JP3558324B2 - 電圧駆動型素子のゲート駆動装置 - Google Patents
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【発明の属する技術分野】
この発明は、電力変換装置に適用されている、FET(電界効果トランジスタ)やIGBT(絶縁ゲートパイポーラトランジスタ)などの電圧駆動型素子のゲート駆動装置に関する。
【0002】
【従来の技術】
図5に3レベル電圧形インバータ回路の1相分の回路構成を示す。同図において、Q1〜Q4はスイッチング素子としてのIGBTであり、以下、電圧駆動型素子としてIGBTの例につき説明する。
IGBTQ1とQ2をオンすることで正の直流電圧を、IGBTQ2とQ3をオンすることで零電圧を、また、IGBTQ3とQ4をオンすることで負の直流電圧を出力するようになっており、出力電圧が正の電圧→零電圧→負の電圧を順次繰り返すことにより、直流電圧を交流電圧に変換するものである。
【0003】
1a〜1dはゲート駆動装置であり、これはIGBTをオン・オフさせる通常の機能と、IGBTに過電流が流れたときこれを検出し、IGBTを破壊することなく遮断するための保護機能を有している。また、2はIGBTを制御する制御装置、3a〜3dは制御装置2からIGBTのオン・オフ信号を伝達する信号線、4a〜4dはゲート駆動装置1a〜1dで検出したIGBTの故障の有無を制御装置2に伝達する信号線である。
【0004】
図6にゲート駆動装置の具体例を示す。
通常動作では、図示されない制御装置から信号が入力されると、インターフェイス回路7ではオン信号ならばトランジスタTR1をオン,TR2をオフしてIGBTのゲート・エミッタ間電圧VGE(図ではVGE:以下同じ)をP15の順バイアス電圧としてIGBTをオンさせる一方、オフ信号ならばトランジスタTR1をオフ,TR2をオンしてIGBTの電圧VGEをN15の逆バイアス電圧としてIGBTをオフさせる。このとき、過電流を検出する短絡判別回路6は動作しないため信号固定回路5も動作せず、制御装置からの信号はそのままインターフェイス回路7に入力される。
【0005】
次に、制御装置からオン信号が入力されたときにIGBTに過電流が流れる故障動作時には、これを検出して短絡判別回路6が動作し、これによって信号固定回路5および短絡電流遮断回路8を動作させる。短絡電流遮断回路8が動作すると、トランジスタTR3がオンとなるため順バイアス電圧となっているVGEがN15まで放電され、IGBTがオフされる。また、短絡電流遮断回路8が動作している間に制御信号が入力されてIGBTをスイッチングさせることを防止するため、信号固定回路5によってTR1,TR2をオフとして、この状態を一定時間固定する。
【0006】
短絡電流遮断回路は図7に示すように、ダイオードD1、コンデンサC1、ツェナーダイオードZD1、トランジスタTR4等から構成される。
この回路はTR4をオンすることで、動作する。通常動作時、すなわちTR4がオフしている時、コンデンサC1の電圧Vc1はR2を介してP15+N15の電圧となっており、a点の電位はP15である。また、IGBTのゲートGの電位は順バイアス時にはP15、逆バイアス時にはN15であるため、TR3のエミッタEからベースBには電流が流れず、TR3はオンしない。
【0007】
ここで、短絡判別回路6で過電流を検出すると、TR4がオンする。すると、コンデンサC1に蓄えられた電荷が放電できる閉回路が形成され、Vc1はTR4がオンした直後はツェナーダイオードZD1の電圧まで低下し、その後C1と抵抗R1の時定数で低下して行く。これによって、ゲートGの電圧とa点の電圧に電位差が生じ、TR3をオンさせることができる。このとき、TR3のベースB−エミッタE間電圧VBE(図ではVBE:以下同じ)と、ダイオードD1のオン電圧VD1(図ではVD1)の電圧降下があり、TR4のオン直後ではa点の電位はGの電位に比べてこれら2つの電圧降下分高くなっている。そのため、C1の電荷が放電を始めてからこれらの電圧分が放電するまでIGBTは遮断できなくなり、無駄時間が増大する。これを防止するために、ZD1によってこれらの電圧分を低下させている。
【0008】
図8に、短絡が発生してから短絡電流を遮断するまでのIGBT波形を示す。図示のように、短絡時に流れる電流ピーク値は、素子定格のほぼ10倍程度となる。このような電流が流れると、IGBTは図9に示す出力特性の活性領域に入っている。この領域は、IGBTに電圧が印加されていて、しかも電流も流れているところであり、またゲート−エミッタ間電圧VGEを変化させると、それに追従して素子電流Icも変化する特性がある。
【0009】
図8の波形について、図10の等価回路を参照して説明する。
図5には示していないが、実際は全てのIGBTには並列に図10のようなスナバ回路が接続されており、ターンオフ時の主回路インダクタンスLmによるサージ電圧を抑制し、IGBTの破壊を防ぐようにしている。IGBTの短絡電流遮断を開始し、VGEが上記の時定数で下降すると、図9で説明したIGBTの特性によってIcが同様な時定数で下降する。このとき、インダクタンスLmにはIcの電流変化率−di/dtに比例したエネルギーが発生し、これはスナバ内のコンデンサに充電され、これにより素子電圧はΔVだけ上昇する。このとき、素子印加電圧Ed+ΔVが素子の耐圧を超えない−di/dtとなるよう、ゲート電圧の放電時間を設定することによって、過電圧による素子破壊を防ぐことが出来る。さらに、この放電時間だけでΔVの増加を抑制するため、コンデンサの増加を必要としない。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】
(1)短絡電流遮断時の発生損失大
IGBTの短絡電流遮断時には、上述のようにスナバコンデンサに充電するエネルギーを抑制して素子遮断することができるが、その反面IGBTが活性領域であり素子電圧・電流ともに存在するため、IGBTから発生する損失による発熱が増大し、素子破壊の可能性が高くなる。
(2)短絡電流遮断時の短絡該当アームの動作
上述のように、図5に示した3レベル電力変換回路の1アームの動作は、通常2つのIGBTがオンし、その他のIGBTがオフしている。このときは、オフしている素子にはEdの電圧が印加されている。しかし、3つのIGBTがオンして残りの1つのIGBTがオフとなる動作をすると、オフしているIGBTには2Edの電圧が印加され、責務が2倍になるという問題が生じる。つまり、このような動作は行なってはならず、それ故禁止モードとも呼ばれている。
【0011】
しかるに、短絡電流遮断時にはこの禁止モードとなる可能性がある。そのときの動作を図11,12に示す。
図11の動作で、Q2,Q3オンの零電圧出力モードからQ1,Q2オンの正電圧出力モードに切り替わったとき、Q1が破壊したとする。Q1は、この時点からは導通状態である。これにより、負荷への電流が増加する。次に、再びQ2,Q3オンのモードになると、Q1,Q2,Q3とD02からなる閉回路によって短絡電流が流れる。すると、Q3の短絡判別回路によってこの電流を検出してQ3が短絡電流遮断を開始し、信号固定回路によってこの状態を保持する。この状態でQ2を遮断してQ3,Q4オンの負電圧出力モードになると、Q3,Q4と並列に逆向きに接続されているダイオード(FWD)に負荷電流が流れることで、Q3,Q4がオンの状態となる。この状態は、上述の禁止モードである。
図12の動作も同様に、Q4が破壊しておりQ2,Q3オンのモードとなってQ2,Q3,Q4に短絡電流が流れている状態で、Q1,Q2オンモードになると、Q3に2Edが印加される禁止モードとなる。
したがって、この発明の課題は、短絡電流遮断時の発生損失を減らし、禁止モードを回避できるようにすることにある。
【0012】
【課題を解決するための手段】
IGBTの短絡電流遮断時における発生損失が大きいという課題を解決するために、短絡電流遮断回路のコンデンサC1と並列に、抵抗とMOSFETとの直列回路を接続し、また、ツェナーダイオードZD1の電圧値を変更した。この抵抗値は、図6のオフ抵抗Roffのそれと同じである。また、MOSFETのゲート部にはタイマー10を接続し、短絡を検出した後、通常遮断している素子電流になってからMOSFETをオンするようにした。これにより、短絡電流遮断回路が動作すると、まずZD1の電圧まで低下するが、この電圧は素子電圧VGEの跳ね上がりによって素子破壊しない値に設定され、短絡電流を短時間に減少させている。その後は、図7に示すC1とR1の時定数で短絡電流が減少するが、MOSFETがオンすると通常の遮断を行なう。こうして、遮断時間を短縮し素子責務を軽減する。
【0013】
また、3レベル電力変換回路で短絡電流遮断を行なうと、該当アームが禁止モードになる可能性があるという問題を解決するために、短絡電流遮断が開始されたら該当アームの正極,負極に接続されていない2つの電圧駆動型素子にオン信号を与え、その信号状態で該当アームの全ての信号を固定するようにしている。つまり、正極,負極に接続されていない2つの電圧駆動型素子がオフするモードで禁止モードとなる。このため、2つの電圧駆動型素子をオン状態とすることで、禁止モードとなるのを回避することができる。
【0014】
【発明の実施の形態】
図1はこの発明の第1の実施の形態を説明する説明図で、(a)は構成図、(b)は各部波形図を示す。
図7に示す従来の短絡電流遮断回路と異なる点は、コンデンサC1と並列に抵抗R10とMOSFET(TR10)の直列回路を接続し、TR10のゲートにタイマー10を接続した点、ツェナー電圧がツェナーダイオードZD1とは異なるZD10を用いた点である。
その動作について、説明する。
IGBTに短絡電流が流れると、TR4がオンしてコンデンサC1の電圧Vc1がZD10の電圧まで低下し、これにともないVGEも低下する。この期間の動作を図1(b)の期間▲1▼として示す。その後、コンデンサC1と抵抗R1との時定数によって、VGEが低下する(図1(b)の期間▲2▼参照)。また、TR10のゲートにはタイマー10が接続されており、短絡検出した時点からタイマー時間後にTR10がオンする。また、抵抗R10は通常オフ時のオフ抵抗(図6のRoff参照)と同じであり、TR10がオンすると通常遮断と同様な遮断を行なう。上記タイマー時間は、短絡電流が通常遮断時の電流以下となるまでの時間に設定してあるため、上記のような遮断方式でも破壊することはない。
【0015】
図2にIGBT短絡時における安全動作領域(SOA)を示す。
これは、IGBTをこのSOA内で動作させれば破壊することはなく、この領域外に逸脱すると動作の保証がなされないというものである。よって、ZD10の電圧値を、SOAを逸脱しない値とする。遮断時の軌跡は図2に示すように、実線で示すものがこの発明による場合であり、点線で示す軌跡が従来例による場合である。これにより、従来の短絡電流遮断回路と比べて、図1(b)の期間▲1▼,▲3▼の遮断時間を速くすることができる。
【0016】
図3はこの発明の第2の実施の形態を説明する説明図である。これは、短絡電流遮断時の禁止モードを回避するためのもので、信号固定回路9を付加して構成される。
いま、Q2,Q3オンのモードからQ1,Q2オンのモードに移行したときにQ1が破壊したとする。Q1は、ここから導通状態である。次に、再びQ2,Q3オンのモードになると、Q1,Q2,Q3に短絡電流が流れる。すると、Q3の短絡判別回路(図6の符号6参照)は過電流を検出するので、返送信号線4a〜4dによって制御装置2に伝達する。この信号を受け取った制御装置2からはQ2,Q3にオン信号を出力し、Q1〜Q4の信号を固定する。このとき、Q3は短絡電流遮断しており、信号固定回路9によって入力信号を受け付けないようになっているため、遮断を続ける。この状態を示すのが図3(b)であり、禁止モードにはなっていない。
【0017】
Q2,Q3オンのモードからQ3,Q4オンのモードに移行したときにQ4が破壊したとする。Q4は、ここから導通状態である。次に、再びQ2,Q3オンのモードになると、Q2,Q3,Q4に短絡電流が流れる。すると、Q2の短絡判別回路(図6の符号6参照)が過電流を検出するので、返送信号線4a〜4dによって制御装置2に伝達する。この信号を受け取った制御装置2からはQ2,Q3にオン信号を出力し、Q1〜Q4の信号を固定する。このとき、Q2は短絡電流遮断しており、信号固定回路9によって入力信号を受け付けないようになっているため、遮断を続ける。以上の状態を示すのが図4(b)であり、禁止モードにはなっていない。
以上
【0018】
【発明の効果】
この発明によれば、IGBTの破壊や誤動作によって正常なIGBTに流れる短絡電流を遮断するに当たり、遮断の時定数を変化させることで、IGBTの責務を低減し得る利点が得られる。また、3レベル電力変換回路に用いる場合は、或るアームで短絡が発生したとき、そのアームで短絡電流遮断を行なっていない正常素子の責務を軽減しつつ、回路を停止させることが可能となるという利点がある。
【図面の簡単な説明】
【図1】この発明の第1の実施の形態を説明するための説明図である。
【図2】IGBTの安全動作領域を説明する説明図である。
【図3】図1における禁止モードとその回避方法説明図である。
【図4】図1における別の禁止モードとその回避方法説明図である。
【図5】従来例を示す概要図である。
【図6】図5に示すゲート駆動装置の具体例を示す構成図である。
【図7】図5に示す短絡電流遮断回路の具体例を示す回路図である。
【図8】短絡が発生してから短絡電流を遮断するまでのIGBT波形図である。
【図9】IGBTの出力特性図である。
【図10】短絡時の等価回路説明図である。
【図11】短絡電流遮断時の第1の動作説明図である。
【図12】短絡電流遮断時の第2の動作説明図である。
【符号の説明】
1,1a〜1d…ゲート駆動装置、2…制御装置、3a〜3d,4a〜4d…信号線、Q1〜Q4…絶縁ゲートバイポーラトランジスタ(IGBT)、5,9…信号固定回路、6…短絡判別回路、7…インターフェイス回路、8…短絡電流遮断回路、10…タイマー。
Claims (4)
- 電圧駆動型素子からなる電力変換回路に対し、その各電圧駆動型素子のスイッチングを制御する制御装置と、この制御装置からの信号に基づいて各電圧駆動型素子を駆動するゲート駆動回路と、各電圧駆動型素子のコレクタ−エミッタ間電圧を検出して短絡かどうかを判別する短絡判別回路と、短絡電流を遮断する短絡電流遮断回路とを備えた電圧駆動型素子のゲート駆動装置において、
前記短絡判別回路により前記電圧駆動型素子に短絡電流が流れたことを検出したら、その直後に前記短絡電流遮断回路により電圧駆動型素子のゲート電圧を、ツェナーダイオードとスイッチング素子との直列回路を用いて素子破壊しない電圧まで短時間に低下させて短絡電流を低減することで、短絡初期時の電圧駆動型素子の責務を軽減することを特徴とする電圧駆動型素子のゲート駆動装置。 - 前記短絡電流を一定の時定数で遮断して、電流値が通常遮断している値以下となったところで時定数を変えて通常遮断を行なうことにより、電圧駆動型素子の責務を軽減することを特徴とする請求項1に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動装置。
- 前記電力変換回路が3レベル電力変換回路であるとき、或るアームの前記電圧駆動型素子に短絡電流が流れたことを検出したら、その直後に前記制御装置から該当アームの正極,負極に接続されていない2つの電圧駆動型素子にオン信号を与えることを特徴とする請求項1に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動装置。
- 前記2つの電圧駆動型素子に与えるオン信号を、前記制御装置からの制御信号を一定時間固定する信号固定回路により生成することを特徴とする請求項3に記載の電圧駆動型素子のゲート駆動装置。
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