15 is a circuit diagram showing a connection of a start circuit 55 provided in a full bridge converter cell in the power conversion device of the third embodiment.
  • FIG. 16 is a flowchart showing the operation of the start circuit 55 of FIG.
  • start circuit 55 is a circuit driven by the charging voltage of DC capacitor 24, and is configured to be operable at a voltage as low as possible.
  • Start-up circuit 55 starts operation when the charging voltage of DC capacitor 24 exceeds the start-up voltage after closing a circuit breaker (not shown) between AC circuit 2 and power conversion device 101 in FIG. 1 (step S200). (YES in step S210). Make the startup voltage as low as possible.
  • the semiconductor switching elements 22a to 22d are all in the open state (off state) until the activation circuit 55 operates.
  • the start-up circuit 55 closes one of the semiconductor switching elements 22a and 22d of the converter cell 21F in the closed state (on state) after the start of operation (step S220).
  • the other semiconductor switching elements are in the open state (off state).
  • the DC capacitor 24 can be charged only in a half cycle of one cycle of the alternating current.
  • the start-up circuit 55 detects the voltage of the capacitor 24 and determines whether the voltage of the capacitor 24 has reached a specified value (step S230). If the voltage of capacitor 24 has reached the specified value (YES in step S230), both of semiconductor switching elements 22b and 22d or both of semiconductor switching elements 22a and 22c are closed (ON) (step S240). ). In other words, two switching elements on the adjacent upper or lower arms of the four arms constituting the full bridge are closed (on). As a result, the capacitor 24 is bypassed and current flows, so charging of the capacitor 24 can be stopped.
  • the semiconductor switching element to be brought into the closed state (on state) by the start circuit 55 in step S220 is any one of the semiconductor switching elements 22a, 22b, 22c and 22d. It does not matter. In the case of the mixed converter cell 21HYB, any one of the three semiconductor switching elements 22 is closed (on).
  • step S240 also in the case of mixed type converter cell 21 HYB (see FIG. 3C), among the four arms constituting the mixed type bridge, on the upper adjacent or lower adjacent arms.
  • the two semiconductor switching elements provided are brought into the closed state (on state).
  • the semiconductor switching elements 22b and 22d are closed (on).
  • FIG. 17 is a flowchart of a modification of FIG. Referring to FIGS. 15 and 17, the process until start circuit 55 starts operation (steps S200 and S210) is similar to that of FIG. 16 and therefore the description will not be repeated.
  • the start-up circuit 55 performs a first control state (step S250) in which one of the semiconductor switching elements 22a and 22d constituting the converter cell 21F is controlled to be in an on state (closed state) for a certain period of time after the start of operation.
  • the second control state (step S260) in which the elements (22a, 22c) or (22b, 22d) are controlled to be in the on state (closed state) for a certain time is alternately repeated (step S250 and step S260 execute which one first) I do not mind). This makes it possible to make the charging speed of the capacitor 24 of the full bridge cell 21F slower than the charging speed of the capacitor 24 of the herb bridge cell 21H.
  • step S270 The repetition of the above steps S250 and S260 is repeated until the voltage of the capacitor 24 reaches a specified value and the charging is completed (until it is YES in step S270).
  • the ratio between the fixed time in step S250 and the fixed time in step S260 is adjusted so that the voltage of the capacitor 24 of the half bridge cell 21H and the voltage of the capacitor 24 of the full bridge cell 21F become equal at the end of charging.
  • any one of the semiconductor switching elements 22a, 22b, 22c, and 22d may be used as the semiconductor switching element to be in the closed state (on state) by the start circuit 55.
  • any one of the three semiconductor switching elements 22 is closed (on).
  • the semiconductor switching elements brought into the closed state (on state) by the start circuit 55 in the above step S260 may be the semiconductor switching elements 22a and 22c instead of the semiconductor switching elements 22b and 22d (ie, the upper side of the full bridge)
  • Two semiconductor switching elements provided on adjacent arms of each other or lower sides are closed (turned on).
  • two semiconductor switching elements provided on the lower adjacent arm are brought into the closed state (on state).
  • the semiconductor switching elements 22b and 22d are closed (on).
  • a normally closed switch is provided in parallel with any one of the semiconductor switching elements constituting the full bridge type.
  • FIG. 18 is a circuit diagram showing a modification of the full bridge type converter cell of FIG. 3 (b).
  • the converter cell 21F of FIG. 18 differs from the converter cell 21F of FIG. 3B in that the converter cell 21F of FIG. 18 includes a switch 27 of a normally closed (closed state at start-up) provided in parallel with the semiconductor switching element 22d.
  • the other points in FIG. 18 are the same as in FIG. 3 (b).
  • the switch 27 is opened (off).
  • the switch 27 may be a mechanical switch or a semiconductor switch.
  • the switch 27 may be connected in parallel with any one of the semiconductor switching elements 22a, 22b, 22c, 22d. In the case of the mixed converter cell 21HYB, the switch 27 is connected in parallel with any one of the three semiconductor switching elements 22a, 22b, 22d or the free wheeling diode 23c.
  • the resistance value of the resistance element is set to a relatively small value so that the switching element 34 is not energized by the voltage generated in the resistance element when the power conversion device 101 is started.
  • the resistance value of the resistance element 35 can be set so that the bypass circuit 30 described with reference to FIGS. 14 (a) and 14 (b) has the same function.
  • FIG. 19 is a circuit diagram showing still another modified example of the bypass circuit of FIG.
  • the bypass circuit 30 of FIG. 19 differs from the connection arm 36 of the bypass circuit 30 of FIG. 12 in that the circuit further includes a non-linear element 38 connected in parallel to the switching element 34.
  • the non-linear element 38 is, for example, a Zener diode, and is an element having a non-linear current-voltage characteristic in which the current rapidly increases when the voltage is equal to or higher than a threshold.
  • the threshold voltage of the non-linear element 38 is set smaller than the threshold voltage of the switching element 34.
  • an avalanche diode is used as each diode element 32 and a resistance element 35 for flowing a leakage current in parallel with both the switching element 34 and the non-linear element 38. May be provided.
  • the resistance element 33 may be provided in parallel with each diode element 32, and the resistance element 35 may be provided in parallel with both the switching element 34 and the non-linear element 38.
  • FIG. 20 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a fourth embodiment.
  • Power conversion device 103 in FIG. 20 differs from power conversion device 101 in FIG. 1 in that power conversion device 103 further includes positive side switch 29 p and negative side switch 29 n.
  • the positive side switch 29p and the negative side switch 29n (generally described as switch 29) are bypassed with the positive side DC terminal Np and the negative side DC terminal Nn to which the respective leg circuits 12u, 12v, 12w are connected in common.
  • the circuit 30 is provided to separate the positive DC terminal Np2 and the negative DC terminal Nn2 to which the circuit 30 is connected.
  • the second positive DC terminal Np2 to which the bypass circuit 30 is connected is provided on a DC line connecting the positive DC terminal Np to the DC circuit 4.
  • the positive side switch 29p is provided between the positive side DC terminal Np and the second positive side DC terminal Np2, and conducts or does not conduct between the positive side DC terminal Np and the second positive side DC terminal Np2. Switch.
  • the second negative DC terminal Nn2 to which the bypass circuit 30 is connected is provided on a DC line that connects the negative DC terminal Nn to the DC circuit 4.
  • the positive side switch 29p is provided between the negative side DC terminal Nn and the second negative side DC terminal Nn2, and conducts or does not conduct between the negative side DC terminal Nn and the second negative side DC terminal Nn2. Switch.
  • the switch 29 may be a mechanical switch or a semiconductor switch. Further, it is desirable that the switch 29 be normally closed.
  • the other points in FIG. 20 are the same as those in FIG. 2 and, therefore, the same or corresponding portions are denoted by the same reference characters and description thereof is not repeated.
  • FIG. 21 is a flowchart showing an example of control operation of the power conversion device of FIG. Referring to FIGS. 20 and 21, when no accident occurs in the power system, control device 5 performs the same normal control as in the case of FIG. 10 (step S300). Further, in this case, the control device 5 controls the switch 29 (29p, 29n) to be in the closed state (on state).
  • step S310 when the control device 5 detects a short circuit accident on the DC circuit 4 side (for example, when the absolute value of the arm current Ipu, Ipv, Ipw, Inu, Inv, Inw exceeds the threshold value, or each arm current)
  • the phase total value exceeds the threshold YES in step S310
  • the semiconductor switching elements 22a and 22b of all the converter cells 21H constituting each arm circuit 6 are brought into the open state (off state)
  • the switch 29 (29p, 29n) is controlled to be in an open state (off state) (step S320).
  • step S310 complete commutation of the short circuit current from the conversion circuit 1 to the bypass circuit 30 can be realized by opening the switch 29 (off state).
  • connection arm 36 of the bypass circuit 30 does not include the diode element 32 and is configured only by a switch will be described.
  • FIG. 22 is a schematic configuration diagram of a power conversion device according to a fifth embodiment.
  • the bypass circuit 30 in the power conversion device 104 of FIG. 22 has a positive side connection arm 36a including only the positive side switch 52p and a negative side connection arm 36b including only the negative side switch 52n. It differs from the bypass circuit 30.
  • Positive side switch 52p is connected between positive side DC terminal Np and positive side intermediate node Npd, and switches between positive side DC terminal Np and positive side intermediate node Npd to conduction or non-conduction.
  • Negative switch 52n is connected between negative DC terminal Nn and negative intermediate node Nnd, and switches between negative DC terminal Nn and negative intermediate node Nnd to conduction or non-conduction.
  • the positive side switch 52p and the negative side switch 52n may be mechanical switches or semiconductor switches.
  • the positive connection arm 36a may be configured by connecting a plurality of switches 52p in series or in parallel, and the negative connection arm 36b may be connected in series or in parallel with a plurality of switches 52n. May be configured by
  • FIG. 23 is a flow chart showing an example of control operation of the power conversion device of FIG. Referring to FIGS. 22 and 23, when no accident occurs in the power system, control device 5 performs the same normal control as in the case of FIG. 10 (step S400). Furthermore, in this case, the control device 5 controls the switch 52 (52p, 52n) to be in the open state (off state).
  • step S410 when the control device 5 detects a short circuit accident on the DC circuit 4 side (for example, when the absolute value of the arm current Ipu, Ipv, Ipw, Inu, Inv, Inw exceeds the threshold value, or each arm current)
  • the semiconductor switching elements 22a, 22b, 22c, 22d of all the converter cells 21H, 21F constituting each arm circuit 6 are opened (off
  • the switch 52 (52p, 52n) is controlled to be in the closed state (on state) (step S420).
  • the number of diode elements necessary for the bypass circuit 30 as a protection circuit can be reduced. Further, by including at least one full bridge type or mixed type converter cells 21F and 21HYB in each arm circuit 6 constituting conversion circuit 1, the path of DC short circuit current SCC is converted at the time of a short circuit failure of DC circuit 4. 1 can be completely commutated to the bypass circuit 30.

Abstract

電力変換装置（１０１）は、複数のアーム回路（６）で構成された変換回路（１）とバイパス回路（３０）とを含む。バイパス回路（３０）は、全波整流回路（３７）と、正側接続アーム（３６ａ）と、負側接続アーム（３６ｂ）とを含む。全波整流回路（３７）は、複数の交流接続部（Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗ）と正側中間ノード（Ｎｐｄ）と負側中間ノード（Ｎｎｄ）との間に接続され、複数の交流接続部（Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗ）に生成される交流電圧を正側中間ノード（Ｎｐｄ）と負側中間ノード（Ｎｎｄ）との間に直流電圧として出力可能に構成される。正側接続アーム（３６ａ）は、正側直流端子（Ｎｐ）から正側中間ノード（Ｎｐｄ）の方向の電流を阻止する。負側接続アーム（３６ｂ）は、負側中間ノードと負側直流端子との間に接続され、負側中間ノード（Ｎｎｄ）から負側直流端子（Ｎｎ）の方向の電流を阻止する。

Description

電力変換装置
　この開示は、交流回路と直流回路との間で電力変換を行う電力変換装置に関し、いわゆるモジュラーマルチレベル変換器に好適に用いられるものである。
　モジュラーマルチレベル変換器（ＭＭＣ：Modular　Multilevel　Converter）は、高電圧および大電流の電力系統で使用可能なように、複数の変換器セルを直列に多重化したものである。より詳細には、モジュラーマルチレベル変換器は、交流の各相ごとに、正極側直流端子と接続された第１アーム（arm）回路と負極側直流端子と接続された第２アーム回路とを有する。各アーム回路は、カスケード接続された複数の変換器セル（チョッパ回路とも称する）を含む。各相の第１アーム回路と第２アーム回路との接続部に、対応する相の交流電圧が印加される。
　各変換器セルは、エネルギー蓄積器としてのコンデンサと、出力端子間を零電圧またはコンデンサ電圧を出力するための複数のスイッチング素子とを含む。各変換器セルは、フルブリッジ型またはハーフブリッジ型の回路構成を有する。
　モジュラーマルチレベル変換器における問題点の１つは、直流回路において短絡故障が発生した場合に、各変換器セルに直流短絡電流が流れることである。
　たとえば、各変換器セルがハーフブリッジ型で構成されている場合において直流回路に短絡故障が生じた場合には、各変換器セルを構成するスイッチング素子は全てオープンになるように制御される。そうすると、直流短絡電流はスイッチング素子と並列に接続されているフリーホイールダイオードに流れるので、フリーホイールダイオードが熱的に破損する虞がある。
　また、各アーム回路が少数のフルブリッジ型の変換器セルと多数のハーフブリッジ型の変換器セルとの混成で構成されている場合において、直流回路に短絡故障が生じたとする。この場合に、上記と同様に各変換器セルを構成するスイッチング素子を全てオープンになるように制御すると、フルブリッジ型の変換器セル中のコンデンサが過電圧で破損する虞がある。
　上記のようなフリーホイールダイオードの熱的破損の保護対策として、特許第５３１８７７４号公報（特許文献１）は、短絡電流が流れると予想されるフリーホイールダイオードと並列に保護素子を設けることを開示する。この場合の保護素子としてダイオードまたはサイリスタが用いられる。
　また、国際公開第２０１４／０９５１６８号（特許文献２）は、直列接続された複数の変換器セルの全体と並列に保護デバイスを設けることを開示する。この場合の保護デバイスとして、直列接続された複数のダイオード、または直列接続された複数のサイリスタ、または直列接続された複数のダイオードとそれらにさらに直列接続されたサイリスタとの組み合わせが用いられる。
特許第５３１８７７４号公報 国際公開第２０１４／０９５１６８号
　上記の特許第５３１８７７４号公報（特許文献１）に記載された保護素子は、各変換器セルに少なくとも各変換器セルに１個必要であるので、モジュラーマルチレベル変換器全体では保護素子として多くの半導体素子を設ける必要がある。また、スイッチング損失の抑制のために保護素子としてサイリスタを用いた場合に変換器セルごとに高価なサイリスタを設ける必要があり、さらに変換器セルごとに点弧回路も設ける必要がある。
　上記の国際公開第２０１４／０９５１６８号（特許文献２）の場合には、保護デバイスの耐圧は、保護対象である直列接続された変換器セルと同等以上の耐圧が必要である。したがって、保護デバイスには、多くのダイオードおよびサイリスタなどの半導体素子を設ける必要がある。
　この開示は、上記の問題点を考慮したものであり、その目的の一つは、直流回路の短絡時における各変換器セルの保護を、より少ない数の半導体素子で構成された保護回路で実現することが可能な電力変換装置を提供することである。その他の課題および新規な特徴は、本開示の記載および添付図面において示される。
　一実施形態において、交流回路と直流回路との間で電力変換を行う電力変換装置が提供される。電力変換装置は、複数の正側アーム回路と、複数の負側アーム回路と、バイパス回路とを備える。複数の正側アーム回路は、交流回路に接続された複数の交流接続部と直流回路に接続された正側直流端子との間にそれぞれ接続される。複数の負側アーム回路は、複数の交流接続部と直流回路に接続された負側直流端子との間にそれぞれ接続される。各正側アーム回路および各負側アーム回路は、互いに直列接続された複数の変換器セルを含む。各変換器セルは、エネルギー蓄積器と、エネルギー蓄積器と外部との接続を切り替えるためのブリッジ回路とを含む。バイパス回路は、全波整流回路と、正側接続アームと、負側接続アームとを含む。全波整流回路は、複数の交流接続部と正側中間ノードと負側中間ノードとの間に接続され、複数の交流接続部に生成される交流電圧を正側中間ノードと負側中間ノードとの間に直流電圧として出力可能に構成される。正側接続アームは、正側中間ノードと正側直流端子との間に接続され、正側直流端子から正側中間ノードの方向の電流を阻止する。負側接続アームは、負側中間ノードと負側直流端子との間に接続され、負側中間ノードから負側直流端子の方向の電流を阻止する。
　上記の実施形態の電力変換装置によれば、保護回路としてのバイパス回路を、全波整流回路と正側接続アームと負側接続アームによって構成することによって、バイパス回路に必要な半導体素子数を削減することができる。
実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。 実施の形態１において図１の各アーム回路の構成例を示す回路図である。 図２の各アーム回路に含まれる変換器セルの構成例を示す回路図である。 図１のバイパス回路の構成例を示す回路図である。 図４のバイパス回路中のアームの構成例を示す回路図である。 通常動作時における電流変換装置の各端子電圧およびアーム電圧の時間変化を示す図である。 直流回路の短絡故障時に短絡電流の経路を示す図である。 アーム回路にフルブリッジ回路とハーフブリッジ回路とが含まれる場合において、直流短絡時にアーム回路を一時的に流れる電流の経路を説明するための図である。 アーム回路がハーフブリッジ回路のみによって構成される場合において、アーム回路を流れる直流短絡電流の経路を説明するための図である。 図１の制御装置の制御動作を概略的に示すフローチャートである。 実施の形態１の変形例による電力変換装置の概略構成図である。 実施の形態２の電力変換装置においてバイパス回路の接続アームの構成を示す回路図である。 図１２に示す接続アームに含まれるスイッチング素子の構成例を示す回路図である。 図１２の接続アームの変形例を示す回路図である。 実施の形態３の電力変換装置において、フルブリッジ型の変換器セルに設けられる起動回路５５の接続を示す回路図である。 図１５の起動回路５５の動作を示すフローチャートである。 図１６の変形例のフローチャートである。 図３（ｂ）のフルブリッジ型の変換器セルの変形例を示す回路図である。 図１２のバイパス回路のさらに他の変形例を示す回路図である。 実施の形態４による電力変換装置の概略構成図である。 図２０の電力変換装置の制御動作の一例を示すフローチャートである。 実施の形態５による電力変換装置の概略構成図である。 図２２の電力変換装置の制御動作の一例を示すフローチャートである。
　以下、各実施の形態について図面を参照して詳しく説明する。なお、同一または相当する部分には同一の参照符号を付して、その説明を繰り返さない。
　実施の形態１．
　［電力変換装置の概略構成］
　図１は、実施の形態１による電力変換装置の概略構成図である。電力変換装置１０１は、交流回路２と直流回路４との間に接続され、両回路間で電力変換を行う。図１に示すように、電力変換装置１０１は、主回路であるレグ回路１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ（総称する場合または不特定のものを示す場合、レグ回路１２と記載する）と、これらのレグ回路１２を制御する制御装置５とを含む。制御装置５はマイクロプロセッサを含むマイクロコンピュータまたはＦＰＧＡ（Field　Programmable　Gate　Array）もしくはＡＳＩＣ（Application　Specific　Integrated　Circuit）などによって構成された回路によって実現される。
　レグ回路１２は、交流を構成する各相ごとに設けられる。図１には交流回路２が三相交流の場合が示され、ｕ相、ｖ相、ｗ相にそれぞれ対応して３個のレグ回路１２ｕ，１２ｖ，１２ｗが設けられる。この開示では、ｕ相、ｖ相、ｗ相用のレグ回路１２ｕ，１２ｖ，１２ｗ全体を変換回路１と称する。
　レグ回路１２ｕ，１２ｖ，１２ｗにそれぞれ交流接続部として設けられた交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗは、連系変圧器３を介して交流回路２に接続される。交流回路２は、たとえば、交流電源などを含む交流電力系統である。図１では、図解を容易にするために、交流端子Ｎｖ，Ｎｗと連系変圧器３との接続は図示していない。
　各レグ回路１２に対して共通に設けられた正側直流端子Ｎｐおよび負側直流端子Ｎｎは、直流回路４に接続される。直流回路４は、たとえば、直流送電網および直流出力を行う他の電力変換装置などを含む直流電力系統である。正常時の順変換動作時（すなわち、交流から直流への変換時）には直流電流Ｉｄｃは、直流回路４から電力変換装置１０１の負側直流端子Ｎｎの方向に流れるとともに、電力変換装置１０１の正側直流端子Ｎｐから直流回路４の方向に流れる。逆変換動作時（すなわち、直流から交流への変換時）はこの逆となる。
　なお、本開示において正側は高電位側を意味し、負側とは低電位側を意味する。正側をハイサイドと記載し、負側をローサイドと記載する場合がある。
　図１の連系変圧器３を用いる代わりに、連系リアクトルを介して交流回路２に電力変換装置１０１が接続される構成としても良い。さらに、交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗに代えてレグ回路１２ｕ，１２ｖ，１２ｗにそれぞれ一次巻線を設け、この一次巻線と磁気結合する二次巻線を介してレグ回路１２ｕ，１２ｖ，１２ｗが連系変圧器３または連系リアクトルに交流的に接続するようにしてもよい。この場合、一次巻線を下記のリアクトル７ａ，７ｂとしてもよい。すなわち、各レグ回路１２ｕ，１２ｖ，１２ｗは、交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗまたは上記の一次巻線など、各レグ回路１２ｕ，１２ｖ，１２ｗに設けられた変圧器を介して電気的（直流的または交流的）に交流回路２と接続される。
　上記のような交流回路２と各レグ回路１２ｕ，１２ｖ，１２ｗとを接続する変圧器の詳細な構成については図１１で詳しく説明する。この開示では、交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗと上記の変圧器とを総称して接続部と称する場合がある。
　ｕ相のレグ回路１２ｕを構成する複数の変換器セルは、正側直流端子Ｎｐから交流端子Ｎｕまでの正側アーム回路（上アーム回路または第１のアーム回路とも称する）６ａｕと、負側直流端子Ｎｎから交流端子Ｎｕまでの負側アーム回路（下アーム回路または第２のアーム回路とも称する）６ｂｕとに区分される。正側アーム回路６ａｕと負側アーム回路６ｂｕとの接続点が上記の交流端子Ｎｕに相当する。同様に、ｖ相のレグ回路１２ｖは、正側アーム回路６ａｖと負側アーム回路６ｂｖとを含む。ｗ相のレグ回路１２ｗは、正側アーム回路６ａｗと負側アーム回路６ｂｗとを含む。
　以下の説明において、各相の正側アーム回路を総称する場合または不特定のものを示す場合に正側アーム回路６ａと記載する場合があり、各相の負側アーム回路を総称する場合または不特定ものを示す場合に負側アーム回路６ｂと記載する場合がある。さらに、各相の正側および負側の各アーム回路を総称する場合または不特定のものを示す場合にアーム回路６と記載する場合がある。各アーム回路６の詳細な構成については図２で説明する。
　正側アーム回路６ａは、カスケード接続された複数の変換器セル（チョッパセル）を含むセル群８ａと、リアクトル７ａとを含む。セル群８ａおよびリアクトル７ａは互いに直列接続されている。以下、簡単のために変換器セル（チョッパセル）をセルと称する場合がある。各変換器セルの具体的構成例については図３で説明する。同様に、負側アーム回路６ｂは、カスケード接続された複数の変換器セルを含むセル群８ｂと、リアクトル７ｂとを含む。セル群８ｂおよびリアクトル７ｂは互いに直列接続されている。
　ｕ相レグ回路に１２ｕおいて、リアクトル７ａが挿入される位置は正側アーム回路６ａのいずれの位置であってもよく、リアクトル７ｂが挿入される位置は負側アーム回路６ｂのいずれの位置であってもよい。たとえば、リアクトル７ａ，７ｂはそれぞれアーム回路６ａ，６ｂを構成する変換器セルと変換器セルとの間に接続されていてもよい。リアクトル７ａ，７ｂはそれぞれ複数個あってもよい。各リアクトルのインダクタンス値は互いに異なっていてもよい。さらに、正側アーム回路６ａのリアクトル７ａのみ、もしくは、負側アーム回路６ｂのリアクトル７ｂのみを設けてもよい。ｖ相レグ回路１２ｖおよびｗ相レグ回路１２ｗについても同様である。
　図１の電力変換装置は、さらに、制御に使用される電気量（電流、電圧）を計測する検出器として、交流電圧検出器１０と、直流電圧検出器１１ａ，１１ｂと、各レグ回路１２に設けられたアーム電流検出器９ａ，９ｂとを含む。これらの検出器によって検出された信号は、制御装置５に入力される。さらに、交流回路２と電力変換装置１０１との間を流れる交流電流を検出するための交流電流検出器を設けてもよいし、直流回路４と電力変換装置１０１との間を流れる直流電流を検出するための直流電流検出器を設けてもよい。
　具体的に、交流電圧検出器１０は、交流回路２のｕ相の電圧値Ｖａｃｕ、ｖ相の電圧値Ｖａｃｖ、およびｗ相の電圧値Ｖａｃｗを検出する。直流電圧検出器１１ａは、直流回路４に接続された正側直流端子Ｎｐの電圧を検出する。直流電圧検出器１１ｂは、直流回路４に接続された負側直流端子Ｎｎの電圧を検出する。ｕ相用のレグ回路１２ｕに設けられたアーム電流検出器９ａ，９ｂは、正側アーム回路６ａに流れるアーム電流Ｉｐｕおよび負側アーム回路６ｂに流れるアーム電流Ｉｎｕをそれぞれ検出する。同様に、ｖ相用のレグ回路１２ｖに設けられたアーム電流検出器９ａ，９ｂは、正側アーム電流Ｉｐｖおよび負側アーム電流Ｉｎｖをそれぞれ検出する。ｗ相用のレグ回路１２ｗに設けられたアーム電流検出器９ａ，９ｂは、正側アーム電流Ｉｐｗおよび負側アーム電流Ｉｎｗをそれぞれ検出する。ここで、アーム電流Ｉｐｕ，Ｉｎｕ，Ｉｐｖ，Ｉｎｖ，Ｉｐｗ，Ｉｎｗは、正側直流端子Ｎｐから負側直流端子Ｎｎの方向に流れる電流を正とする。
　［アーム回路の構成］
　図２は、実施の形態１において図１の各アーム回路の構成例を示す回路図である。図２では、各アーム回路６のリアクトル７ａまたは７ｂは図示していない。正側アーム回路６ａの場合、図２の高電位側端子１５ｐは図１の正側直流端子Ｎｐに対応し、図２の低電位側端子１５ｎは交流端子ＮｕまたはＮｖまたはＮｗに対応する。負側アーム回路６ｂの場合、図２の高電位側端子１５ｐは図１の交流端子ＮｕまたはＮｖまたはＮｗに対応し、図２の低電位側端子１５ｎは負側直流端子Ｎｎに対応する。
　図２を参照して、各アーム回路６は、高電位側の第１のセル２１Ｆから低電位側の第ｍのセル２１Ｈまでのカスケード接続されたｍ個（ｍは１以上の整数）の変換器セルを含む。
　図２（ａ）に示す各アーム回路６は、フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆとハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈとを混載している点に特徴がある。すなわち、各アーム回路６は、変換器セル２１として、少なくとも１つのフルブリッジ型の変換器セル２１Ｆと、少なくとも１つのハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈとを含む。図２では、１個のフルブリッジ型の変換器セル２１Ｆと複数個のハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈによって各アーム回路６が構成されている例が示されている。
　図２（ｂ）に示す各アーム回路６は、直列接続されたハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈのみによって構成され、フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆを含んでいない点に特徴がある。
　［変換器セルの構成］
　図３は、図２の各アーム回路に含まれる変換器セルの構成例を示す回路図である。図３（ａ）はハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈの構成を示し、図３（ｂ）はフルブリッジ型の変換器セル２１Ｆの構成を示す。図３（ｃ）は、図３（ａ）のハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈと図３（ｂ）のフルブリッジ型の変換器セル２１Ｆとを混合した機能を有する混合型（混合ブリッジ型とも称する）の変換器セル２１ＨＹＢの構成の一例を示す。本実施の形態では、混合型の変換器セル２１ＨＹＢは、フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆに代えて用いることができる。
　図３（ａ）を参照して、ハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈは、互いに直列接続された半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｂ（以下、単にスイッチング素子と称する場合がある）ならびにダイオード２３ａ，２３ｂによって構成されるブリッジ回路２８Ｈと、エネルギー蓄積器としての直流コンデンサ２４とを含む。ダイオード２３ａ，２３ｂは、スイッチング素子２２ａ，２２ｂとそれぞれ逆並列（並列かつ逆バイアス方向）に接続される。すなわち、ダイオード２３ａ，２３ｂのカソードが高電位側となり、ダイオード２３ａ，２３ｂのアノードが低電位側となるように接続される。直流コンデンサ２４は、スイッチング素子２２ａ，２２ｂの直列接続回路と並列に接続され、直流電圧を平滑化する。スイッチング素子２２ａ，２２ｂの接続ノードは正側の入出力端子２６ｐと接続され、スイッチング素子２２ｂと直流コンデンサ２４の接続ノードは負側の入出力端子２６ｎと接続される。
　ハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈにおいて、スイッチング素子２２ａ，２２ｂは、一方がオン状態（閉状態）となり他方がオフ状態（開状態）となるように制御される。スイッチング素子２２ａがオン状態であり、スイッチング素子２２ｂがオフ状態のとき、入出力端子２６ｐ，２６ｎ間には直流コンデンサ２４の両端間の電圧（入出力端子２６ｐが正側電圧、入出力端子２６ｎが負側電圧）が印加される。逆に、スイッチング素子２２ａがオフ状態であり、スイッチング素子２２ｂがオン状態のとき、入出力端子２６ｐ，２６ｎ間は０Ｖとなる。すなわち、図３（ａ）に示す変換器セル２１Ｈは、スイッチング素子２２ａ，２２ｂを交互にオン状態とすることによって、零電圧または正電圧（すなわち、直流コンデンサ２４の電圧に依存する電圧）を出力することができる。ダイオード２３ａ，２３ｂは、スイッチング素子２２ａ，２２ｂに逆方向電圧が印加されたときの電流経路確保のために設けられている。
　図３（ｂ）を参照して、フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆのブリッジ回路２８Ｆは、直列接続されたスイッチング素子２２ｃ，２２ｄと、スイッチング素子２２ｃ，２２ｄに逆並列にそれぞれ接続されたダイオード２３ｃ，２３ｄとをさらに含む点で、図３（ａ）のハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈのブリッジ回路２８Ｈと異なる。スイッチング素子２２ｃ，２２ｄの全体は、スイッチング素子２２ａ，２２ｂの直列接続回路と並列に接続されるとともに、直流コンデンサ２４と並列に接続される。入出力端子２６ｐは、スイッチング素子２２ａ，２２ｂの接続ノードと接続され、入出力端子２６ｎは、スイッチング素子２２ｃ，２２ｄの接続ノードと接続される。
　フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆは、通常動作時（すなわち、入出力端子２６ｐ，２６ｎ間に零電圧または正電圧を出力する場合）には、スイッチング素子２２ｄを常時オンとし、スイッチング素子２２ｃを常時オフとし、スイッチング素子２２ａ，２２ｂを交互にオン状態とするように制御される。
　また、フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆは、スイッチング素子２２ａを常時オフし、スイッチング素子２２ｂを常時オンし、スイッチング素子２２ｃ，２２ｄを交互にオン状態にすることによって、零電圧または負電圧を出力することもできる。
　図３（ｃ）を参照して、混合型の変換器セル２１ＨＹＢのブリッジ回路２８ＨＹＢは、図３（ｂ）に示すフルブリッジ型の変換器セル２１Ｆのブリッジ回路２８Ｆからスイッチング素子２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄのうちいずれか１つを除去した構成を有する。図３（ｃ）の場合には、スイッチング素子２２ｃを除去した構成が示されている。
　図３（ｃ）に示す混合型の変換器セル２１ＨＹＢは、通常動作時（すなわち、入出力端子２６ｐ，２６ｎ間に零電圧または正電圧を出力する場合）には、スイッチング素子２２ｄを常時オンとし、スイッチング素子２２ａ，２２ｂを交互にオン状態とするように制御される。
　一方、上記の変形例として、図３（ｂ）においてスイッチング素子２２ａを除去した構成の場合には、スイッチング素子２２ｂを常時オンとし、スイッチング素子２２ｃ，２２ｄを交互にオン状態とするように制御することによって、零電圧または負電圧を出力することができる。
　図３（ｂ）においてスイッチング素子２２ｂを除去した構成の場合には、スイッチング素子２２ａを常時オンとし、スイッチング素子２２ｃ、２２ｄを交互にオン状態とするように制御することによって、零電圧または正電圧を出力することができる。
　図３（ｂ）においてスイッチング素子２２ｄを除去した構成の場合には、スイッチング素子２２ｃを常時オンとし、スイッチング素子２２ａ，２２ｂを交互にオン状態とするように制御することによって、零電圧または負電圧を出力することができる。
　図３の各スイッチング素子２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄには、オン動作とオフ動作の両方を制御可能な自己消弧型のスイッチング素子が用いられている。たとえば、ＩＧＢＴ（Insulated　Gate　Bipolar　Transistor）またはＧＣＴ（Gate　Commutated　Turn-off　thyristor）などがスイッチング素子２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄとして用いられる。
　［バイパス回路の構成］
　図４は、図１のバイパス回路の構成例を示す回路図である。バイパス回路３０は、３相全波整流回路３７と、３相全波整流回路３７を正側直流端子Ｎｐおよび負側直流端子Ｎｎにそれぞれ接続するための接続アーム３６ａ，３６ｂとを含む。
　図４に示すように、３相全波整流回路３７は、交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗと正側中間ノードＮｐｄとの間にそれぞれ接続された正側アーム３１ａｕ，３１ａｖ，３１ａｗと、交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗと負側中間ノードＮｎｄとの間にそれぞれ接続された負側アーム３１ｂｕ，３１ｂｖ，３１ｂｗとを含む。
　正側アーム３１ａｕ，３１ａｖ，３１ａｗは、それぞれ正側中間ノードＮｐｄから交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗの方向への電流を阻止する整流素子として機能する。負側アーム３１ｂｕ，３１ｂｖ，３１ｂｗは、それぞれ交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗから負側中間ノードＮｎｄの方向への電流を阻止する整流素子として機能する。したがって、３相全波整流回路３７は、交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗに生成される交流電圧を正側中間ノードＮｐｄと負側中間ノードＮｎｄとの間に直流電圧として出力可能に構成されている。
　正側接続アーム３６ａは、正側直流端子Ｎｐと中間ノードＮｐｄとの間に接続され、正側直流端子Ｎｐから中間ノードＮｐｄの方向の電流を阻止する整流素子として機能する。同様に、負側接続アーム３６ｂは、中間ノードＮｎｄと負側直流端子Ｎｎとの間に接続され、中間ノードＮｎｄから負側直流端子Ｎｎの方向への電流を阻止する整流回路として機能する。
　以下の説明において、３相全波整流回路３７を構成する各アームを総称する場合にアーム３１と記載し、正側アーム３１ａｕ，３１ａｖ，３１ａｗを総称する場合に正側アーム３１ａと記載し、負側アーム３１ｂｕ，３１ｂｖ，３１ｂｗを総称する場合に負側アーム３１ｂと記載する。正側接続アーム３６ａと負側接続アーム３６ｂとを総称する場合に接続アーム３６と記載する。
　図５は、図４のバイパス回路中のアームの構成例を示す回路図である。図５（ａ）に示す例では、３相全波整流回路３７を構成する各アーム３１および接続アーム３６は、高電位側ノード５０ｐと低電位側ノード５０ｎとの間に直列に接続された複数のダイオード素子３２を含む。各ダイオード素子３２のカソードは高電位側に設けられ、各ダイオード素子３２のアノードは低電位側に設けられる。
　なお、図５（ａ），（ｂ）において、正側アーム３１ａｕ，３１ａｖ，３１ａｗの場合、高電位側ノード５０ｐは中間ノードＮｐｄに対応し、低電位側ノード５０ｎは交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗにそれぞれ対応する。負側アーム３１ｂｕ，３１ｂｖ，３１ｂｗの場合、高電位側ノード５０ｐは交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗにそれぞれ対応し、低電位側ノード５０ｎは中間ノードＮｎｄに対応する。正側接続アーム３６ａの場合、高電位側ノード５０ｐは正側直流端子Ｎｐに対応し、高電位側ノード５０ｐは中間ノードＮｐｄに対応する。負側接続アーム３６ｂの場合、高電位側ノード５０ｐは中間ノードＮｎｄに対応し、低電位側ノード５０ｎは負側直流端子Ｎｎに対応する。
　各アーム３１，３６において、各ダイオード素子３２に特性のばらつきがある場合には、ダイオード素子３２ごとの電圧の分担に違いが生じるために、他よりも大きな電圧がかかっているダイオード素子３２が過電圧により破損する虞がある。この問題を回避するために、各ダイオード素子３２としてアバランシェダイオードを用いるのが望ましい。アバランシェダイオードは、規定レベル以上の電圧がアノード－カソード間に印加されると破損する前に漏れ電流が増加する。これによって、自己の電圧上昇を抑え、他のダイオード素子３２に電圧を分担させることができる。
　図５（ｂ）には、図５（ａ）の変形例が示されている。図５（ｂ）の回路は、複数のダイオード素子３２とそれぞれ並列に接続された抵抗素子３３を含む点で、図５（ａ）の回路と異なる。各抵抗素子３３の抵抗値は互いにほぼ等しい値に設定される。さらに、抵抗素子３３の抵抗値は、電力系統の正常時に高電位側ノード５０ｐから低電位側ノード５０ｎの方向に各抵抗素子３３を介して電流がほとんど流れないように、比較的高い値に設定される。各抵抗素子３３の抵抗値をほぼ等しい値にすることによって、ダイオード素子３２ごとに分担される電圧をほぼ等しくすることができ、これによって、ダイオード素子３２の破損を防止することができる。
　［通常動作時のバイパス回路の動作］
　図６は、通常動作時における電流変換装置の各端子電圧およびアーム電圧の時間変化を模式的に示す図である。図６（ａ）～（ｄ）の横軸は時間（ｔｉｍｅ）である。以下、図１、図４、および図６を参照して、電力変換装置１０１が順変換（すなわち、交流を直流に変換）または逆変換（すなわち、直流を交流に変換）を行っている場合（すなわち、通常動作時）において、図１および図４に示すバイパス回路３０の動作について説明する。
　図６（ａ）は、交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗの電位および直流端子Ｎｐ，Ｎｎの電位の時間変化を示す図である。図６（ａ）に示すように、正側直流端子Ｎｐの電位は正の一定値であるＶｄを示し、負側直流端子Ｎｎの電位は負の一定値である－Ｖｄを示す。交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗの電位Ｖｕ，Ｖｕ，Ｖｗは、片振幅（すなわち、zero　to　peak）がＶｄである正弦波であるとする。これは変換器が発生できる最大交流電圧であり、交流変調率１００％に相当する。たとえば、Ｕ相交流端子Ｎｕの電位が最大値を示すとき、Ｕ相正側アーム回路６ａを構成する全ての変換器セルの出力電圧は零に等しくなっている。
　図６（ｂ）は、図１に示すｕ相の正側アーム回路６ａｕにかかる電圧Ｖ（６ａｕ）の時間変化を示す図である。ｕ相の正側アーム回路６ａｕには、正側直流端子Ｎｐの電位ＶｄとＵ相交流端子Ｎｕの電位Ｖｕとの差電圧がかかる。したがって、その最大電圧は２×Ｖｄであり、最小電圧は０である。他のアーム回路６についても同様に最大電圧は２×Ｖｄであり、最小電圧０である。
　図６（ｃ）は、バイパス回路３０の中間ノードＮｐｄ，Ｎｎｄの電位Ｖｐｄ，Ｖｎｄの時間変化を示す図である（電位Ｖｐｄ，Ｖｎｄは図中において実線で示される）。３相全波整流回路３７において、正側中間ノードＮｐｄの電位Ｖｐｄは、交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗの電位Ｖｘ，Ｖｖ，Ｖｗのうちの最大値に等しい。具体的に、区間Ｔ１，Ｔ４において正側中間ノードＮｐｄの電位ＶｐｄはＵ相交流端子Ｎｕの電位Ｖｕに等しく、区間Ｔ２において正側中間ノードＮｐｄの電位ＶｐｄはＶ相交流端子Ｎｖの電位Ｖｖに等しく、区間Ｔ３において正側中間ノードＮｐｄの電位ＶｐｄはＷ相交流端子Ｎｗの電位Ｖｗに等しい。同様に、負側中間ノードＮｎｄの電位Ｖｎｄは、交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗの電位Ｖｘ，Ｖｖ，Ｖｗのうちの最小値に等しい。
　図６（ｄ）は、図４に示す３相全波整流回路３７を構成するＵ相の正側アーム３１ａｕにかかる電圧Ｖ（３１ａｕ）の時間変化を示す図である。アーム３１ａｕに生じる電圧は、正側中間ノードＮｐｄの電位ＶｐｄからＵ相交流端子Ｎｕの電位Ｖｕを減じた値に等しい。具体的に、区間Ｔ１，Ｔ４においてアーム３１ａｕに生じる電圧は０であり、区間Ｔ２，Ｔ３の各々において最小値が０となり、最大値が（√３）×Ｖｄとなるように変化する。（√３）×Ｖｄは３相交流の線間電圧の振幅に等しい。３相全波整流回路３７の他のアーム３１についても最小値が０となり、最大値が（√３）×Ｖｄとなるように変化する。
　［バイパス回路３０に必要な素子の削減］
　上記に基づいて、本実施の形態のバイパス回路３０の構成によれば、特許文献１，２で示されていた保護回路よりも半導体素子数（具体的には直列接続されたダイオード素子の数）を少なくできる点について説明する。以下の考察では、近似的にバイパス回路または保護回路に必要な素子数は、印加される最大電圧に比例するものとする。
　具体的に、変換回路１を構成する各アーム回路６には最大で２×Ｖｄの電圧が印加される。したがって、特許文献１，２で示されているように各アーム回路６を構成する変換器セルごともしくはセルブロックごとに保護回路を設けた場合には、各アームごとに２×Ｖｄ×Ｋ個のダイオード素子が保護回路を構成するのに必要となる。ここで、Ｋは比例定数である。よって、変換回路１全体では、１２×Ｖｄ×Ｋ個のダイオード素子が必要となる。
　一方、本実施の形態のバイパス回路３０において、３相全波整流回路３７を構成する各アーム３１には最大で（√３×Ｖｄ）の電圧が印加される。各接続アーム３６ａ，３６ｂには、各交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗと各直流端子Ｎｐ，Ｎｎとの間の最大電圧である２×Ｖｄから各アーム３１の分担分を差し引いた（２－√３）×Ｖｄが最大で印加される。したがって、バイパス回路３０全体で（（６×（√３）＋２×（２－√３））×Ｖｄ×Ｋ個＝（４＋４×√３）×Ｖｄ×Ｋ個のダイオード素子が必要となる。よって、従来技術に比べて（８－４×√３）×Ｖｄ×Ｋ個（約８．９％）の素子を削減することができる。
　さらに、フルブリッジ型セルが電力変換以外の補助制御（例えば循環電流制御）を行う場合、補助制御用のフルブリッジ型セルは上記の交流電圧とは別の制御電圧を上記の交流電圧に追加重畳する形で発生するため、バイパス回路は交流電圧にこの制御電圧を加えた電圧に対して耐圧を確保する必要がある。ここで、変換回路１を構成する各アーム回路６に含まれる補助制御用のフルブリッジ型のセルが発生する制御電圧の合計をＶｆとする。そうすると、従来技術では各アーム回路６ごとに保護回路を構成するダイオード素子などの保護素子の積み増しが必要であり、変換回路１全体では１２×Ｖｆ×Ｋ個の保護素子の追加が必要となる。一方、本実施の形態のバイパス回路３０の場合には接続アーム３６ａ，３６ｂに２×Ｖｆ×Ｋ個の保護素子を追加するだけで良く、補助制御セルに対応してバイパス回路に設けられる追加の保護素子の削減が行える。
　［交流電圧の振幅の制限について］
　図６では、電力変換装置１０１の交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗにおける電圧振幅が最大（Ｖｄに等しい）の場合について説明したが、図４および図５で説明したバイパス回路３０の構成の場合には、交流電圧振幅を最大値に制御しないほうが望ましい。この理由は、図６（ｃ）に示すように、たとえばＵ相交流端子Ｎｕの電位Ｖｕが最大値を示すとき、正側中間ノードＮｐｄの電位Ｖｐｄは正側直流端子Ｎｐの電位（＋Ｖｄ）に等しくなるために、バイパス回路３０の正側接続アーム３６ａとＵ相の正側アーム３１ａｕとを介して、正側直流端子ＮｐとＵ相交流端子Ｎｕとの間で電流が流れる可能性がある。同様に、たとえばＵ相交流端子Ｎｕの電位Ｖｕが最小値を示すとき、中間ノードＮｎｄの電位Ｖｎｄと負側直流端子Ｎｎの電位（－Ｖｄ）とが等しくなるために、バイパス回路３０の負側接続アーム３６ｂとＵ相の負側アーム３１ｂｕとを介して、負側直流端子ＮｎとＵ相交流端子Ｎｕとの間で電流が流れる可能性がある。
　このようにバイパス回路に電流が流れるとバイパス回路による損失が発生し、通電期間が長くなると冷却装置が必要などの制約が生じる。またフルブリッジ型セルが混在し、ハーフブリッジ型セルが全て０電圧、フルブリッジ型セルがバイパス回路中のダイオードに順方向電圧をかける状態となるとバイパス回路に大きな電流が流れる虞がある。
　上記のようにバイパス回路３０を介した電流を阻止するために、実施の形態１の電力変換装置１０１では、交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗにおける電圧振幅が最大値にならないように、すなわち、各アーム回路６を構成する少なくとも１つの変換器セルの出力電圧は零にならないように制御される。なお、後述する実施の形態２の電力変換装置では、バイパス回路３０の接続アーム３６にスイッチング素子３４をさらに設けることによって、上記の制約を取り除くことができることが示される。
　［直流回路の短絡故障時の電流経路］
　次に、直流回路の短絡故障時の電流経路について、図７～図１０を参照して詳しく説明する。
　図７は、直流回路の短絡故障時に短絡電流の経路を示す図である。図７を参照して、直流回路４の内部を高電位側から低電位側に流れる短絡電流ＳＣＣは、電力変換装置１０１の内部を負側直流端子Ｎｎから正側直流端子Ｎｐの方向に流れる。ここで、変換回路１を構成する各アーム回路６がフルブリッジ型またはハイブリッド型の変換器セル２１Ｆ，２１ＨＹＢを含む場合には、短絡電流ＳＣＣはバイパス回路３０のみを流れ、変換回路１には流れない。各アーム回路６がハーフブリッジ型の変換器セルのみで構成されている場合には、大部分の短絡電流ＳＣＣはバイパス回路３０を流れるが、一部の短絡電流ＳＣＣは変換回路１にも流れる。
　具体的に、バイパス回路３０の３相全波整流回路３７を構成する複数のアーム３１ａｕ，３１ａｖ，３１ａｗ，３１ｂｕ，３１ｂｖ，３１ｂｗのうちどのアームを短絡電流ＳＣＣが流れるかは、交流回路２と電力変換装置１０１との間を流れる交流電流の位相によって異なる。図７の場合には、実線の経路で示すように、負側接続アーム３６ｂからＵ相およびＶ相の低電位側のアーム３１ｂｕ，３１ｂｖを通って交流回路２に電流が流れるとともに、交流回路２からＷ相の正側アーム３１ａｗを通って、さらに正側接続アーム３６ａを通って直流回路４に電流が流れる。
　同様に、変換回路１を構成する各アーム回路６ａｕ，６ａｖ，６ａｗ，６ｂｕ，６ｂｖ，６ｂｗがハーフブリッジ型の構成されている場合に、どのアーム回路６を短絡電流が流れるかは、交流回路２と電力変換装置１０１との間を流れる交流電流の位相によって異なる。図７の場合には、破線の経路で示すように、負側直流端子Ｎｎからｕ相負側アーム回路６ｂｕおよびｖ相負側アーム回路６ｂｖを通って交流回路２に電流が流れるとともに、交流回路２からｗ相正側アーム回路６ａｗを通って正側直流端子Ｎｐの方向に電流が流れる。
　次に、直流回路４の短絡故障時に各アーム回路６を流れる電流の経路についてより詳細に説明する。
　図８は、アーム回路にフルブリッジ回路とハーフブリッジ回路とが含まれる場合において、直流短絡時にアーム回路を一時的に流れる電流の経路を説明するための図である。図８のアーム回路は、１つのフルブリッジ型の変換器セル２１Ｆ（ＣＥＬＬ１）と、その他の複数のハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈ（ＣＥＬＬ２，ＣＥＬＬ３，…）とを含む。電流経路は図８において太線の矢印で示されている。
　図８を参照して、直流回路４の短絡故障時には、各セル２１のエネルギー蓄積要素としての直流コンデンサ２４からの放電電流を遮断するために、フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆ（ＣＥＬＬ１）の半導体スイッチ２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄが全て開状態（すなわち、オフ状態）に制御される。さらに、ハーフブリッジ型の全ての変換器セル２１Ｈ（ＣＥＬＬ２，ＣＥＬｌ３，…）の半導体スイッチ２２ａ，２２ｂが全て開状態（すなわち、オフ状態）に制御される。このとき、ハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈ（ＣＥＬＬ２，ＣＥＬＬ３）については、フリーホイールダイオード２３ｂを介して電流が流れ得る。
　一方、フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆ（ＣＥＬＬ１）については、直流短絡時には、低電位側の入出力端子２６ｎからフリーホイールダイオード２３ｃを通って直流コンデンサ２４の正側端子２５ｐに一時的に電流が流入する。さらに、直流コンデンサ２４の負側端子２５ｎからフリーホイールダイオード２３ｂを通って高電位側の入出力端子２６ｐに至る方向に一時的に電流が流れる。この結果、仮にバイパス回路３０が設けられていない場合には、フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆを構成する直流コンデンサ２４は充電され続けるために、コンデンサ電圧が耐圧を超えるとコンデンサが過電圧によって破壊する虞がある。
　本実施の形態の場合には、バイパス回路３０が設けられているために、直流短絡時に電流が充電電流として一時的に直流コンデンサ２４に流入したとしても、直流コンデンサ２４に生じる電圧がアームリアクトル７およびバイパス回路３０に生じる電圧に達すると、その後は、短絡電流ＳＣＣはバイパス回路３０のみを流れるようになる。この結果、直流コンデンサによって直流電流が遮断され、変換回路１からバイパス回路３０への完全な転流が実現できる。
　なお、各アーム回路６に含まれる変換器セルの半分以上がフルブリッジ型の変換器セルで構成されている場合には、複数のフルブリッジ型の変換器セルのコンデンサ電圧が合成されることによって短絡電流の流入を阻止し得るので、バイパス回路３０は必要でない。これに対して、各アーム回路６に含まれるフルブリッジ型の変換器セル２１Ｆの個数が少ない（たとえば、１０％以下）の場合には、変換器セル２１Ｆに含まれる直流コンデンサ２４を保護するように直流短絡電流を転流させるためにバイパス回路３０が必要になる。
　図９は、アーム回路がハーフブリッジ回路のみによって構成される場合において、アーム回路を流れる直流短絡電流の経路を説明するための図である。図９のアーム回路は、複数のハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈ（ＣＥＬＬ１，ＣＥＬＬ２，ＣＥＬＬ３，…）のみを含む。図９において短絡電流の経路を太線の矢印で示す。
　図９を参照して、直流回路４の短絡故障時には、各アーム回路６を構成する変換器セルＣＥＬＬ１，ＣＥＬＬ２，ＣＥＬＬ３，…の半導体スイッチ２２ａ，２２ｂが開状態とされる（オフ状態になる）。この場合、短絡電流は各変換器セル２１Ｈのフリーホイールダイオード２３ｂにも流れるので、短絡電流はバイパス回路３０とアーム回路６との両方を流れる。
　ここで、各変換器セル２１Ｈを構成するフリーホイールダイオード２３ｂにはショットキーバリアダイオードなどのスイッチング特性が高速の高速ダイオードが用いられる。高速ダイオードは耐圧を上げるとオン電圧が高くなりやすい。一方、バイパス回路３０には、ｐｉｎダイオードなどの整流ダイオードが用いられる。整流ダイオードは耐圧を上げてもオン電圧が高くなり難い。以上により、直流回路４の短絡故障時には、バイパス回路３０のダイオード素子３２に生じるオン電圧のほうが、各アーム回路６を構成するセル変換器２１Ｈのフリーホイールダイオード２３ｂに生じるオン電圧よりも小さい。これにより、ほとんどの直流短絡電流ＳＣＣはバイパス回路３０を流れる。
　［電力変換装置の制御動作］
　図１０は、図１の制御装置の制御動作を概略的に示すフローチャートである。以下、図２および図１０を参照して、これまでの説明を総括しながら、図１の制御装置５の制御動作について説明する。以下の説明において、通常制御を行う場合を第１の動作モードとも称し、直流回路４の短絡故障時の動作モードを第２の動作モードとも称する。
　電力系統に事故が生じていない場合には、制御装置５は通常制御を行う（ステップＳ１００）。この場合、制御装置５は、各アーム回路６を構成する各変換器セル２１の出力電圧を制御する。バイパス回路３０を介した（ダイオード素子３２の順方向の）電流が生じないように、各アーム回路６を構成する複数の変換器セル２１のうち少なくとも１つは正電圧を出力するように制御する必要がある。この制御は、通常の変調率リミッタ付パルス幅制御を用いて過変調状態を避けることで実現できる。
　次に、制御装置５は、直流回路４側で短絡事故を検出した場合に（ステップＳ１１０でＹＥＳ）、各アーム回路６を構成する全ての変換器セル２１の半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄを開状態（オフ状態）に制御する（ステップＳ１２０）。これによって、直流短絡電流ＳＣＣがバイパス回路３０を流れるようになる。図７～図９で説明したように、各アーム回路６がハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈのみで構成されている場合には、一部の直流短絡電流ＳＣＣはアーム回路６にも流れる。しかしながら、各アーム回路６に少なくとも１つのフルブリッジ型または混合型の変換器セル２１Ｆ，２１ＨＹＢが含まれている場合には、アーム回路６からバイパス回路３０への直流短絡電流ＳＣＣの完全な転流が実現される。
　ここで、直流回路４側での短絡事故は、直流回路４を流れる直流電流Ｉｄｃが過電流となったことによって検出できる。直流電流は、アーム電流の各相合計値（Ｉｐｕ＋Ｉｐｖ＋ＩｐｗまたはＩｎｕ＋Ｉｎｖ＋Ｉｎｗ）として計算される。もしくは、直流電流Ｉｄｃを直接検出するための直流電流検出器を、直流回路４と電力変換装置１０１との間の線路に設けてもよい。
　［効果］
　以上のとおり、実施の形態１の電力変換装置１０１によれば、３相全波整流回路３７と正側接続アーム３６ａと負側接続アーム３６ｂとによって保護回路としてのバイパス回路３０を構成することによって、バイパス回路３０に必要なダイオード素子などの保護素子の数を削減することができる。
　また、変換回路１を構成する各アーム回路６に少なくとも１つのフルブリッジ型または混合型の変換器セル２１Ｆ，２１ＨＹＢを含めることによって、直流回路４の短絡故障時に直流短絡電流ＳＣＣを変換回路１からバイパス回路３０に完全に転流することができる。これによって、フルブリッジ型または混合型の変換器セル２１Ｆ，２１ＨＹＢを構成する直流コンデンサ２４を保護することができる。
　［実施の形態１の変形例］
　以下、交流回路２と各レグ回路１２とを交流接続部としての変圧器を介して交流的に接続する場合の回路例について説明する。以下で説明する回路は、本開示の他の実施の形態の電力変換装置にも適用可能である。
　図１１は、実施の形態１の変形例による電力変換装置の概略構成図である。図１１を参照して、交流回路２とレグ回路１２ｕ，１２ｖ，１２ｗとは、３巻線の三相変圧器８０を介して接続される。三相変圧器８０は、Ｕ相変圧器８６ｕ、Ｖ相変圧器８６ｖ、およびＷ相変圧器８６ｗによって構成される。
　具体的に、図１１の三相変圧器８０の一次巻線８１ｕ，８１ｖ，８１ｗの各一端は、交流回路２のＵ相、Ｖ相、Ｗ相の各送電線と連系変圧器３を介してそれぞれ接続される。三相変圧器８０の一次巻線８１ｕ，８１ｖ，８１ｗの各他端は共通の中性点８４と接続される。すなわち、図１１の場合、一次巻線８１ｕ，８１ｖ，８１ｗはＹ結線されている。
　三相変圧器８０の二次巻線８２ｕ，８２ｖ，８２ｗは、それぞれ共通の鉄心を介して一次巻線８１ｕ，８１ｖ，８１ｗと磁気結合する。図１１の三相変圧器８０では、さらに、二次巻線８２ｕ，８２ｖ，８２ｗとそれぞれ直列に接続された三次巻線８３ｕ，８３ｖ，８３ｗが設けられている。各相の二次巻線と対応する三次巻線とは逆極性になるように接続され、共通の鉄心に巻回される。また、各相の二次巻線と対応する三次巻線との接続点は共通の中性点８１０に接続される。すなわち、二次巻線および三次巻線はそれぞれＹ結線されている。
　さらに、二次巻線８２ｕおよび三次巻線８３ｕはＵ相のアーム回路６ａｕ，６ｂｕと直列に接続される。二次巻線８２ｖおよび三次巻線８３ｖはＶ相のアーム回路６ａｖ，６ｂｖと直列に接続される。二次巻線８２ｗおよび三次巻線８３ｗはＷ相のアーム回路６ａｗ，６ｂｗと直列に接続される。図１１の場合、二次巻線８２ｕ，８２ｖ，８２ｗの各々および三次巻線８３ｕ，８３ｖ，８３ｗの各々は、各相のリアクトル７ａ，７ｂを兼ねている。リアクトル７ａ，７ｂとは別に三相変圧器８０の二次巻線８２ｕ，８２ｖ，８２ｗおよび三次巻線８３ｕ，８３ｖ，８３ｗを設けてもよい。
　上記の三相変圧器８０の構成によれば、各相のアーム電流（Ｕ相：Ｉｐｕ，Ｉｎｕ、Ｖ相：Ｉｐｖ，Ｉｎｖ、Ｗ相：Ｉｐｗ，Ｉｎｗ）によって二次巻線に生じる直流起電力と三次巻線に生じる起電力とは互いに打ち消し合うため、鉄心内に直流磁束が生じないというメリットがある。
　次に、上記の三相変圧器８０とバイパス回路３０との接続について説明する。まず、二次巻線８２ｕ，８２ｖ，８２ｗと正側アーム回路６ａｕ，６ａｖ，６ａｗとの接続ノードをそれぞれＮａｕ，Ｎａｖ，Ｎａｗとする。三次巻線８３ｕ，８３ｖ，８３ｗと負側アーム回路６ｂｕ，６ｂｖ，６ｂｗとの接続ノードをそれぞれＮｂｕ，Ｎｂｖ，Ｎｂｗとする。バイパス回路３０はこれらの接続ノードＮａｕ，Ｎａｖ，Ｎａｗ，Ｎｂｕ，Ｎｂｖ，Ｎｂｗと接続される。
　具体的に、バイパス回路３０を構成する３相全波整流回路３７のＵ相の正側アーム３１ａｕは、正側中間ノードＮｐｄと高電位側のＵ相の接続ノードＮａｕとの間に接続される。同様に、Ｖ相の正側アーム３１ａｖは、正側中間ノードＮｐｄと高電位側のＶ相の接続ノードＮａｖとの間に接続される。Ｗ相の正側アーム３１ａｗは、正側中間ノードＮｐｄと高電位側のＷ相の接続ノードＮａｗとの間に接続される。
　また、バイパス回路３０を構成する３相全波整流回路３７のＵ相の負側アーム３１ｂｕは、負側中間ノードＮｎｄと低電位側のＵ相の接続ノードＮｂｕとの間に接続される。同様に、Ｖ相の負側アーム３１ｂｖは、負側中間ノードＮｎｄと低電位側のＶ相の接続ノードＮｂｖとの間に接続される。Ｗ相の負側アーム３１ｂｗは、負側中間ノードＮｎｄと低電位側のＷ相の接続ノードＮｂｗとの間に接続される。
　実施の形態２．
　実施の形態２では、バイパス回路３０の構成の変更例について図１２～図１４を参照して説明する。
　［バイパス回路の接続アームの構成例］
　図１２は、実施の形態２の電力変換装置においてバイパス回路の接続アームの構成を示す回路図である。
　図１２を参照して、バイパス回路３０に設けられた接続アーム３６は、直列接続された複数のダイオード素子３２に加えて、これらのダイオード素子３２と直列に接続されたスイッチング素子３４をさらに含む点で、図５の接続アーム３６と異なる。スイッチング素子３４は、直列接続された複数のダイオード素子３２の配列のいずれか一方の端に接続されていてもよいし、隣接するダイオード素子３２の間に接続されていてもよい。
　スイッチング素子３４は、第１の動作モード（通常動作時）においてオフ状態（開状態）に制御され、第２の動作モード（直流回路の短絡故障時）においてオン状態（閉状態）に制御されるように構成されていてもよい。もしくは、スイッチング素子３４は、高電位側端子と低電位側端子とを有し、両端子間にかかる電圧が閾値電圧を超えたときに両端子間に電流が流れることにより（すなわち、オフ状態からオン状態に切り替わることにより）、両端子間の電圧が低下するという非線形の電流電圧特性を有する素子によって構成されていてもよい。このような非線形素子として、図１３に例示するような放電ギャップまたは自己点弧型サイリスタを挙げることができる。
　［スイッチング素子の具体例］
　図１３は、図１２に示す接続アームに含まれるスイッチング素子の具体的構成例を示す回路図である。
　図１３（ａ）は、スイッチング素子３４がサイリスタ４３によって構成された例を示す。サイリスタ４３のカソードは高電位側ノード４１に接続され、サイリスタ４３のアノードは低電位側ノード４２に接続される。サイリスタ４３のゲートには、図１に示す制御装置５から制御信号が入力される。制御装置５は、直流回路４の短絡故障を検出した場合にサイリスタ４３をオン状態に制御し、それ以外の場合にはサイリスタ４３をオフ状態に制御する。
　図１３（ｂ）は、スイッチング素子３４が、高電位側ノード４１と低電位側ノード４２との間に接続された機械的スイッチ４５によって構成された例を示す。機械的スイッチ４５は、図１に示す制御装置５によってオンオフ制御される。制御装置５は、直流回路４の短絡故障を検出した場合に機械的スイッチ４５をオン状態に制御し、それ以外の場合には機械的スイッチ４５をオフ状態に制御する。
　図１３（ｃ）は、スイッチング素子３４が高電位側ノード４１と低電位側ノード４２との間に接続された放電ギャップ４６によって構成された例を示す。放電ギャップ４６は、たとえば、半球状の２個の金属板によって構成され、金属板の凸面側が互いに対向している。放電ギャップ４６は、対向する金属板間の電圧が閾値電圧までは電流が流れないが、閾値電圧を超えると対向する金属板間で気中絶縁破壊が発生することで放電ギャップ４６が短絡状態となり、接続アーム３６に電流が流れるようになる。
　図１３（ｄ）は、スイッチング素子３４が高電位側ノード４１と低電位側ノード４２との間に接続された自己点弧型サイリスタによって構成された例を示す。自己点弧型サイリスタは、たとえば、高電位側ノード４１と低電位側ノード４２との間の電圧が閾値電圧を超えたときにサイリスタ４３のゲートに電圧を供給することによってサイリスタ４３を導通状態にする制御器４７を用いることによって構成することができる。
　［有利な効果］
　図１２のようにスイッチング素子３４をバイパス回路の接続アーム３６に挿入することによって、電力系統が正常な場合に、バイパス回路３０の接続アーム３６を介して負側直流端子Ｎｎから交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗの方向に、もしくは、交流端子Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗから正側直流端子Ｎｐの方向に電流が流れることはない。したがって、実施の形態１の場合と異なり、各アーム回路６を構成する複数の変換器セル２１のうち少なくとも１つは正電圧を出力するように制御しなくてよい（すなわち、各アーム回路６を構成する全ての変換器セル２１の出力電圧を零電圧となるように制御しても構わない）。
　その他、実施の形態１の場合と同様に、保護回路としてのバイパス回路３０に必要なダイオード素子などの保護素子の数を削減することができる。また、変換回路１を構成する各アーム回路６に少なくとも１つのフルブリッジ型または混合型の変換器セル２１Ｆ，２１ＨＹＢを含めることによって、直流回路４の短絡故障時に直流短絡電流ＳＣＣの経路を変換回路１からバイパス回路３０に完全に切り替えることができる。
　［バイパス回路の接続アームの変形例］
　図１４は、図１２のバイパス回路の変形例を示す回路図である。図１４（ａ）に示すバイパス回路３０の接続アーム３６は、各ダイオード素子３２としてアバランシェダイオードを用いるともに、スイッチング素子３４と並列に接続された抵抗素子３５を含む点で図１２に示すバイパス回路３０の接続アーム３６と異なる。
　電力系統の正常時に、高電位側ノード５０ｐから低電位側ノード５０ｎの方向にアバランシェダイオードの漏れ電流を流すことによって、各ダイオード素子３２によって分担される電圧の均一化が図られる。さらに、この漏れ電流を流すために、スイッチング素子３４と並列に抵抗素子３５が設けられている。スイッチング素子３４が図１３（ｃ）（ｄ）に例示するような非線形素子によって構成される場合には、抵抗素子３５の抵抗値は、漏れ電流が抵抗素子３５を流れることによって生じる電圧がスイッチング素子３４の閾値電圧（通電開始電圧）に達しないように選択される。
　図１４（ｂ）に示すバイパス回路３０の接続アーム３６は、図１４（ａ）とは別の変形例である。具体的に、図１４（ｂ）に示すバイパス回路３０の接続アーム３６は、各ダイオード素子３２と並列に設けられた抵抗素子３３と、スイッチング素子３４と並列に設けられた抵抗素子３５とを含む点で、図１２に示すバイパス回路３０の接続アーム３６と異なる。各抵抗素子３３の抵抗値は互いにほぼ等しい値に設定される。これによって、ダイオード素子３２ごとに分担される電圧がほぼ等しくなるので、ダイオード素子３２の破損を防止することができる。
　さらに、抵抗素子３３の抵抗値は、電力系統の正常時に高電位側ノード５０ｐから低電位側ノード５０ｎの方向に各抵抗素子３３を介して電流がほとんど流れないように、比較的高い値に設定される。また、スイッチング素子３４が図１３（ｃ）（ｄ）に例示するような非線形素子によって構成される場合には、各抵抗素子３３および抵抗素子３５を介して流れる電流によって抵抗素子３５に生じる電圧がスイッチング素子３４の閾値電圧（通電開始電圧）に達しないように、抵抗素子３３，３５の抵抗値が設定される。
　実施の形態３．
　［電力変換装置の起動時の問題点］
　実施の形態３は、実施の形態２の電力変換装置１０１において各アーム回路６にフルブリッジ型または混合型の変換器セル２１Ｆ，２１ＨＹＢとハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈとが混在している場合を扱う。さらに、バイパス回路３０の接続アーム３６に設けられたスイッチング素子３４が図１３（ｃ）（ｄ）に例示するような非線形素子によって構成される場合を扱う。このような場合には、次に説明するような電力変換装置１０１の起動時の問題がある。
　図１を参照して、電力変換装置１０１の起動時には、交流回路２と電力変換装置１０１との間に設けられた遮断器（不図示）が投入される。これによって、交流回路２からの交流電力によって各変換器セル２１に設けられた直流コンデンサ２４が充電される。各変換器セル２１は、通常、各変換器セル２１に設けられた直流コンデンサ２４の充電電圧を電源として動作するので（必ずしもこの電源構成に限定されるわけでないが）、直流コンデンサ２４の充電がある程度進むまでは動作しない。直流コンデンサ２４の電圧が上昇して規定値に達するまでの間、各変換器セル２１の全ての半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄは開状態（オフ状態）である。
　上記の場合の起動時には、フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆ（および混合型の変換器セル２１ＨＹＢ）の直流コンデンサ２４は、ハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈの直流コンデンサ２４に比べて２倍の速さで充電される。なぜなら、図３（ａ）を参照して、ハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈでは、高電位側の入出力端子２６ｐから低電位側の入出力端子２６ｎの方向に電流が変換器セル２１Ｈに流入するときには、直流コンデンサ２４が充電されるが、逆方向の電流の場合には直流コンデンサ２４は充電されない。これに対して、フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆ（および混合型の変換器セル２１ＨＹＢ）の場合には、どちらの方向の電流の場合にも直流コンデンサ２４は充電されるからである。低電位側の入出力端子２６ｎから高電位側の入出力端子２６ｐの方向である上向きの電流によって直流コンデンサ２４が充電中の場合には、直流コンデンサ２４は、バイパス回路３０に電流が流れるような向きの電圧を発生する。
　したがって、電力変換装置１０１の起動時に制御装置５による制御が開始される前に、フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆ（または混合型の変換器セル２１ＨＹＢ）の直流コンデンサ２４の充電電圧が、バイパス回路３０の接続アーム３６に設けられたスイッチング素子３４の閾値電圧を超えるとスイッチング素子３４で通電が生じてしまうという問題が生じる。スイッチング素子３４が繰り返しの通電に耐え得るようなものであれば構わないが、そうでない場合にはスイッチング素子３４が起動時に通電しないように回路的に工夫する必要がある。たとえば、以下のような対策が考えられる。
　［起動時の問題点の対策例］
　（１）　フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆの半導体スイッチング素子駆動用の電源回路をできるだけ低電圧で動作可能なもの（「低電圧回路」と称する）にする。
　できるだけ低電圧でフルブリッジ型の変換器セル２１Ｆを起動させ、変換器セル２１Ｆの起動後に、図３（ｂ）のフルブリッジ型の変換器セル２１Ｆの半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄのうちいずれか１つを閉状態（オン状態）にする。これによって、交流の１周期のうちの半周期でのみしか直流コンデンサ２４の充電が生じないようにすることができる。なお、フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆにおいて、半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｄのいずれか一方を閉状態（オン状態）としたときには、正側の入出力端子２６ｐから負側の入出力端子２６ｎの方向（図で下向きの方向）に電流が流れる場合にコンデンサ２４が充電されるので、ハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈと全く同等の動作となる。半導体スイッチング素子２２ｂ，２２ｃのいずれか一方を閉状態（オン状態）としたときには、負側の入出力端子２６ｎから正側の入出力端子２６ｐの方向（図で上向きの方向）に電流が流れる場合にコンデンサ２４が充電される。
　図３（ｃ）の混合型の変換器セル２１ＨＹＢの場合も同様に、３つの半導体スイッチング素子２２のうちいずれか１つを閉状態（オン状態）にすることによって充電速度を遅らせることができる。
　ところで、フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆにおいて、半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｄの一方をオンするように制御を切替えるまでは、フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆの方が、ハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈよりもコンデンサ２４の電圧上昇が大きい。したがって、制御の切替え後、同じ速度でフルブリッジ型の変換器セル２１Ｆのコンデンサ２４とハーフブリッジ型の変換器セル２４Ｈのコンデンサ２４とを充電すると、フルブリッジ型セル２１Ｆの方が先に規定電圧に到達してしまうという問題がある。この問題を回避するために、たとえば、フルブリッジ型セル２１Ｆのコンデンサ２４の容量をハーフブリッジ型セル２１Ｈのコンデンサ２４の容量よりも大きくすればよい。この問題の他の回避方法については、次項（２）で説明する。
　（２）　フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆ専用の起動回路を設ける。図１５は、実施の形態３の電力変換装置において、フルブリッジ型の変換器セルに設けられる起動回路５５の接続を示す回路図である。図１６は、図１５の起動回路５５の動作を示すフローチャートである。
　図１５および図１６を参照して、起動回路５５は、直流コンデンサ２４の充電電圧によって駆動する回路であり、できるだけ低電圧で動作可能なように構成される。起動回路５５は、図１の交流回路２と電力変換装置１０１との間の遮断器（不図示）の投入後に（ステップＳ２００）、直流コンデンサ２４の充電電圧が起動電圧を超えると動作を開始する（ステップＳ２１０でＹＥＳ）。起動電圧はできるだけ低電圧にする。起動回路５５が動作するまでは、半導体スイッチング素子２２ａ～２２ｄは全て開状態（オフ状態）である。
　起動回路５５は、動作開始後に変換器セル２１Ｆの半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｄのいずれか一方を閉状態（オン状態）にする（ステップＳ２２０）。他の半導体スイッチング素子は開状態（オフ状態）である。これによってハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈと同様に、交流の１周期のうちの半周期でのみしか直流コンデンサ２４の充電が生じないようにすることができる。
　次に、起動回路５５は、コンデンサ２４の電圧を検出し、コンデンサ２４の電圧が規定値に達しているか否かを判断する（ステップＳ２３０）。コンデンサ２４の電圧が規定値に達している場合には（ステップＳ２３０でＹＥＳ）、半導体スイッチング素子２２ｂ，２２ｄの両方または半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｃの両方を閉状態（オン状態）にする（ステップＳ２４０）。言い替えると、フルブリッジを構成する４個のアームのうち上側同士あるいは下側同士の隣接するアーム上の２個のスイッチング素子を閉状態（オン状態）にする。これによって、コンデンサ２４をバイパスして電流が流れるようになるので、コンデンサ２４の充電を停止することができる。
　なお、上記（１）の場合と同様に、ステップＳ２２０において、起動回路５５によって閉状態（オン状態）にする半導体スイッチング素子は、半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄのうちのいずれの１つであっても構わない。混合型の変換器セル２１ＨＹＢの場合には、３つの半導体スイッチング素子２２のうちいずれか１つを閉状態（オン状態）にする。
　上記のステップＳ２４０において、混合型の変換器セル２１ＨＹＢ（図３（ｃ）参照）の場合にも、混合型ブリッジを構成する４個のアームのうち上側同士あるいは下側同士の隣接するアーム上に設けられている２個の半導体スイッチング素子を閉状態（オン状態）にする。たとえば、図３（ｃ）に示された変換器セル２１ＨＹＢの場合には、半導体スイッチング素子２２ｂ，２２ｄを閉状態（オン状態）にする。
　図１７は、図１６の変形例のフローチャートである。図１５および図１７を参照して、起動回路５５が動作を開始するまで（ステップＳ２００，Ｓ２１０）は、図１６の場合と同様であるので説明を繰り返さない。
　起動回路５５は、動作開始後に変換器セル２１Ｆを構成する半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｄのいずれか一方を一定時間オン状態（閉状態）に制御した第１の制御状態（ステップＳ２５０）と、半導体スイッチング素子（２２ａ，２２ｃ）あるいは（２２ｂ、２２ｄ）を一定時間オン状態（閉状態）に制御した第２の制御状態（ステップＳ２６０）とを交互に繰り返す（ステップＳ２５０とステップＳ２６０はどちらを先に実行しても構わない）。これによって、ハーブブリッジセル２１Ｈのコンデンサ２４の充電速度よりも、フルブリッジセル２１Ｆのコンデンサ２４の充電速度を遅くすることができる。
　上記のステップＳ２５０およびＳ２６０の繰り返しは、コンデンサ２４の電圧が規定値に達して充電が終了となるまで（ステップＳ２７０でＹＥＳとなるまで）繰り返される。充電終了時にハーフブリッジセル２１Ｈのコンデンサ２４の電圧とフルブリッジセル２１Ｆのコンデンサ２４の電圧が等しくなるように、ステップＳ２５０の一定時間とステップＳ２６０の一定時間との割合が調整される。
　なお、ステップＳ２５０において、起動回路５５によって閉状態（オン状態）にする半導体スイッチング素子は、半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄのうちのいずれの１つであっても構わない。混合型の変換器セル２１ＨＹＢの場合には、３つの半導体スイッチング素子２２のうちいずれか１つを閉状態（オン状態）にする。
　上記のステップＳ２６０において、起動回路５５によって閉状態（オン状態）にする半導体スイッチング素子は、半導体スイッチング素子２２ｂ，２２ｄに代えて、半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｃであってよい（すなわち、フルブリッジの上側同士あるいは下側同士の隣接するアーム上に設けられている２個の半導体スイッチング素子が閉状態（オン状態）とされる）。混合型の変換器セル２１ＨＹＢ（図３（ｃ）参照）の場合には、下側の隣接するアーム上に設けられている２個の半導体スイッチング素子が閉状態（オン状態）とされる。たとえば、図３（ｃ）に示された変換器セル２１ＨＹＢの場合には、半導体スイッチング素子２２ｂ，２２ｄを閉状態（オン状態）にする。
　（３）　フルブリッジ型を構成する半導体スイッチング素子のいずれか１つと並列にノーマリークローズのスイッチを設ける。
　図１８は、図３（ｂ）のフルブリッジ型の変換器セルの変形例を示す回路図である。図１８の変換器セル２１Ｆは、半導体スイッチング素子２２ｄと並列に設けられたノーマリークローズ（起動時に閉状態）のスイッチ２７を含む点で図３（ｂ）の変換器セル２１Ｆと異なる。図１８のその他の点は図３（ｂ）と同じである。
　図１８の構成とすることによって、ハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈと同様に、電力変換装置１０１の起動時に交流の１周期のうちの半周期でのみしか直流コンデンサ２４の充電が生じないようにすることができる。電力変換装置１０１の起動後にスイッチ２７を開状態（オフ状態）にする。スイッチ２７は機械的スイッチでもよいし、半導体スイッチでもよい。
　なお、スイッチ２７は、半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄのうちのいずれの１つと並列に接続しても構わない。混合型の変換器セル２１ＨＹＢの場合には、３つの半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｂ，２２ｄあるいはフリーホイールダイオード２３ｃのうちいずれか１つと並列にスイッチ２７を接続する。
　（４）　スイッチング素子３４と並列に抵抗素子を接続する。この抵抗素子の抵抗値は、電力変換装置１０１の起動時に、抵抗素子に生じる電圧によってスイッチング素子３４が通電しないように比較的小さい値に設定される。図１４（ａ）（ｂ）で説明したバイパス回路３０も同様の機能を有するように抵抗素子３５の抵抗値を設定できる。
　（５）　スイッチング素子３４と並列に非線形素子を設ける。図１９は、図１２のバイパス回路のさらに他の変形例を示す回路図である。
　図１９のバイパス回路３０は、スイッチング素子３４と並列に接続された非線形素子３８をさらに含む点で図１２のバイパス回路３０の接続アーム３６と異なる。非線形素子３８は、例えばツェナーダイオードなどであり、電圧が閾値以上で電流が急増するという非線形の電流電圧特性を有する素子である。非線形素子３８の閾値電圧はスイッチング素子３４の閾値電圧よりも小さく設定される。
　上記図１９の構成によれば、各変換器セル２１のコンデンサ２４を初期充電する場合などのように電流が小さな場合には、バイパス回路３０の接続アーム３６には非線形素子３８を通して電流が流れる。直流回路４の短絡事故時などで大電流が流れた場合には、非線形素子３８の主電極間の電圧が増加することによりスイッチング素子３４の閾値電圧を超過する結果、スイッチング素子３４を通して電流が流れるようになる。これによって、初期充電時などにおいてスイッチング素子３４を不要に通電させることを回避できる。
　図１９の場合においても、図１４（ａ）で説明したように、各ダイオード素子３２としてアバランシェダイオードを用い、スイッチング素子３４および非線形素子３８の両方と並列に、漏れ電流を流すための抵抗素子３５を設けてもよい。もしくは、図１４（ｂ）で説明したように、各ダイオード素子３２と並列に抵抗素子３３を設け、スイッチング素子３４および非線形素子３８の両方と並列に抵抗素子３５を設けてもよい。これらの回路構成によって、各ダイオード素子３２によって分担される電圧の均一化を図ることができる。
　実施の形態４．
　実施の形態４では、直流回路４の事故時に変換回路１からバイパス回路３０への短絡電流の完全な転流を、フルブリッジ型の変換器セル２１Ｆを用いずにハーフブリッジ型の変換器セル２１Ｈのみを用いて実現する手段について説明する。
　図２０は、実施の形態４による電力変換装置の概略構成図である。図２０の電力変換装置１０３は、正側スイッチ２９ｐと負側スイッチ２９ｎをさらに含む点で図１の電力変換装置１０１と異なる。正側スイッチ２９ｐおよび負側スイッチ２９ｎ（総称する場合、スイッチ２９と記載する）は、各レグ回路１２ｕ，１２ｖ，１２ｗが共通に接続される正側直流端子Ｎｐおよび負側直流端子Ｎｎと、バイパス回路３０が接続される正側直流端子Ｎｐ２および負側直流端子Ｎｎ２とを分離するために設けられる。
　より具体的には、バイパス回路３０が接続される第２の正側直流端子Ｎｐ２は、正側直流端子Ｎｐと直流回路４とを接続する直流線路上に設けられる。正側スイッチ２９ｐは、正側直流端子Ｎｐと第２の正側直流端子Ｎｐ２との間に設けられ、正側直流端子Ｎｐと第２の正側直流端子Ｎｐ２との間を導通または非導通に切り替える。
　同様に、バイパス回路３０が接続される第２の負側直流端子Ｎｎ２は、負側直流端子Ｎｎと直流回路４とを接続する直流線路上に設けられる。正側スイッチ２９ｐは、負側直流端子Ｎｎと第２の負側直流端子Ｎｎ２との間に設けられ、負側直流端子Ｎｎと第２の負側直流端子Ｎｎ２との間を導通または非導通に切り替える。
　スイッチ２９は、機械式スイッチであってもよいし、半導体スイッチであってもよい。また、スイッチ２９はノーマリークローズであることが望ましい。図２０のその他の点は図２と同様であるので、同一または対応する部分には同一の参照符号を付して説明を繰り返さない。
　図２１は、図２０の電力変換装置の制御動作の一例を示すフローチャートである。図２０および図２１を参照して、電力系統に事故が生じていない場合には、制御装置５は図１０の場合と同様の通常制御を行う（ステップＳ３００）。さらにこの場合に、制御装置５は、スイッチ２９（２９ｐ，２９ｎ）を閉状態（オン状態）となるように制御する。
　次に、制御装置５は、直流回路４側で短絡事故を検出した場合（例えば、アーム電流Ｉｐｕ，Ｉｐｖ，Ｉｐｗ，Ｉｎｕ，Ｉｎｖ，Ｉｎｗの絶対値が閾値を超えている場合、もしくはアーム電流各相合計値が閾値を超えている場合）に（ステップＳ３１０でＹＥＳ）、各アーム回路６を構成する全ての変換器セル２１Ｈの半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｂを開状態（オフ状態）にするとともに、スイッチ２９（２９ｐ，２９ｎ）を開状態（オフ状態）に制御する（ステップＳ３２０）。
　たとえば、直流回路４で短絡事故が生じている場合には、過大なアーム電流が検出される（ステップＳ３１０でＹＥＳ）。この場合に、スイッチ２９を開状態（オフ状態）にすることによって、変換回路１からバイパス回路３０への短絡電流の完全な転流が実現できる。
　実施の形態５．
　実施の形態５では、実施の形態の変形例として、バイパス回路３０の接続アーム３６がダイオード素子３２を含まずにスイッチのみで構成されている場合について説明する。
　図２２は、実施の形態５による電力変換装置の概略構成図である。図２２の電力変換装置１０４におけるバイパス回路３０は、正側接続アーム３６ａが正側スイッチ５２ｐのみを含み、負側接続アーム３６ｂが負側スイッチ５２ｎのみを含む点で図１の電力変換装置１０１のバイパス回路３０と異なる。正側スイッチ５２ｐは、正側直流端子Ｎｐと正側中間ノードＮｐｄとの間に接続され、正側直流端子Ｎｐと正側中間ノードＮｐｄとの間を導通または非導通に切り替える。負側スイッチ５２ｎは、負側直流端子Ｎｎと負側中間ノードＮｎｄとの間に接続され、負側直流端子Ｎｎと負側中間ノードＮｎｄとの間を導通または非導通に切り替える。
　正側スイッチ５２ｐおよび負側スイッチ５２ｎ（総称する場合、スイッチ５２と記載する）は、機械式スイッチであってもよいし、半導体スイッチであってもよい。また、正側接続アーム３６ａは、複数のスイッチ５２ｐが直列または並列に接続されることによって構成されていてもよく、負側接続アーム３６ｂは、複数のスイッチ５２ｎが直列または並列に接続されることによって構成されていてもよい。
　図２３は、図２２の電力変換装置の制御動作の一例を示すフローチャートである。図２２および図２３を参照して、電力系統に事故が生じていない場合には、制御装置５は図１０の場合と同様の通常制御を行う（ステップＳ４００）。さらにこの場合に、制御装置５は、スイッチ５２（５２ｐ，５２ｎ）を開状態（オフ状態）となるように制御する。
　次に、制御装置５は、直流回路４側で短絡事故を検出した場合（例えば、アーム電流Ｉｐｕ，Ｉｐｖ，Ｉｐｗ，Ｉｎｕ，Ｉｎｖ，Ｉｎｗの絶対値が閾値を超えている場合、もしくはアーム電流各相合計値が閾値を超えている場合）に（ステップＳ４１０でＹＥＳ）、各アーム回路６を構成する全ての変換器セル２１Ｈ，２１Ｆの半導体スイッチング素子２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄを開状態（オフ状態）にするとともに、スイッチ５２（５２ｐ，５２ｎ）を閉状態（オン状態）に制御する（ステップＳ４２０）。
　上記の実施の形態５の電力変換装置１０４によっても、実施の形態１の場合と同様に、保護回路としてのバイパス回路３０に必要なダイオード素子の数を削減することができる。また、変換回路１を構成する各アーム回路６に少なくとも１つのフルブリッジ型または混合型の変換器セル２１Ｆ，２１ＨＹＢを含めることによって、直流回路４の短絡故障時に直流短絡電流ＳＣＣの経路を変換回路１からバイパス回路３０に完全に転流することができる。
　今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものでないと考えられるべきである。この発明の範囲は上記した説明ではなくて請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。
　１　変換回路、２　交流回路、３　連系変圧器、４　直流回路、５　制御装置、６　アーム回路、６ａ　正側アーム回路、６ｂ　負側アーム回路、７ａ，７ｂ　リアクトル、１２　レグ回路、２１　変換器セル、２１Ｆ　フルブリッジ型セル、２１Ｈ　ハーフブリッジ型セル、２２ａ，２２ｂ，２２ｃ，２２ｄ　半導体スイッチング素子、２３ａ，２３ｂ，２３ｃ，２３ｄ　ダイオード、２４　直流コンデンサ、２６ｎ，２６ｐ　入出力端子、２７　スイッチ、２８Ｆ，２８Ｈ，２８ＨＹＢ　ブリッジ回路、２９ｎ，５２ｎ　負側スイッチ、２９ｐ，５２ｐ　正側スイッチ、３０　バイパス回路、３１ａｕ，３１ａｖ，３１ａｗ　正側アーム、３１ｂｕ，３１ｂｖ，３１ｂｗ　負側アーム、３２　ダイオード素子、３３，３５　抵抗素子、３６ａ　正側接続アーム、３６ｂ　負側接続アーム、３７　全波整流回路、３８　非線形素子、４３　サイリスタ、４５　機械的スイッチ、４６　放電ギャップ、４７　制御器、５５　起動回路、８０　三相変圧器、１０１，１０３，１０４　電力変換装置、Ｎｎ，Ｎｎ２　負側直流端子、Ｎｎｄ，Ｎｐｄ　中間ノード、Ｎｐ，Ｎｐ２　正側直流端子、Ｎｕ，Ｎｖ，Ｎｗ　交流端子。

Claims (20)

  1. 　交流回路と直流回路との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
    　前記交流回路に接続された複数の交流接続部と前記直流回路に接続された正側直流端子との間にそれぞれ接続された複数の正側アーム回路と、
    　前記複数の交流接続部と前記直流回路に接続された負側直流端子との間にそれぞれ接続された複数の負側アーム回路と、
    　バイパス回路とを備え、
    　各前記正側アーム回路および各前記負側アーム回路は、互いに直列接続された複数の変換器セルを含み、
    　各前記変換器セルは、
    　エネルギー蓄積器と、
    　前記エネルギー蓄積器と外部との接続を切り替えるためのブリッジ回路とを含み、
    　前記バイパス回路は、
    　前記複数の交流接続部と正側中間ノードと負側中間ノードとの間に接続され、前記複数の交流接続部に生成される交流電圧を前記正側中間ノードと前記負側中間ノードとの間に直流電圧として出力可能に構成された全波整流回路と、
    　前記正側中間ノードと前記正側直流端子との間に接続され、前記正側直流端子から前記正側中間ノードの方向の電流を阻止する正側接続アームと、
    　前記負側中間ノードと前記負側直流端子との間に接続され、前記負側中間ノードから前記負側直流端子の方向の電流を阻止する負側接続アームとを含む、電力変換装置。
  2. 　前記全波整流回路を構成する各アームは、前記負側中間ノードから前記正側中間ノードの方向が順方向となるように互いに直列に接続された複数のダイオード素子を含み、
    　前記正側接続アームは、前記正側中間ノードから前記正側直流端子の方向が順方向となるように互いに直列に接続された複数のダイオード素子を含み、
    　前記負側接続アームは、前記負側直流端子から前記負側中間ノードの方向が順方向となるように互いに直列に接続された複数のダイオード素子を含む、請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記正側接続アームおよび前記負側接続アームの各々は、前記複数のダイオード素子と直列に接続されたスイッチング素子をさらに含む、請求項２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記スイッチング素子は、第１の閾値以上の電圧が印加されると電流が流れて端子間電圧が低下する非線形の電流電圧特性を有する、請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記正側接続アームおよび前記負側接続アームの各々は、前記スイッチング素子と並列に接続された非線形素子をさらに含み、
    　前記非線形素子は、第２の閾値以上の電圧が印加されると電流が流れて端子間電圧が低下する非線形の電流電圧特性を有し、
    　前記第２の閾値は前記第１の閾値よりも小さい、請求項４に記載の電力変換装置。
  6. 　前記正側接続アームおよび前記負側接続アームの各々は、前記スイッチング素子と並列に接続された第１の抵抗素子をさらに含む、請求項３～５のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  7. 　前記全波整流回路を構成する各アーム、前記正側接続アーム、および前記負側接続アームの各々に含まれる各前記ダイオード素子は、アバランシェダイオードである、請求項２～６のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  8. 　前記全波整流回路を構成する各アーム、前記正側接続アーム、および前記負側接続アームの各々は、前記複数のダイオード素子とそれぞれ並列に接続された複数の第２の抵抗素子をさらに含む、請求項２または６に記載の電力変換装置。
  9. 　前記電力変換装置は第１の動作モードと第２の動作モードとを有し、
    　前記第１の動作モードにおいて、前記スイッチング素子はオフ状態に制御され、
    　前記第２の動作モードにおいて、前記スイッチング素子はオン状態に制御され、
    　前記直流回路の短絡故障が検出されたとき、前記電力変換装置の動作モードは前記第１の動作モードから前記第２の動作モードに切替えられる、請求項３に記載の電力変換装置。
  10. 　各前記変換器セルに含まれる前記ブリッジ回路は、ハーフブリッジ型である、請求項１～９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  11. 　前記バイパス回路の前記正側接続アームは、前記正側直流端子と前記直流回路との間の直流線路上に設けられた第２の正側直流端子に接続され、
    　前記バイパス回路の前記負側接続アームは、前記負側直流端子と前記直流回路との間の直流線路上に設けられた第２の負側直流端子に接続され、
    　前記電力変換装置は、
    　前記正側直流端子と前記第２の正側直流端子との間に接続され、前記正側直流端子と前記第２の正側直流端子と間を導通または非導通に切り替え可能な正側スイッチと、
    　前記負側直流端子と前記第２の負側直流端子との間に接続され、前記負側直流端子と前記第２の負側直流端子と間を導通または非導通に切り替え可能な負側スイッチとをさらに備える、請求項１０に記載の電力変換装置。
  12. 　前記電力変換装置は第１の動作モードと第２の動作モードとを有し、
    　前記第１の動作モードにおいて、前記正側スイッチおよび前記負側スイッチはオン状態に制御され、
    　前記第２の動作モードにおいて、前記正側スイッチおよび前記負側スイッチはオフ状態に制御され、
    　前記直流回路の短絡故障が検出されたとき、前記電力変換装置の動作モードは前記第１の動作モードから前記第２の動作モードに切替えられる、請求項１１に記載の電力変換装置。
  13. 　各前記正側アーム回路および各前記負側アーム回路は、フルブリッジ型または混合型のブリッジ回路を含む少なくとも１つの第１の変換器セルと、ハーフブリッジ型のブリッジ回路を含む少なくとも１つの第２の変換器セルとを含む、請求項１～９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  14. 　前記エネルギー蓄積器はコンデンサであり、
    　各前記第１の変換器セルに設けられた前記コンデンサの容量は、各前記第２の変換器セルに設けられた前記コンデンサの容量よりも大きい、請求項１３に記載の電力変換装置。
  15. 　各前記第１の変換器セルは、起動回路を含み、
    　前記起動回路は、前記エネルギー蓄積器の充電電圧によって起動する低電圧回路であり、
    　前記起動回路は、起動後に、ブリッジ回路を構成するいずれか１つの半導体スイッチング素子をオン状態に制御し、残りの半導体スイッチング素子をオフ状態に制御する、請求項１３に記載の電力変換装置。
  16. 　前記起動回路は、前記エネルギー蓄積器の充電電圧が規定電圧に到達したら、前記エネルギー蓄積器の同一端子に接続された２個のアーム上に設けられた２個の半導体スイッチング素子をオン状態にする、請求項１５に記載の電力変換装置。
  17. 　各前記第１の変換器セルは、起動回路を含み、
    　前記起動回路は、前記エネルギー蓄積器の充電電圧によって起動する低電圧回路であり、
    　前記起動回路は、起動後に、ブリッジ回路を構成するいずれか１つの半導体スイッチング素子をオン状態に制御する第１の制御状態と、ブリッジ回路を構成する４個のアームのうち前記エネルギー蓄積器の同一端子に接続された２個のアーム上に設けられた２個の半導体スイッチング素子をオン状態に制御する第２の制御状態とを、それぞれ一定時間ずつ交互に繰り返す、請求項１３に記載の電力変換装置。
  18. 　各前記第１の変換器セルは、フルブリッジまたは混合型ブリッジを構成するいずれか１つの半導体スイッチング素子と並列に接続されたノーマリークローズのスイッチを含む、請求項１３に記載の電力変換装置。
  19. 　交流回路と直流回路との間で電力変換を行う電力変換装置であって、
    　前記交流回路に接続された複数の交流接続部と前記直流回路に接続された正側直流端子との間にそれぞれ接続された複数の正側アーム回路と、
    　前記複数の交流接続部と前記直流回路に接続された負側直流端子との間にそれぞれ接続された複数の負側アーム回路と、
    　バイパス回路とを備え、
    　各前記正側アーム回路および各前記負側アーム回路は、互いに直列接続された複数の変換器セルを含み、
    　各前記変換器セルは、
    　エネルギー蓄積器と、
    　前記エネルギー蓄積器と外部との接続を切り替えるためのブリッジ回路とを含み、
    　前記バイパス回路は、
    　前記複数の交流接続部と正側中間ノードと負側中間ノードとの間に接続され、前記複数の交流接続部に生成される交流電圧を前記正側中間ノードと前記負側中間ノードとの間に直流電圧として出力可能に構成された全波整流回路と、
    　前記正側中間ノードと前記正側直流端子との間に接続され、前記正側中間ノードと前記正側直流端子との間を導通または非導通に切り替え可能な正側スイッチと、
    　前記負側中間ノードと前記負側直流端子との間に接続され、前記負側直流端子と前記負側中間ノードとの間を導通または非導通に切り替え可能な負側スイッチとを含む、電力変換装置。
  20. 　前記電力変換装置は第１の動作モードと第２の動作モードとを有し、
    　前記第１の動作モードにおいて、前記正側スイッチおよび前記負側スイッチはオフ状態に制御され、
    　前記第２の動作モードにおいて、前記正側スイッチおよび前記負側スイッチはオン状態に制御され、
    　前記直流回路の短絡故障が検出されたとき、前記電力変換装置の動作モードは前記第１の動作モードから前記第２の動作モードに切替えられる、請求項１９に記載の電力変換装置。
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