JP7237938B2 - 車両用灯具およびその点灯回路 - Google Patents

Description

本発明は、点灯回路に関する。

車両用灯具は、一般にロービームとハイビームとを切りかえることが可能である。ロービームは、自車近傍を所定の照度で照明するものであって、対向車や先行車にグレアを与えないよう配光規定が定められており、主に市街地を走行する場合に用いられる。一方、ハイビームは、前方の広範囲および遠方を比較的高い照度で照明するものであり、主に対向車や先行車が少ない道路を高速走行する場合に用いられる。したがって、ハイビームはロービームと比較してより運転者による視認性に優れているが、車両前方に存在する車両の運転者や歩行者にグレアを与えてしまうという問題がある。

近年、車両の周囲の状態にもとづいて、ハイビームの配光パターンを動的、適応的に制御するＡＤＢ（Adaptive Driving Beam）が提案されている。ＡＤＢ技術は、車両の前方の先行車、対向車や歩行者の有無を検出し、車両あるいは歩行者に対応する領域を減光あるいは消灯するなどして、車両あるいは歩行者に与えるグレアを低減するものである。

図１は、ＡＤＢ機能を備える灯具システム１００１のブロック図である。灯具システム１００１は、バッテリ１００２、スイッチ１００４、スイッチングコンバータ１００６、複数の発光ユニット１００８＿１～１００８＿Ｎおよび複数の電流源１０１０＿１～１０１０＿Ｎ、コンバータコントローラ１０１２、配光コントローラ１０１４を備える。

複数の発光ユニット１００８＿１～１００８＿Ｎは、ＬＥＤ（発光ダイオード）やＬＤ（レーザダイオード）などの半導体光源であり、車両前方の仮想鉛直スクリーン上の異なる複数の領域に対応付けられる。複数の電流源１０１０＿１～１０１０＿Ｎは、対応する複数の発光ユニット１００８＿１～１００８＿Ｎと直列に設けられる。ｉ番目（１≦ｉ≦Ｎ）の発光ユニット１００８＿ｉには、電流源１０１０＿ｉが生成する駆動電流Ｉ_{ＬＥＤ ｉ}が流れる。

複数の電流源１０１０＿１～１０１０＿Ｎは、独立にオン、オフ（あるいは電流量）可能に構成される。配光コントローラ１０１４は、所望の配光パターンが得られるように、複数の複数の電流源１０１０＿１～１０１０＿Ｎのオン、オフ（あるいは電流量）を制御する。

定電圧出力のスイッチングコンバータ１００６は、複数の発光ユニット１００８＿１～１００８＿Ｎを期待した輝度で発光させることができるに足る駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを生成する。ｉ番目のチャネルに着目する。ある駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉが流れるときの発光ユニット１００８＿ｉの電圧降下（順電圧）をＶ_Ｆｉとする。また、電流源１０１０＿ｉが、当該駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉを生成するためには、その両端間の電圧がある電圧（以下、飽和電圧と称するＶ_ＳＡＴｉ）より大きくなければならない。そうすると、ｉ番目のチャンネルに関して、以下の不等式が成り立っていなければならない。
Ｖ_ＯＵＴ＞Ｖ_Ｆｉ＋Ｖ_ＳＡＴｉ …（１）
この関係は、全チャンネルにおいて成り立つ必要がある。

特開２００９－０１２６６９号公報 特開２０１５－１３８７６３号公報

課題１．
不等式（１）がいかなる状況下でも成り立つようにするためには、出力電圧Ｖ_ＯＵＴをフィードバックの制御対象とし、式（２）に表されるように、マージンを考慮して出力電圧Ｖ_ＯＵＴの目標値Ｖ_{ＯＵＴ（ＲＥＦ）}を高めに設定し、スイッチングコンバータ１００６の出力電圧Ｖ_ＯＵＴが目標値Ｖ_{ＯＵＴ（ＲＥＦ）}と一致するようにフィードバック制御をかければよい。
Ｖ_{ＯＵＴ（ＲＥＦ）}＝Ｖ_{Ｆ（ＭＥＲＧＩＮ）}＋Ｖ_{ＳＡＴ（ＭＥＲＧＩＮ）} …（２）
Ｖ_{Ｆ（ＴＹＰ）}は、マージンを付加したＶ_Ｆの最大値（もしくは典型値）である。Ｖ_{Ｓ ＡＴ（ＭＥＲＧＩＮ）}は、マージンを付加した飽和電圧Ｖ_ＳＡＴである。

この制御を行うと、飽和電圧Ｖ_{ＳＡＴ（ＭＥＲＧＩＮ）}と実際の飽和電圧Ｖ_ＳＡＴの差分が、電流源１０１０に印加されることになり、無駄な電力損失が発生する。加えて、実際の順電圧Ｖ_Ｆが、Ｖ_{Ｆ（ＭＥＲＧＩＮ）}より低い場合には、それらの差分が電流源１０１０の電圧降下に含まれることになり、無駄な電力損失が発生する。

車両用灯具では、発光ユニットに非常に大きい電流を流す必要があり、また放熱対策がほかの機器に比べて取りにくいことから、電流源における発熱量を極力低減することが求められる。

課題２．
灯具システム１００１が形成する配光パターンの空間分解能は、発光ユニット１００８の個数Ｎで規定される。個数Ｎが数百を超える高分解能な灯具システムでは、素子や回路の間を接続する配線の本数の増加が問題となる。一例として、発光ユニットを縦３０、横３０のマトリクス状に配置した場合、配光コントローラ１０１４と複数の発光ユニット１００８の間は、Ｎ＝９００本の信号線で結線されることとなり、現実的ではない。

図２２は、灯具システム１００１の別の構成例を示す図である。複数の電流源１０１０＿１～１０１０＿Ｎは、ひとつの半導体チップ（駆動ＩＣ）１０２０に集積化される。この駆動ＩＣ１０２０に、インタフェース／デコーダ回路１０２２を搭載し、Ｎ個の電流源１０１０＿１～１０１０＿Ｎに対する制御信号を時分割で伝送することにより、駆動ＩＣ１０２０と配光コントローラ１０１４の間の配線の本数を減らすことができる。高速なシリアル通信を用いれば、配線の本数は数本となる。

本発明者は、図２２の灯具システム１００１について検討した結果、以下の課題を認識するに至った。

図１の灯具システムでは、配光コントローラ１０１４とある電流源１０１０の間を結ぶ配線に異常が生ずると、その配線に対応する発光ユニット１００８が制御不能となる。しかしながら現実的にはＮ本すべての配線に異常が生ずる確率は低いため、直ちに走行不能となるには至らない。

一方、図２２の灯具システムでは、数本の配線１０３０を介してすべての発光ユニット１００８を制御することとなるため、たとえば１本でも配線１０３０に異常が生ずると、すべての発光ユニット１００８が制御不能に陥る。したがって対向車、先行車に眩惑を与えたり、あるいは必要な場所を照射することができない状況が生じうる。

同様の問題は、その他の灯具においても生じうる。図２３は、車両用灯具の別の構成例を示す図である。車両用灯具２００１は、灯具ＥＣＵ２００２、インタフェース回路２０１０、ローカルコントローラ２０２０、配光可変デバイス２０３０、光源２０４０、点灯回路２０５０を含む。

点灯回路２０５０は、光源２０４０を点灯させる。配光可変デバイス２０３０は、独立に制御可能な複数の素子を含み、複数の制御可能素子の状態に応じて配光パターンが形成される。たとえば配光可変デバイス２０３０は、光源２０４０の出射光を反射するＤＭＤ（Digital Mirror Device）であり、画素毎に、反射のオン、オフが制御可能である。

あるいは、バイパス方式の車両用灯具２００１では、光源２０４０は、直列に接続される複数のＬＥＤを含む。配光可変デバイス２０３０は、複数のＬＥＤと並列に接続される複数のバイパススイッチを含む。複数のバイパススイッチのオン、オフに応じて、配光パターンが形成される。

配光可変デバイス２０３０とローカルコントローラ２０２０が、灯具ＥＣＵ２００２とは別の基板２００６に搭載される場合、灯具ＥＣＵ２００２とローカルコントローラ２０２０は、プリント基板上の配線ではなく、通信線２００４を介して接続され、基板２００６には、灯具ＥＣＵ２００２からの制御信号Ｓ１を受信するインタフェース回路２０１０が設けられる。

ローカルコントローラ２０２０は、インタフェース回路２０１０が受信した制御信号Ｓ１を、配光可変デバイス２０３０に含まれる複数の制御可能素子の状態を指示する個別制御信号Ｓ２に変換する。

この場合に通信線２００４やコネクタ、あるいは灯具ＥＣＵ２００２、あるいはさらに上流の車両ＥＣＵ４と灯具ＥＣＵ２００２の間の通信線５に異常が生ずると、配光可変デバイス２０３０が制御不能に陥る。これは、対向車、先行車に眩惑を与えたり、あるいは必要な場所を照射することができないことを意味する。

本発明のある態様は、課題１に鑑みてなされたものであり、その例示的な目的のひとつは、消費電力を低減可能な点灯回路の提供にある。本発明のある態様は課題２に鑑みてなされたものであり、その例示的な目的のひとつは、安全性を高めた車両用灯具の提供にある。

１． 本発明のある態様の点灯回路は、複数の半導体光源を点灯する点灯回路に関する。点灯回路は、それぞれが、複数の半導体光源の対応するひとつと直列に接続されるべき複数の電流源と、複数の半導体光源と複数の電流源が形成する複数の直列接続回路それぞれの両端間に駆動電圧を供給するスイッチングコンバータと、複数の電流源のいずれかの両端間電圧と、温度と正の相関を有する基準電圧との関係にもとづいて、スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、を備える。

２． 本発明のある態様は、複数の半導体光源に駆動電流を供給するドライバ回路に関する。ドライバ回路は、それぞれが、複数の半導体光源の対応するひとつと直列に接続されるべき複数の電流源と、プロセッサと接続され、複数の半導体光源それぞれのオン、オフを指示する制御信号を受信し、制御信号にもとづいて複数の個別制御信号を生成し、複数の電流源のオン、オフを設定するインタフェース回路と、プロセッサとインタフェース回路の間の通信を監視し、異常を検出すると、複数の電流源を、強制的に所定の状態にセットする保護回路と、を備える。

本発明の別の態様は、車両用灯具に関する。車両用灯具は、上位コントローラと、コントローラからの制御信号を受信するインタフェース回路と、配光可変デバイスと、インタフェース回路が受信した制御信号にもとづいて配光可変デバイスを制御するローカルコントローラと、プロセッサとインタフェース回路の通信を監視し、異常を検出すると、配光可変デバイスに所定のパターンを強制的にセットする保護回路と、を備える。

なお、以上の構成要素の任意の組み合わせや、本発明の構成要素や表現を、方法、装置、システムなどの間で相互に置換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明のある態様によれば、消費電力を低減できる。また本発明のある態様によれば、車両用灯具内において異常が生じた場合の機能安全を確保できる。

ＡＤＢ機能を備える灯具システムのブロック図である。 実施の形態１に係る車両用灯具を備える灯具システムのブロック図である。 図２の車両用灯具の動作波形図である。 図４（ａ）は、実施の形態１におけるカソード電圧Ｖ_ＬＥＤの波形図であり、図４（ｂ）は比較技術におけるカソード電圧Ｖ_ＬＥＤの波形図である。 複数の電流源の構成例を示す回路図である。 図６（ａ）は、ＭＯＳトランジスタのＩ－Ｖ特性を示す図であり、図６（ｂ）は、温度とオーバードライブ電圧の関係を示す図である。 実施例１－１に係るコンバータコントローラの回路図である。 ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}を生成する電圧発生回路の一例を示す回路図である。 ボトムリミット電圧ＶＢ_{ＯＴＴＯＭ}を生成する電圧発生回路の別の一例を示す回路図である。 実施例１－２に係るコンバータコントローラの回路図である。 実施例１－３に係るコンバータコントローラの回路図である。 実施例１－４に係るコンバータコントローラの回路図である。 実施例１－５に係るコンバータコントローラの回路図である。 実施例１－６に係るコンバータコントローラの回路図である。 図１４のコンバータコントローラの具体的な回路図である。 オン信号発生回路の変形例の回路図である。 図１７（ａ）～（ｃ）は、電流源の構成例を示す回路図である。 実施の形態２に係る電流ドライバＩＣおよびその周辺回路の回路図である。 電流ドライバＩＣの動作波形図である。 ドライバ一体化光源の平面図および断面図である。 変形例１－３に係る車両用灯具の回路図である。 灯具システムの別の構成例を示す図である。 車両用灯具の別の構成例を示す図である。 実施の形態３に係る車両用灯具を備える灯具システムのブロック図である。 複数の電流源の構成例の回路図である。 ＬＥＤチップの平面図である。 インタフェース回路および保護回路の構成例を示すブロック図である。 図２８（ａ）、（ｂ）は、データ置換回路の構成例を示す回路図である。 ドライバ一体化光源の平面図および断面図である。 変形例３．１に係る車両用灯具の回路図である。 実施の形態４に係る車両用灯具のブロック図である。 変形例４．１に係る車両用灯具のブロック図である。 変形例４．２に係る車両用灯具のブロック図である。

（実施の形態の概要）
１． 本明細書に開示される一実施の形態は、複数の半導体光源を点灯可能に構成される点灯回路に関する。点灯回路は、それぞれが、複数の半導体光源の対応するひとつと直列に接続されるべき複数の電流源と、複数の半導体光源と複数の電流源が形成する複数の直列接続回路それぞれの両端間に駆動電圧を供給するスイッチングコンバータと、複数の電流源のいずれかの両端間電圧と、温度と正の相関を有する基準電圧との関係にもとづいて、スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、を備える。

基準電圧を、電流源が所定量の駆動電流を発生することを保証する最低レベルに規定することで、電流源の電力損失を低減できる。基準電圧を、温度に依存しない一定とした場合、（i）基準電圧を高く定めると、高温状態においても所定量の駆動電流を維持できるが、低温状態における損失が大きくなり、反対に、（ii）基準電圧を低く定めると、低温状態における損失は低減できるが、高温状態において所定量の駆動電流を維持できなくなり、半導体光源の輝度が低下する。これに対して、基準電圧を温度と正の相関をもって変化させることにより、低温状態における低消費電力と、高温状態における駆動電流の維持を両立できる。

コンバータコントローラは、複数の電流源のいずれかの両端間電圧が、基準電圧まで低下したことに応答して、スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタをターンオンしてもよい。

電流源は、カレントミラー回路であってもよい。この場合、カレントミラー回路を構成するＭＯＳトランジスタのピンチオフ電圧（オーバードライブ電圧）あるいはバイポーラトランジスタのコレクタ飽和電圧Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}の温度依存性を基準電圧にもたせることで、消費電力を削減できる。

コンバータコントローラは、定電圧を生成する定電圧源と、温度と正の相関を有する補正電流を生成する補正電流源と、を含み、基準電圧は、補正電流に比例したオフセット電圧を定電圧に加算した電圧であってもよい。

補正電流は、ＰＮ接合の順方向電圧の温度依存性を利用して生成されてもよい。

補正電流源は、直列に接続される少なくともひとつのダイオードと抵抗と、ダイオードに流れる電流をコピーし、補正電流を生成するカレントミラー回路と、を含んでもよい。

複数の半導体光源は第１半導体チップに集積化され、複数の電流源は第２半導体チップに集積化され、第１半導体チップと第２半導体チップは表面同士が接合され、ひとつのパッケージにモジュール化されていてもよい。

一実施の形態において、点灯回路は、車両用灯具に設けることができる。

２． 本明細書に開示される一実施の形態は、複数の半導体光源に駆動電流を供給するドライバ回路に関する。ドライバ回路は、それぞれが、複数の半導体光源の対応するひとつと直列に接続されるべき複数の電流源と、プロセッサと接続され、複数の半導体光源それぞれのオン、オフを指示する制御信号を受信し、制御信号にもとづいて複数の個別制御信号を生成し、複数の電流源のオン、オフを設定するインタフェース回路と、プロセッサとインタフェース回路の通信を監視し、異常を検出すると、複数の電流源それぞれを強制的に所定の状態にセットする保護回路と、を備える。

この実施の形態によると、制御信号が正常に伝送できなくなった場合に、複数の電流源を所定の状態にセットすることで、所定の配光パターンを形成することができ、灯具内において異常が生じた場合の機能安全を確保できる。より具体的には、自車の走行に必要な配光を確保した上で、先行車や対向車の幻惑を抑制でき、高解像度と高い安全性を両立できる。

所定の状態は、ロービームの配光に対応してもよい。

保護回路は、異常を検出すると、異常検出信号をアサートする異常検出回路と、異常検出信号がネゲートのとき、複数の個別制御信号をそのまま出力し、異常検出信号がアサートのとき、所定の値のセットを出力するデータ置換回路と、含んでもよい。

データ置換回路は、異常検出信号を反転し、反転異常検出信号を生成するインバータと、複数の電流源のうち、異常状態においてオンすべき複数の電流源に対応する複数の第１論理ゲートと、複数の電流源のうち、異常状態においてオフすべき複数の電流源に対応する複数の第２論理ゲートと、を含んでもよい。各第１論理ゲートは、異常検出信号および反転異常検出信号の一方と、対応する個別制御信号を受け、その出力を対応する電流源に供給し、各第２論理ゲートは、異常検出信号および反転異常検出信号の他方と、対応する個別制御信号を受け、その出力を対応する電流源に供給してもよい。

保護回路は、制御信号に一定期間、レベル遷移が発生しないときに、異常と判定してもよい。これにより、簡素な回路で、通信の異常を検出できる。

本明細書に開示される一実施の形態は、車両用灯具に関する。車両用灯具は、上位コントローラと、上位コントローラからの制御信号を受信するインタフェース回路と、配光可変デバイスと、インタフェース回路が受信した制御信号にもとづいて配光可変デバイスを制御するローカルコントローラと、上位コントローラとインタフェース回路の間の通信を監視し、異常を検出する異常検出部と、を備える。車両用灯具は、異常が検出されると、配光可変デバイスに所定のパターンが強制的にセットされるよう構成される。

この実施の形態によると、制御信号が正常に伝送できなくなった場合に、配光可変デバイスにセットしたパターンに応じた所望の配光パターンを形成できる。これにより、自車の走行に必要な配光を確保した上で、先行車や対向車の幻惑を抑制でき、安全性を高めることができる。

異常検出部は、さらにローカルコントローラの出力を監視し、異常を検出してもよい。これにより、ローカルコントローラに異常が生じた場合や、ローカルコントローラと配光可変デバイスの間の通信に異常が生じた場合の機能安全を確保できる。

（実施の形態）
以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、キャパシタなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。

＜実施の形態１＞
図２は、実施の形態１に係る車両用灯具１００を備える灯具システム１のブロック図である。灯具システム１は、バッテリ２、車両ＥＣＵ（Electronic Control Unit）４および車両用灯具１００を備える。車両用灯具１００は、ＡＤＢ機能を備える配光可変ヘッドランプであり、車両ＥＣＵ４からの制御信号に応じた配光を形成する。

車両用灯具１００は、複数（Ｎ≧２）の半導体光源１０２＿１～１０２＿Ｎと、灯具ＥＣＵ１１０と、点灯回路２００を備える。半導体光源１０２には、ＬＥＤが好適に用いられるが、ＬＤや有機ＥＬなどその他の発光素子を用いてもよい。各半導体光源１０２は、直列および／または並列に接続された複数の発光素子を含んでもよい。なおチャンネル数Ｎは複数に限定されず１であってもよい。

灯具ＥＣＵ１１０は、スイッチ１１２およびマイコン１１４を備える。マイコン（プロセッサ）１１４は、ＣＡＮ（Controller Area Network）やＬＩＮ（Local Interconnect Network）などのバスを介して車両ＥＣＵ４と接続され、点消灯指示や、その他の情報を受信可能となっている。マイコン１１４は、車両ＥＣＵ４からの点灯指示に応答して、スイッチ１１２をオンする。これによりバッテリ２からの電源電圧（バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴ）が、点灯回路２００に供給される。

またマイコン１１４は、車両ＥＣＵ４からの配光パターンを指示する制御信号を受け、点灯回路２００を制御する。あるいはマイコン１１４は、車両ＥＣＵ４から車両前方の状況を示す情報を受け、この情報にもとづいて配光パターンを自身で生成してもよい。

点灯回路２００は、所望の配光パターンが得られるように、複数の半導体光源１０２＿１～１０２＿Ｎに駆動電流Ｉ_ＬＥＤ１～Ｉ_ＬＥＤＮを供給する。

点灯回路２００は、複数の電流源２１０＿１～２１０＿Ｎと、スイッチングコンバータ２２０と、コンバータコントローラ２３０と、を備える。電流源２１０＿ｉ（ｉ＝１，２，…Ｎ）は、対応する半導体光源１０２＿ｉと直列に接続され、半導体光源１０２＿ｉに流れる駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉを、所定の電流量に安定化する定電流ドライバである。

複数の電流源２１０＿１～２１０＿Ｎは、配光コントローラ１１６が生成するＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭ１～Ｓ_ＰＷＭＮに応じて、個別にオン、オフ制御可能に構成される。ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭｉがオンレベル（たとえばハイ）のとき、駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉが流れ、半導体光源１０２＿ｉが点灯する。ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭｉがオフレベル（たとえばロー）のとき、駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉがゼロとなり、半導体光源１０２＿ｉが消灯する。ＰＷＭ信号Ｓ_{Ｐ ＷＭｉ}のデューティ比を変化させることにより、半導体光源１０２＿ｉの実効的な輝度が変化する（ＰＷＭ調光）。

スイッチングコンバータ２２０は、半導体光源１０２と電流源２１０の直列接続回路の両端間に駆動電圧Ｖ_ＯＵＴを供給する。スイッチングコンバータ２２０は降圧コンバータ（Buckコンバータ）であり、スイッチングトランジスタＭ_１、整流ダイオードＤ_１、インダクタＬ_１、出力キャパシタＣ_１を含む。

電流源２１０が駆動電流Ｉ_ＬＥＤを所定量に維持するためには、その両端間電圧Ｖ_ＣＳが、あるしきい値（飽和電圧Ｖ_ＳＡＴという）より大きくなければならない。コンバータコントローラ２３０は、温度Ｔ_ｊを監視し、複数の電流源２１０のいずれかの両端間電圧Ｖ_ＣＳと、温度Ｔ_ｊと正の相関を有する基準電圧（以下、ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴ ＯＭ}という）との関係にもとづいて、スイッチングコンバータ２２０を制御する。ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}は、飽和電圧Ｖ_ＳＡＴと実質的に同じか、それよりわずかに大きく設定される。

コンバータコントローラ２３０は、リップル制御方式であり、複数の電流源２１０のいずれかの両端間電圧Ｖ_ＣＳがボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}まで低下したことに応答して、スイッチングコンバータ２２０のスイッチングトランジスタＭ_１をターンオンする。図２では、電流源２１０の一端は接地されるため、電流源２１０とそれに対応する半導体光源１０２の接続ノードの電圧Ｖ_ＬＥＤが、電流源２１０の両端間電圧Ｖ_ＣＳとなる。

またコンバータコントローラ２３０は、所定のターンオフ条件が満たされると、制御パルスＳ_１をオフレベル（ハイレベル）に遷移させ、スイッチングトランジスタＭ_１をターンオフする。ターンオフ条件は、スイッチングコンバータ２２０の出力電圧Ｖ_ＯＵＴが所定のアッパーリミット電圧Ｖ_{ＵＰＰＥＲ}に達したことであってもよい。

以上が車両用灯具１００の構成である。続いてその動作を説明する。
図３は、図２の車両用灯具１００の動作波形図である。ここでは理解の容易化のため、Ｎ＝３とする。また複数の電流源２１０＿１～２１０＿Ｎの素子バラツキは無視できるものとする。また、半導体光源１０２の素子バラツキによって、Ｖ_Ｆ１＞Ｖ_Ｆ２＞Ｖ_Ｆ３が成り立っているとする。また理解の容易化のためにＰＷＭ調光は行っていない。

スイッチングトランジスタＭ_１のオフ期間（図中、ロー）において、駆動電流Ｉ_{ＬＥＤ １}～Ｉ_ＬＥＤ３の合計である負荷電流Ｉ_ＯＵＴによってスイッチングコンバータ２２０の出力キャパシタＣ_１が放電され、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが時間とともに低下していく。実際には出力キャパシタＣ_１は、インダクタＬ_１に流れるコイル電流Ｉ_Ｌと負荷電流の差分によって充電または放電されるため、出力電圧Ｖ_ＯＵＴの増減と、スイッチングトランジスタＭ_１のオン、オフは時間軸上で必ずしも一致しない。

電流源２１０の両端間電圧、すなわち電流源２１０と半導体光源１０２の接続ノードの電圧（カソード電圧）Ｖ_ＬＥＤ１～Ｖ_ＬＥＤ３は、以下の式で表される。
Ｖ_ＬＥＤ１＝Ｖ_ＯＵＴ－Ｖ_Ｆ１
Ｖ_ＬＥＤ２＝Ｖ_ＯＵＴ－Ｖ_Ｆ２
Ｖ_ＬＥＤ３＝Ｖ_ＯＵＴ－Ｖ_Ｆ３

したがって、Ｖ_ＬＥＤ１～Ｖ_ＬＥＤ３は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴとの電位差を一定に保ちながら変動する。第１チャンネルの順電圧Ｖ_Ｆ１が最も大きいため、第１チャンネルのカソード電圧Ｖ_ＬＥＤ１が最も低くなる。

第１チャンネルにおいて、カソード電圧Ｖ_ＬＥＤ１がボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯ Ｍ}まで低下すると、スイッチングトランジスタＭ_１がターンオンする。

スイッチングトランジスタＭ_１がターンオンすると、インダクタＬ_１に流れるコイル電流Ｉ_Ｌが増大し、出力電圧Ｖ_ＯＵＴが上昇に転ずる。そして出力電圧Ｖ_ＯＵＴがアッパーリミット電圧Ｖ_{ＵＰＰＥＲ}に達すると、スイッチングトランジスタＭ_１がターンオフする。点灯回路２００はこの動作を繰り返す。

以上が点灯回路２００の動作である。この点灯回路２００によれば、電流源２１０の両端間電圧を、所定の駆動電流Ｉ_ＬＥＤを発生することを保証する最低レベルの近傍に維持することができ、消費電力を低減できる。

別のアプローチ（比較技術）として、エラーアンプを用いて、カソード電圧Ｖ_ＬＥＤ１～Ｖ_ＬＥＤＮの最低電圧を、所定の目標電圧Ｖ_ＲＥＦに近づけるフィードバック制御が考えられる。

図４（ａ）は、実施の形態１におけるカソード電圧Ｖ_ＬＥＤの波形図であり、図４（ｂ）は比較技術におけるカソード電圧Ｖ_ＬＥＤの波形図である。ここに示されるカソード電圧Ｖ_ＬＥＤは、複数のカソード電圧のうちの最低電圧Ｖ_ＭＩＮである。

比較技術では、フィードバックループに設けられた位相補償フィルタの応答特性によって、カソード電圧Ｖ_ＬＥＤ１～Ｖ_ＬＥＤＮの最低電圧Ｖ_ＭＩＮの平均が目標電圧Ｖ_ＲＥＦに近づくことになる。つまり最低電圧Ｖ_ＭＩＮのボトムレベルＶ_{ＭＩＮ＿ＢＯＴＴＯＭ}は、目標電圧Ｖ_ＲＥＦより低くなる。このときのボトムレベルＶ_{ＭＩＮ＿ＢＯＴＴＯＭ}と目標電圧Ｖ_ＲＥＦの差分は、状況に応じて変化し、不定である。回路の安定動作のためには、図４（ｂ）に実線で示すように大きな差分ΔＶを想定して、Ｖ_ＲＥＦを高く規定する必要がある。ところが一点鎖線で示すように差分ΔＶ’が小さい状況が発生すると、カソード電圧Ｖ_ＬＥＤがボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}よりも高くなり、電流源において無駄な電力が消費される。実施の形態１によれば、図４（ａ）に示すように、カソード電圧Ｖ_ＬＥＤのボトムレベルを、ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}に近づけることができるため、比較技術に比べても一層、消費電力を低減できる。

電流源２１０は、半導体光源１０２と直列に設けられたトランジスタを含み、このトランジスタの制御端子（ゲートあるいはベース）の電圧、電流を調節することにより、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを一定量に保つ。図５は、複数の電流源２１０＿１～２１０＿Ｎの構成例を示す回路図である。電流源２１０＿＃（＃＝１，２，…，Ｎ）は、トランジスタＭ_３１，Ｍ_３２を含むカレントミラー回路２１６で構成される。入力側のトランジスタＭ_３１には基準電流源２１８が接続され、出力側のトランジスタＭ_３２には、基準電流Ｉ_ＲＥＦをミラー比（Ｋ）倍した駆動電流Ｉ_ＬＥＤが流れる。トランジスタＭ_３３は、電流源２１０のオン、オフを制御するために設けられており、トランジスタＭ_３１のゲート、ドレインと接地の間に設けられる。Ｓ_ＰＷＭ＃信号がハイのとき、トランジスタＭ_３３がオンとなり、電流源２１０がオフし、駆動電流Ｉ_ＬＥＤがゼロとなる。反対にＳ_ＰＷＭ＃信号がローのとき、トランジスタＭ_３３がオフとなり、電流源２１０がオンとなり、駆動電流Ｉ_{ＬＥ Ｄ}が流れる。

図６（ａ）は、ＭＯＳトランジスタのＩ－Ｖ特性を示す図であり、図６（ｂ）は、温度とオーバードライブ電圧の関係を示す図である。ＭＯＳトランジスタに流れるドレイン電流Ｉ_Ｄは、ドレインソース間電圧Ｖ_ＤＳが、オーバードライブ電圧Ｖ_ＯＤ（あるいはピンチオフ電圧、あるいは単に飽和電圧Ｖ_{ＤＳ（ａｓｔ）}という）より高い領域において一定となる。オーバードライブ電圧Ｖ_ＯＤは、ゲートソース間電圧Ｖ_ＧＳとしきい値電圧Ｖ_{Ｇ Ｓ（ｔｈ）}の差分である。
Ｖ_ＯＤ＝Ｖ_ＧＳ－Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}
しきい値電圧Ｖ_{ＧＳ（ｔｈ）}は温度と負の相関を有するから、オーバードライブ電圧Ｖ _ＯＤは、図６（ｂ）に示すように温度と正の相関を有する。ＭＯＳトランジスタに代えてバイポーラトランジスタを用いる場合、オーバードライブ電圧Ｖ_ＯＤを、コレクタエミッタ間飽和電圧Ｖ_{ＣＥ（ｓａｔ）}と読み替えればよい。

図５のカレントミラー回路で構成される電流源２１０の動作点は、両端間電圧Ｖ_ＣＳが、オーバードライブ電圧Ｖ_ＯＤより高い範囲で定める必要がある。言い換えれば、オーバードライブ電圧Ｖ_ＯＤが図５の電流源２１０の飽和電圧Ｖ_ＳＡＴとなる。

本実施の形態１では、ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}を温度Ｔ_ｊと正の相関を有するように変化させることとした。これにより、温度変動にともなう飽和電圧Ｖ_ＳＡＴ（すなわちオーバードライブ電圧Ｖ_ＯＤ）の変化に、ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}を追従させることができる。

比較技術として、ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}を、温度に依存しない一定とすることを検討する。たとえば半導体光源１０２のジャンクション温度Ｔ_ｊの最大定格が１５０℃とする。半導体光源１０２と電流源２１０が近接し、あるいは共通のヒートシンクに取り付けられる場合、半導体光源１０２のジャンクション温度Ｔ_ｊの最大定格も１５０℃となる。この場合において、（i）ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}を、Ｔ_ｊ＝１５０℃におけるオーバードライブ電圧Ｖ_１５０とすると、１５０℃までの高温状態においても所定量の駆動電流を維持できる。ところが、実際の動作時における電流源２１０のジャンクション温度Ｔ_ｊは１５０℃よりも低い。したがって、実際の動作時におけるジャンクション温度に対応するオーバードライブ電圧Ｖ_ＯＰと、１５０℃におけるオーバードライブ電圧Ｖ_１５０の差分をΔＶ_ＬＯＳＳとするとき、電流源２１０には、Ｉ_ＬＥＤ×ΔＶ_{ＬＯ ＳＳ}の余分な電力損失が発生することとなり、発熱が大きくなる。これを放置すれば、許容される仕様雰囲気温度が低くなり、車両用灯具１００の商品性が低下する。この問題に対処するために大きなヒートシンクやファンなどの放熱、冷却手段を追加すれば、コストアップとなる。

反対にボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}を、たとえば通常動作時のジャンクション温度Ｔ_ＯＰを基準として定めると、Ｔ_ｊ＝Ｔ_ＯＰにおける損失は低減できるが、高温状態（Ｔ_ｊ≒１５０℃）においても所定量の駆動電流Ｉ_ＬＥＤを維持できなくなり、半導体光源１０２の輝度が低下する。

この比較技術と対比して、本実施の形態１によれば、温度ごとに最適なボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}を設定できるため、低温状態の損失を減らし、高温状態の輝度の低下を抑制できる。

本発明は、図２のブロック図や回路図として把握され、あるいは上述の説明から導かれるさまざまな装置、回路、方法に及ぶものであり、特定の構成に限定されるものではない。以下、本発明の範囲を狭めるためではなく、発明の本質や回路動作の理解を助け、またそれらを明確化するために、より具体的な構成例や変形例を説明する。

（実施例１－１）
図７は、実施例１－１に係るコンバータコントローラ２３０Ｆの回路図である。オン信号発生回路２４０Ｆは、複数のコンパレータ２５２＿１～２５２＿Ｎと論理ゲート２５４を含む。コンパレータ２５２＿ｉは、対応するカソード電圧Ｖ_ＬＥＤｉをボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}と比較し、Ｖ_ＬＥＤｉ＜Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}となると、アサート（たとえばハイ）される比較信号を生成する。論理ゲート２５４は、複数のコンパレータ２５２＿１～２５２＿Ｎの出力（比較信号）Ｓ_ＣＭＰ１～Ｓ_ＣＭＰＮを論理演算し、少なくともひとつの比較信号がアサートされると、オン信号Ｓ_ＯＮをアサートする。この例では論理ゲート２５４はＯＲゲートである。

オフ信号発生回路２６０Ｆは、スイッチングトランジスタＭ_１をターンオフするタイミングを規定するオフ信号Ｓ_ＯＦＦを生成する。分圧回路２６１は、出力電圧Ｖ_ＯＵＴを分圧し、適切な電圧レベルにスケーリングする。コンパレータ２６２は、分圧後の出力電圧Ｖ_ＯＵＴ’を、アッパーリミット電圧Ｖ_{ＵＰＰＥＲ}をスケーリングしたしきい値Ｖ_{ＵＰＰ ＥＲ}’と比較し、Ｖ_ＯＵＴ＞Ｖ_{ＵＰＰＥＲ}を検出すると、オフ信号Ｓ_ＯＦＦをアサート（たとえばハイ）する。

ロジック回路２３４は、たとえばＳＲフリップフロップであり、オン信号Ｓ_ＯＮのアサートに応答して、その出力Ｑをオンレベル（たとえばハイ）に遷移させ、オフ信号Ｓ_{ＯＦ Ｆ}のアサートに応答してその出力Ｑをオフレベル（たとえばロー）に遷移させる。なお、オン信号Ｓ_ＯＮとオフ信号Ｓ_ＯＦＦのアサートが同時に発生したときに、スイッチングコンバータをより安全な状態（すなわちスイッチングトランジスタＭ_１のオフ状態）とするために、ロジック回路２３４は、リセット優先のフリップフロップとすることが好ましい。

ドライバ２３２は、ロジック回路２３４の出力Ｑに応じてスイッチングトランジスタＭ _１を駆動する。図２に示すようにスイッチングトランジスタＭ_１がＰチャンネルＭＯＳＦＥＴである場合、ドライバ２３２の出力である制御パルスＳ_１は、出力Ｑがオンレベルのときロー電圧（Ｖ_ＢＡＴ－Ｖ_Ｇ）、出力Ｑがオフレベルのときハイ電圧（Ｖ_ＢＡＴ）となる。

図８は、ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}を生成する電圧発生回路２８０の一例を示す回路図である。電圧発生回路２８０は、定電圧源２８２、補正電流源２８４、抵抗Ｒ_{５ １}を含む。定電圧源２８２は、定電圧Ｖ_{ＣＯＮＳＴ}を生成する。補正電流源２８４は、ジャンクション温度Ｔ_ｊと正の相関を有する補正電流Ｉ_ＣＯＭＰを生成する。ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}は、補正電流Ｉ_ＣＯＭＰに比例したオフセット電圧Ｖ_ＯＦＳを定電圧Ｖ_{ＣＯＮＳＴ}に加算した電圧である。たとえば定電圧源２８２の出力に、抵抗Ｒ_５１の一端を接続し、補正電流Ｉ_ＣＯＭＰを流し込むことにより、抵抗Ｒ_５１に電圧降下Ｉ_{ＣＯ ＭＰ}×Ｒ_５１を発生させて、抵抗Ｒ_５１の他端の電圧を取り出してもよい。
Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}＝Ｖ_{ＣＯＮＳＴ}＋Ｉ_ＣＯＭＰ×Ｒ_５１
この例では、ソース型の補正電流源２８４を抵抗Ｒ_５１の高電位側に接続しているが、シンク型の補正電流源２８４を、抵抗Ｒ_５１の低電位側に接続してもよい。

補正電流源２８４の構成は限定されないが、たとえば補正電流Ｉ_ＣＯＭＰは、ＰＮ接合の順方向電圧Ｖｆの温度依存性を利用して生成してもよい。図８では、補正電流源２８４は直列に接続された複数のダイオードＤ_５１～Ｄ_５３および抵抗Ｒ_５２と、複数のダイオードＤ_５１～Ｄ_５３に流れる電流Ｉｔをコピーするカレントミラー回路２８６を含む。ダイオードの順方向電圧をＶｆとすると、
Ｉｔ＝（Ｖ_ＣＣ－Ｖ_ＢＥ－３×Ｖｆ）／Ｒ_５１
となる。Ｖｆ≒Ｖ_ＢＥと近似すれば、
Ｉｔ＝（Ｖ_ＣＣ－４×Ｖ_ＢＥ）／Ｒ_５１
となる。Ｖ_ＢＥは温度に関して負の相関を有するため、電流Ｉｔは温度に関して正の相関を有することとなる。

図９は、ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}を生成する電圧発生回路２８０の別の一例を示す回路図である。電圧発生回路２８０は、電流源２８８、ＭＯＳトランジスタＭ_６１、エミッタフォロア回路２９０、抵抗ネットワーク２９２を備える。ＭＯＳトランジスタＭ_６１は、電流源２８８が生成する電流Ｉ_Ｃの経路上に設けられる。ＭＯＳトランジスタＭ_６１のゲートは、ＭＯＳトランジスタＭ_６１が線形領域で動作するようにバイアスされる。たとえばゲートには、抵抗Ｒ_６１を介して電源電圧Ｖ_ＣＣが印加されている。このときのドレイン電圧Ｖ_Ｄは、オン抵抗Ｒ_ＯＮに比例する。
Ｖ_Ｄ＝Ｒ_ＯＮ×Ｉ_Ｃ
ＭＯＳトランジスタのオン抵抗Ｒ_ＯＮは、温度と正の相関を有するから、ドレイン電圧Ｖ_Ｄも温度と正の相関を有することとなる。ドレイン電圧Ｖ_Ｄは、エミッタフォロア回路２９０に入力される。エミッタフォロア回路２９０はＰＮＰ型とＮＰＮ型の２段構成であり、ベースエミッタ間電圧Ｖ_ＢＥが相殺され、エミッタフォロア回路２９０の出力電圧は、トランジスタＭ_６１のドレイン電圧Ｖ_Ｄと等しくなる。

抵抗ネットワーク２９２は、正の温度係数を有するドレイン電圧Ｖ_Ｄと、定電圧Ｖ_{ＣＯ ＮＳＴ}を重み付けして加算（平均）し、ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}を生成する。その結果、ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}は正の温度係数を有する。

（実施例１－２）
図１０は、実施例１－２に係るコンバータコントローラ２３０Ｇの回路図である。オン信号発生回路２４０Ｇは、最小値回路２５６と、コンパレータ２５８を含む。最小値回路２５６は、複数のカソード電圧Ｖ_ＬＥＤ１～Ｖ_ＬＥＤＮのうち最小のひとつに応じた電圧Ｖ_ＭＩＮを出力する。最小値回路２５６は公知技術を用いればよい。コンパレータ２５８は、電圧Ｖ_ＭＩＮをボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}に応じたしきい値Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}’と比較し、Ｖ_ＭＩＮ＜Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}’となると、オン信号Ｓ_ＯＮをアサート（たとえばハイ）する。ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}’は、温度と正の相関を有する。Ｖ_{Ｍ ＩＮ}とＶ_ＬＥＤ１～Ｖ_ＬＥＤＮのうち最小のひとつＶａの関係が、関数Ｖ_ＭＩＮ＝ｆ（Ｖａ）で表されるとき、Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}’＝ｆ（Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}）が成り立つ。

実施例１－１では、チャンネル数が多い場合に、コンパレータ群の回路面積が大きく、チップサイズが大きくなる。これに対して実施例１－２によれば、コンパレータが１個で済むため、回路面積を小さくできる。

（実施例１－３）
図１１は、実施例１－３に係るコンバータコントローラ２３０Ｈの回路図である。この実施例では、スイッチングトランジスタＭ_１のスイッチング周波数が一定となるように、アッパーリミット電圧Ｖ_{ＵＰＰＥＲ}がフィードバック制御される。

オフ信号発生回路２６０Ｈは、コンパレータ２６２に加えて、周波数検出回路２６４およびエラーアンプ２６６を備える。周波数検出回路２６４は、ロジック回路２３４の出力Ｑあるいは制御パルスＳ_１を監視し、スイッチング周波数を示す周波数検出信号Ｖ_{ＦＲＥ Ｑ}を生成する。エラーアンプ２６６は、周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱと、スイッチング周波数の目標値を規定する基準電圧Ｖ_{ＦＲＥＱ（ＲＥＦ）}の誤差を増幅し、誤差に応じたアッパーリミット電圧Ｖ_{ＵＰＰＥＲ}を生成する。

実施例１－３によれば、スイッチング周波数を目標値に安定化することができるため、ノイズ対策が容易となる。

（実施例１－４）
図１２は、実施例１－４に係るコンバータコントローラ２３０Ｉの回路図である。コンバータコントローラ２３０Ｉは、スイッチングトランジスタＭ_１をターンオンした後、オン時間Ｔ_ＯＮ経過後にスイッチングトランジスタＭ_１をターンオフしてもよい。すなわちスイッチングトランジスタＭ_１のターンオフからオン時間Ｔ_ＯＮ経過したことを、ターンオフ条件としてもよい。

オフ信号発生回路２６０Ｉは、タイマー回路２６８を含む。タイマー回路２６８は、オン信号Ｓ_ＯＮに応答して、所定のオン時間Ｔ_ＯＮの測定を開始し、オン時間Ｔ_ＯＮの経過後にオフ信号Ｓ_ＯＦＦをアサート（たとえばハイ）する。タイマー回路２６８は、たとえば単安定マルチバイブレータ（ワンショットパルス発生器）で構成してもよいし、デジタルカウンタやアナログタイマーで構成してもよい。タイマー回路２６８には、スイッチングトランジスタＭ_１のターンのタイミングを検出するために、オン信号Ｓ_ＯＮに代えて、ロジック回路２３４の出力Ｑや制御パルスＳ_１を入力してもよい。

（実施例１－５）
図１３は、実施例１－５に係るコンバータコントローラ２３０Ｊの回路図である。コンバータコントローラ２３０Ｊは、実施例１－４と同様に、スイッチングトランジスタＭ_１をターンオンした後、オン時間Ｔ_ＯＮ経過後にスイッチングトランジスタＭ_１をターンオフする。ＯＲゲート２４１はオン信号発生回路に相当し、オン信号Ｓ_ＯＮを生成する。タイマー回路２６８は、単安定マルチバイブレータなどであり、オン信号Ｓ_ＯＮのアサートから所定のオン時間Ｔ_ＯＮ、ハイレベルとなるパルス信号Ｓ_Ｐを生成し、ドライバ２３２に供給する。なお起動時などにおいて、Ｖ_Ｇ１～Ｖ_ＧＮがＯＲゲート２４１のしきい値を超えない状況を考慮して、ＯＲゲート２３１を追加し、オン信号Ｓ_ＯＮとタイマー回路２６８の出力Ｓ_Ｐの論理和Ｓ_Ｐ’がドライバ２３２に供給される。

（実施例１－６）
図１４は、実施例１－６に係るコンバータコントローラ２３０Ｋの回路図である。オフ信号発生回路２６０Ｋは、スイッチング周波数が一定となるように、オン時間Ｔ_ＯＮをフィードバック制御する。可変タイマー回路２７０は、オン信号Ｓ_ＯＮのアサートからオン時間Ｔ_ＯＮの間、ハイレベルとなるパルス信号Ｓ_Ｐを生成する単安定マルチバイブレータであり、オン時間Ｔ_ＯＮが制御電圧Ｖ_ＣＴＲＬに応じて可変に構成される。

たとえば可変タイマー回路２７０は、キャパシタと、キャパシタを充電する電流源と、キャパシタの電圧をしきい値と比較するコンパレータを含むことができる。可変タイマー回路２７０は、電流源が生成する電流量もしくはしきい値の少なくとも一方が、制御電圧Ｖ_ＣＴＲＬに応じて可変に構成される。

周波数検出回路２７２は、ロジック回路２３４の出力Ｑあるいは制御パルスＳ_１を監視し、スイッチング周波数を示す周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱを生成する。エラーアンプ２７４は、周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱと、スイッチング周波数の目標値を規定する基準電圧Ｖ _{ＦＲＥＱ（ＲＥＦ）}の誤差を増幅し、誤差に応じた制御電圧Ｖ_ＣＴＲＬを生成する。

実施例１－６によれば、スイッチング周波数を目標値に安定化することができるため、ノイズ対策が容易となる。

図１５は、図１４のコンバータコントローラ２３０Ｋの具体的な回路図である。周波数検出回路２７２の動作を説明する。キャパシタＣ_１１および抵抗Ｒ_１１はハイパスフィルタであり、ＯＲゲート２３１の出力（もしくは制御パルスＳ_１）を微分する微分回路と把握でき、パルス信号Ｓ_Ｐ’のエッジを検出するエッジ検出回路とも把握できる。トランジスタＴｒ_１１は、ハイパスフィルタの出力がしきい値を超えると、すなわちパルス信号Ｓ _Ｐ’のポジエッジが発生するとターンオンし、キャパシタＣ_１２を放電する。トランジスタＴｒ_１１がオフの期間、キャパシタＣ_１２は抵抗Ｒ_１２を介して充電される。キャパシタＣ_１２の電圧Ｖ_Ｃ１２は、パルス信号Ｓ_Ｐ’と同期したランプ波となり、傾斜部分の時間長、ひいては波高値は、パルス信号Ｓ_Ｐ’の周期に応じて変化する。

トランジスタＴｒ_１２，Ｔｒ_１３、抵抗Ｒ_１３，Ｒ_１４、キャパシタＣ_１３はピークホールド回路であり、キャパシタＣ_１２の電圧Ｖ_Ｃ１２のピーク値をホールドする。ピークホールド回路の出力Ｖ_ＦＲＥＱは、パルス信号Ｓ_Ｐ’の周期、言い換えれば周波数と相関を有する。

コンパレータＣＯＭＰ１は、周波数検出信号Ｖ_ＦＲＥＱと、目標周波数を示す基準信号Ｖ_{ＦＲＥＱ（ＲＥＦ）}を比較する。抵抗Ｒ_１５およびキャパシタＣ_１４はローパスフィルタであり、コンパレータＣＯＭＰ１の出力を平滑化し、制御電圧Ｖ_ＣＴＲＬを生成する。制御信号Ｖ_ＣＴＲＬは、バッファＢＵＦ１を介して出力される。

可変タイマー回路２７０について説明する。オン信号Ｓ_ＯＮはインバータ２７３によって反転される。反転オン信号＃Ｓ_ＯＮがしきい値Ｖ_ＴＨ１を下回ると、言い換えるとオン信号Ｓ_ＯＮがハイとなると、コンパレータＣＯＭＰ２の出力がハイとなり、フリップフロップＳＲＦＦがセットされ、パルス信号Ｓ_Ｐがハイとなる。

パルス信号Ｓ_Ｐがハイの期間、トランジスタＭ_２１はオフである。トランジスタＭ_２１がオフの間、電流源２７１は、制御電圧Ｖ_ＣＴＲＬに応じた可変電流Ｉ_ＶＡＲを生成し、キャパシタＣ_１２を充電する。キャパシタＣ_１５の電圧Ｖ_Ｃ１５がしきい値Ｖ_ＴＨ２に達すると、コンパレータＣＯＭＰ３の出力がハイとなり、フリップフロップＳＲＦＦがリセットされ、パルス信号Ｓ_Ｐがローに遷移する。その結果、トランジスタＭ_２１がオンとなり、キャパシタＣ_１５の電圧Ｖ_Ｃ１５が初期化される。

図１６は、オン信号発生回路２４０の変形例の回路図である。図７のようにコンパレータ２５２を用いると、高精度な電圧比較が可能となる反面、回路面積が大きくなったり、コストが高くなる。そこで図１６に示すように、トランジスタで簡易的に構成された電圧比較手段を用いることができる。電圧比較手段２５３は、ＰＮＰ型バイポーラトランジスタＴｒ_２１を含むエミッタフォロア回路２５５と、比較回路２５７を含む。前段のエミッタフォロア回路２５５の出力（Ｖ_ＬＥＤ＋Ｖ_ＢＥ）は、抵抗Ｒ_２１，Ｒ_２２によって分圧され、トランジスタＴｒ_２２のベースに入力される。監視対象の電圧Ｖ_ＬＥＤが低下すると、トランジスタＴｒ_２２のベース電圧が低下し、バイポーラトランジスタのオン電圧を下回ると、トランジスタＴｒ_２２の電流が遮断され、電圧比較手段２５３の出力がハイとなる。

図１６では、複数の電圧比較手段２５３の出力を、ＯＲゲート２５４に入力しているが、その限りではない。ＯＲゲート２５４を省略して、複数の電圧比較手段２５３のトランジスタＴｒ_２２のコレクタを共通に接続し、共通のコレクタと電源ラインＶ_ＣＣの間に共通の抵抗を設けてもよい。

図１７（ａ）～（ｃ）は、電流源２１０の構成例を示す回路図である。図１７（ａ）の電流源２１０は、シリーズトランジスタＭ_２、センス抵抗Ｒ_Ｓおよびエラーアンプ２１２を備える。シリーズトランジスタＭ_２およびセンス抵抗Ｒ_Ｓは、駆動電流Ｉ_ＬＥＤｉの経路上に直列に設けられる。エラーアンプ２１２は、センス抵抗Ｒ_Ｓの電圧降下Ｖ_ＣＳが目標電圧Ｖ_ＡＤＩＭに近づくように、シリーズトランジスタＭ_２の制御電極（この例ではゲート）の電圧Ｖ_Ｇを調節する。この実施例では、シリーズトランジスタＭ_２はＮ型（Ｎチャンネル）のＭＯＳトランジスタであり、エラーアンプ２１２の一方の入力（非反転入力端子）には、基準電圧Ｖ_ＡＤＩＭが、その他方の入力（反転入力端子）には、シリーズトランジスタＭ_２とセンス抵抗Ｒ_Ｓの接続ノードの電圧Ｖ_ＣＳ（センス抵抗Ｒ_Ｓの電圧降下）が入力される。エラーアンプ２１２によって、Ｖ_ＣＳがＶ_ＡＤＩＭに近づくようにフィードバックがかかり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤは、Ｉ_{ＬＥＤ（ＲＥＦ）}＝Ｖ_ＡＤＩＭ／Ｒ_Ｓを目標量として安定化される。

電流源２１０はさらにＰＷＭ調光のためのスイッチ（調光スイッチ）２１４を含む。調光スイッチ２１４は、配光コントローラ１１６が生成するＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭによって制御される。調光スイッチ２１４がオフのとき、電流源２１０には駆動電流Ｉ_ＬＥＤが流れる。調光スイッチ２１４がオンになると、シリーズトランジスタＭ_２がオフとなり、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが遮断される。調光スイッチ２１４を、６０Ｈｚ以上のＰＷＭ周波数で高速にスイッチングし、そのデューティ比を調節することにより、半導体光源１０２はＰＷＭ調光される。

図１７（ｂ）の電流源２１０は、シリーズトランジスタとしてＰチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いたものである。エラーアンプ２１２の入力の極性が、図１７（ａ）とは反対である。

図１７（ａ）や（ｂ）の電流源２１０の場合、ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}は、以下のように規定すればよい。ΔＶは適切なマージンである。
Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}＝Ｒ_Ｓ×Ｉ_ＬＥＤ＋Ｖ_ＳＡＴ＋ΔＶ

図１７（ｃ）の電流源２１０は、図５と同様であり、カレントミラー回路２１６と、基準電流源２１８を含む。カレントミラー回路２１６は、基準電流源２１８が生成する基準電流Ｉ_ＲＥＦを、ミラー比で決まる所定係数倍して駆動電流Ｉ_ＬＥＤを生成する。図１７（ｃ）の電流源２１０の場合、ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}は、以下のように規定すればよい。
Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}＝Ｖ_ＳＡＴ＋ΔＶ
Ｖ_ＳＡＴはカレントミラー回路の飽和電圧であり、ΔＶは適切なマージンである。

＜実施の形態２＞
続いて、ドライバ一体化光源について説明する。複数の電流源２１０は、ひとつの半導体チップに集積化することができる。以下、これを電流ドライバＩＣ（Integrated Circuit）と称する。図１８は、実施の形態２に係る電流ドライバＩＣ３００およびその周辺回路の回路図である。電流ドライバＩＣ３００は、複数の電流源３１０＿１～３１０＿Ｎに加えて、インタフェース回路３２０、調光パルス発生器３３０を備える。

複数の電流源３１０＿１～３１０＿Ｎは、それぞれが、ＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭ１～Ｓ_{ＰＷ ＭＮ}に応じて独立してオン、オフ可能に構成される。電流源３１０＿１～３１０＿Ｎは、カソードピンＬＥＤ１～ＬＥＤＮを介して、対応する半導体光源１０２＿１～１０２Ｎと直列に接続される。

インタフェース回路３２０は、外部のマイコン（プロセッサ）１１４から、複数の制御データＤ_１～Ｄ_Ｎを受信する。インタフェースの種類は特に限定されないが、たとえばＳＰＩ（Serial Peripheral Interface）やＩ^２Ｃインタフェースを用いることができる。複数の制御データＤ_１～Ｄ_Ｎは、複数の電流源３１０＿１～３１０＿Ｎのオン、オフのデューティ比を指示するものであり、第１時間間隔Ｔ_１で更新される。たとえば第１時間間隔Ｔ_１は、２０ｍｓ～２００ｍｓ程度、たとえば１００ｍｓである。

調光パルス発生器３３０は、複数の制御データＤ_１～Ｄ_Ｎにもとづいて、複数の電流源３１０＿１～３１０＿Ｎに対する複数のＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭ１～Ｓ_ＰＷＭＮを生成する。実施の形態１（図２）では、複数のＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭ１～Ｓ_ＰＷＭＮがマイコン１１４において生成されていたが、実施の形態２（図１８）では、複数のＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭ１～Ｓ_ＰＷＭＮの生成機能が、電流ドライバＩＣ３００に内蔵されている。

ｉ番目のＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭｉのデューティ比は、第１時間間隔Ｔ_１より短い第２時間間隔Ｔ_２で、対応する制御データＤ_ｉの更新前の値から更新後の値に向けて徐変する（徐変モードという）。第２時間間隔Ｔ_２は、１ｍｓ～１０ｍｓ程度、たとえば５ｍｓである。

調光パルス発生器３３０は、徐変モードに加えて非徐変モードをサポートすることができる。非徐変モードにおいて、ｉ番目のＰＷＭ信号Ｓ_ＰＷＭｉのデューティ比は、対応する制御データＤ_ｉの更新前の値から更新後の値に瞬時に変化可能である。

非徐変モードと徐変モードは、マイコン１１４からの設定にもとづいて動的に変更可能とするとよい。好ましくは、チャンネルごと（調光パルスごと）に、非徐変モードと徐変モードを個別に指定可能であり、モードを指定する設定データは、制御データＤ_ｉに付随してもよい。

オン信号発生回路２４０の一部あるいは全部を電流ドライバＩＣ３００に集積化してもよい。どの部分を集積化するかは、オン信号発生回路２４０の回路構成に応じて決めればよく、コンバータコントローラ２３０と電流ドライバＩＣ３００の間の配線の本数が減るように決めるとよい。図１８に示すように、オン信号発生回路２４０の全体を電流ドライバＩＣ３００に集積化した場合、コンバータコントローラ２３０と電流ドライバＩＣ３００の間の配線は、オン信号Ｓ_ＯＮが伝搬する１本となる。あるいは図１０のオン信号発生回路２４０Ｇを採用する場合、最小値回路２５６を電流ドライバＩＣ３００に集積化すれば、コンバータコントローラ２３０と電流ドライバＩＣ３００の間の配線は、最小電圧Ｖ _ＭＩＮが伝搬する１本となる。

続いて電流ドライバＩＣ３００の動作を説明する。図１９は、電流ドライバＩＣ３００の動作波形図である。ここでは、ＰＷＭ信号のデューティ比は、直線的に変化するものとする。たとえば、Ｔ_１＝１００ｍｓ、Ｔ_２＝５ｍｓとすると、デューティ比を２０ステップで変化させればよい。更新前の制御データの値と更新後の制御データの値の差分がＸ％であるとき、ＰＷＭ信号のデューティ比は、Ｔ_２ごとに、ΔＹ＝（ΔＸ／２０）％ずつ変化する。

以上が電流ドライバＩＣ３００の動作である。この電流ドライバＩＣ３００の利点は、比較技術との対比によって明確となる。もし、電流ドライバＩＣ３００にデューティ比の徐変機能を実装しない場合、マイコン１１４は、第２時間間隔Ｔ_２ごとにデューティ比を指示する制御データＤ_１～Ｄ_Ｎを更新しなければならない。半導体光源１０２のチャンネル数Ｎが数十から１００を超える場合には、処理能力の高い、したがって高価なマイコン１１４が必要となる。またマイコン１１４と電流ドライバＩＣ３００の間で高速な通信が必要となるため、ノイズの問題が生ずる。

これに対して、実施の形態２に係る電流ドライバＩＣ３００によれば、マイコン１１４が制御データＤ_１～Ｄ_Ｎを更新すべき速度が低下するため、マイコン１１４に要求される処理能力を下げることができる。また、マイコン１１４と電流ドライバＩＣ３００の間の通信速度も下げることができるため、ノイズの問題も解決できる。

第１時間間隔Ｔ_１は、変更可能とすることが好ましい。デューティ比の変化が小さい状況では、第１時間間隔Ｔ_１を長くとることで、データ通信量を減らすことができ、消費電力、ノイズを抑制できる。

図１９では、デューティ比を直線的に変化させたが、２次関数や指数関数などのカーブにしたがって変化してもよい。２次関数を用いることで、より違和感の少ない自然な調光が可能となる。

図１８に示すように、複数の半導体光源１０２＿１～１０２＿Ｎを、ひとつの半導体チップ（ダイ）４０２に集積化してもよい。さらに、半導体チップ４０２と、電流ドライバＩＣ３００とをひとつのパッケージに収容し、モジュール化してもよい。

図２０は、ドライバ一体化光源４００の平面図および断面図である。半導体チップ４０２の表面には、マトリクス状に複数の半導体光源１０２が形成される。半導体チップ４０２の裏面には、複数の半導体光源１０２それぞれのアノード電極およびカソード電極に対応する裏面電極Ａ，Ｋが設けられる。ここでは１個の半導体光源１０２＿１の接続関係のみを示す。

半導体チップ４０２と電流ドライバＩＣ３００は機械的に接合され、また電気的に接続される。電流ドライバＩＣ３００の表面には、複数の半導体光源１０２それぞれのカソード電極Ｋと接続される表面電極４１０（図１８のＬＥＤ１～ＬＥＤＮ）、複数の半導体光源１０２それぞれのアノード電極Ａと接続される表面電極４１２が設けられる。表面電極４１２は、電流ドライバＩＣ３００の裏面のパッケージ基板に設けられたバンプ（あるいはパッド）４１４と接続される。半導体チップ４０２と電流ドライバＩＣ３００の間には、図示しないインターポーザーを挿入してもよい。

ドライバ一体化光源４００のパッケージの種類は限定されず、ＢＧＡ(Ball Grid Array）やＰＧＡ（Pin Grid Array）、ＬＧＡ(Land Grid Array)、ＱＦＰ（Quad Flat Package）などを採用しうる。

半導体光源１０２と電流ドライバＩＣ３００が別のモジュールである場合、各モジュールに放熱構造を取り付けるなどの対策を施せばよい。一方、図２０のようなドライバ一体化光源４００では、光源１０２の発熱に、電流源２１０の発熱が加わったものを放熱する必要がある。したがって、非常に大きな放熱構造が必要となりうる。実施の形態２に係る点灯回路２００を採用することにより、電流源２１０の発熱量を抑制できるため、ドライバ一体化光源４００に取り付けるべき放熱構造を小さくできる。

実施の形態１，２に関連する変形例について説明する。
（変形例１－１）
シリーズトランジスタＭ_２をはじめとする任意のトランジスタを、バイポーラトランジスタで構成してもよい。この場合、ゲートをベース、ソースをエミッタ、ドレインをコレクタと読み替えればよい。

（変形例１－２）
実施の形態ではスイッチングトランジスタＭ_１をＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとしたが、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。この場合、ブートストラップ回路を追加してもよい。ＭＯＳＦＥＴに代えて、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やバイポーラトランジスタを用いてもよい。

（変形例１－３）
実施の形態では、電流源２１０をシンク型で構成し、半導体光源１０２のカソードに接続したがその限りでない。図２１は、変形例１－３に係る車両用灯具１００の回路図である。この変形例では、半導体光源１０２のカソードを共通に接続し、半導体光源１０２のアノード側に、ソース型の電流源２１０を接続している。電流源２１０は、図５や図１７の電流源を天地反転した構成とすればよい。コンバータコントローラ２３０は、電流源２１０の両端間電圧Ｖ_ＣＳと、ボトムリミット電圧Ｖ_{ＢＯＴＴＯＭ}の関係にもとづいてスイッチングコンバータ２２０を制御する。

＜実施の形態３＞
図２４は、実施の形態３に係る車両用灯具１００を備える灯具システム１のブロック図である。灯具システム１は、バッテリ２、車両ＥＣＵ（Electronic Control Unit）４および車両用灯具１００を備える。車両用灯具１００は、ＡＤＢ機能を備える配光可変ヘッドランプであり、車両ＥＣＵ４からの制御信号に応じた配光を形成する。

車両用灯具１００は、複数（Ｎ≧２）の半導体光源１０２＿１～１０２＿Ｎと、灯具ＥＣＵ１１０と、点灯回路２００と、電流ドライバＩＣ３００と、を備える。半導体光源１０２には、ＬＥＤが好適に用いられるが、ＬＤや有機ＥＬなどその他の発光素子を用いてもよい。各半導体光源１０２は、直列および／または並列に接続された複数の発光素子を含んでもよい。半導体光源１０２の個数Ｎは特に限定されないが、少なくとも数十以上、より好ましくは数百～数千であり、あるいは数万のオーダーであってもよい。複数の半導体光源１０２＿１～１０２＿Ｎは、ひとつの半導体チップ（ＬＥＤチップ１０３）に集積化される。

灯具ＥＣＵ１１０は、スイッチ１１２およびマイコン１１４を備える。マイコン（プロセッサ）１１４は、ＣＡＮ（Controller Area Network）やＬＩＮ（Local Interconnect Network）などのバスを介して車両ＥＣＵ４と接続され、点消灯指示や、その他の情報を受信可能となっている。マイコン１１４は、車両ＥＣＵ４からの点灯指示に応答して、スイッチ１１２をオンする。これによりバッテリ２からの電源電圧（バッテリ電圧Ｖ_ＢＡＴ）が点灯回路２００に供給される。

またマイコン１１４は、車両ＥＣＵ４からの配光パターンを指示する制御信号を受け、点灯回路２００を制御する。あるいはマイコン１１４は、車両ＥＣＵ４から車両前方の状況を示す情報を受け、この情報にもとづいて配光パターンを自身で生成してもよい。

電流ドライバＩＣ３００は、複数の半導体光源１０２＿１～１０２＿Ｎに駆動電流Ｉ_{Ｌ ＥＤ１}～Ｉ_ＬＥＤＮを供給する。電流ドライバＩＣ３００は、半導体光源１０２ごとに、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを独立でオン、オフ可能に構成される。

点灯回路２００は、ＬＥＤチップ１０３および電流ドライバＩＣ３００に、駆動電圧Ｖ _ＯＵＴを供給する。点灯回路２００は、スイッチングコンバータ２２０とコンバータコントローラ２３０を含んでもよい。この例では降圧コンバータを示すが、スイッチングコンバータ２２０のトポロジーは特に限定されない。

電流ドライバＩＣ３００は、複数の電流源３１０＿１～３１０＿Ｎ、インタフェース回路３２０、保護回路３４０、フィードバック回路３６０を備える。

電流源３１０＿＃（＃＝１～Ｎ）は、複数の半導体光源１０２＿１～１０２＿Ｎの対応するひとつ１０２＿＃と直列に接続される。電流源３１０＿＃は、制御入力Ｓｐ＿＃に応じてオン、オフが切り替え可能であり、オン状態において駆動電流Ｉ_ＬＥＤ＃を生成し、オフ状態において駆動電流Ｉ_ＬＥＤ＃を遮断する。たとえば制御入力Ｓｐ＿＃がハイのとき、電流源３１０＿＃はオンにセットされ、制御入力Ｓｐ＿＃がローのとき、電流源３１０＿＃はオフにセットされる。

図２５は、複数の電流源３１０の構成例の回路図である。各電流源３１０は、カレントミラー回路３１２と、基準電流源３１４、調光スイッチ３１６を含む。基準電流源３１４は、基準電流Ｉ_ＲＥＦを生成する。カレントミラー回路３１２は、基準電流Ｉ_ＲＥＦをコピーし、駆動電流Ｉ_ＬＥＤを生成する。調光スイッチ３１６は、カレントミラー回路３１２のゲートソース間に設けられる。調光スイッチ３１６をオンすると、カレントミラー回路３１２の動作が停止し、駆動電流Ｉ_ＬＥＤが遮断される。インバータ３１８は、制御入力Ｓｐを反転し、調光スイッチ３１６のゲートに入力する。なお、負論理系で構成する場合、インバータ３１８を省略し、制御入力Ｓｐがローのときに半導体光源１０２が点灯するようにしてもよい。

図２４に戻る。フィードバック回路３６０は、複数の電流源３１０＿１～３１０＿Ｎの両端間電圧Ｖ_ＬＥＤ１～Ｖ_ＬＥＤＮに応じたフィードバック信号Ｓ_ＦＢをコンバータコントローラ２３０に出力する。たとえばフィードバック回路３６０は、コンバータコントローラ２３０の制御方式に応じて設計される。

コンバータコントローラ２３０は、リップル制御を行ってもよい。その場合、フィードバック回路３６０は両端間電圧Ｖ_ＬＥＤ１～Ｖ_ＬＥＤＮのうち最も低い電圧が所定電圧（ボトムリミット電圧Ｖ_ＭＩＮ）まで低下すると、フィードバック信号Ｓ_ＦＢをアサートしてもよい。コンバータコントローラ２３０は、フィードバック信号Ｓ_ＦＢのアサートに応答して、スイッチングトランジスタＭ_１をターンオンしてもよい。

コンバータコントローラ２３０は、ＰＷＭ（Pulse Width Modulation）制御を行ってもよい。フィードバック回路３６０は両端間電圧Ｖ_ＬＥＤ１～Ｖ_ＬＥＤＮのうち最も低い電圧と、所定の基準電圧Ｖ_ＲＥＦの誤差を増幅し、アナログのフィードバック信号Ｓ_ＦＢを生成してもよい。コンバータコントローラ２３０は、フィードバック信号Ｓ_ＦＢの電圧レベルに応じたデューティ比を有するＰＷＭ信号を生成し、スイッチングトランジスタＭ_１を駆動してもよい。

フィードバック回路３６０を電流ドライバＩＣ３００に内蔵することで、帰還経路を１本にまとめることができ、配線の数を減らすことができる。

インタフェース回路３２０は、マイコン（プロセッサ）１１４と接続され、複数の半導体光源１０２＿１～１０２＿Ｎそれぞれのオン、オフを指示する制御信号Ｓ１を受信する。インタフェース回路３２０は、受信した制御信号Ｓ１を複数の個別制御信号Ｓ２＿１～Ｓ２＿Ｎに変換するデコーダの機能を備える。複数の個別制御信号Ｓ２＿１～Ｓ２＿Ｎは、複数の電流源３１０＿１～３１０＿Ｎそれぞれのオン、オフを規定する。

保護回路３４０は、マイコン１１４とインタフェース回路３２０の間の通信を監視する。正常状態では、制御信号Ｓ１にもとづく個別制御信号Ｓ２＿１～Ｓ２＿Ｎがそのまま、電流源３１０＿１～３１０＿Ｎに供給される。保護回路３４０は異常を検出すると、複数の電流源３１０＿１～３１０＿Ｎそれぞれを強制的に所定の状態にセットする。具体的には、電流源３１０＿１～３１０＿Ｎに供給される制御入力Ｓｐ＿１～Ｓｐ＿Ｎを、制御信号Ｓ１（個別制御信号Ｓ２＿１～Ｓ２＿Ｎ）とは無関係に予め規定された値のセットに置換する。

たとえば所定の状態は、ロービームの配光に対応してもよい。図２６は、ＬＥＤチップ１０３の平面図である。ＬＥＤチップ１０３は、マトリクス状に配置される複数の半導体光源１０２のアレイであり、半導体光源１０２が画素に対応する。ロービームの配光において点灯すべき領域ＲＧＮ_ＯＮを太線で囲んでいる。異常判定時には、この領域ＲＧＮ_{Ｏ Ｎ}に含まれる複数の半導体光源１０２が強制的にオンとなる。ロービームの配光において消灯すべき領域に含まれる複数の半導体光源１０２は、異常判定時に強制的にオフとなる。

図２７は、インタフェース回路３２０および保護回路３４０の構成例を示すブロック図である。たとえばインタフェース回路３２０は、出力ラッチ付きシフトレジスタ３２２を含んでもよい。この場合、インタフェース回路３２０と配光コントローラ１１６の間は、ＳＤＡＴＡライン、ＳＣＫライン、ＲＣＫラインの３本で接続される。

出力ラッチ付きシフトレジスタ３２２は、入力段のＮビットのシフトレジスタと、出力段のＮビットのストレージレジスタを含む。入力段のシフトレジスタには、ＳＣＫ信号と同期して、シリアルデータＳＤＡＴＡが取り込まれる。ＲＣＫ信号のポジエッジに応答して、シフトレジスタの値が、ストレージレジスタにコピーされ、値が更新される。ストレージレジスタの値が、個別制御信号Ｓ２＿１～Ｓ２＿Ｎとして取り出される。

保護回路３４０は、異常検出回路３４２およびデータ置換回路３４４を含む。異常検出回路３４２は、インタフェース回路３２０の入力信号（この例では、ＳＤＡＴＡ，ＳＣＫ，ＲＣＫ）の少なくともひとつを監視し、通信の異常を検出する。たとえばインタフェース回路３２０は、監視対象の信号に一定時間変化がないときに異常と判定してもよい。異常と判定すると、異常検出信号Ｓ３がアサートされる。

データ置換回路３４４は、異常検出信号Ｓ３がネゲートのとき、個別制御信号Ｓ２＿１～Ｓ２＿Ｎをそのまま出力する。データ置換回路３４４は、異常検出信号Ｓ３がアサートされると、複数の電流源３１０＿１～３１０＿Ｎに対する制御入力Ｓｐ＿１～Ｓｐ＿Ｎをそれぞれに規定された所定値に置換する。具体的には異常時に点灯すべき半導体光源１０２についてはＳｐ＝Ｈとし、異常時に消灯すべき半導体光源１０２についてはＳｐ＝Ｌとする。

図２８（ａ）、（ｂ）は、データ置換回路３４４の構成例を示す回路図である。図２８（ａ）のデータ置換回路３４４は、インバータ３４６、複数の第１論理ゲート３４８、複数の第２論理ゲート３５０を含む。

インバータ３４６は異常検出信号Ｓ３を反転し、反転異常検出信号Ｓ３ｂを生成する。複数の第１論理ゲート３４８は、複数の電流源３１０のうち、異常状態においてオンすべき複数の電流源に対応する。各第１論理ゲート３４８＿ｉは、異常検出信号Ｓ３および反転異常検出信号Ｓ３ｂの一方（この例ではＳ３）と、対応する個別制御信号Ｓ２＿ｉを受け、その出力を、対応する電流源３１０＿ｉに供給する。この例では、第１論理ゲート３４８はＯＲゲートである。

複数の第２論理ゲート３５０は、複数の電流源３１０のうち、異常状態においてオフすべき複数の電流源に対応する。各第２論理ゲート３５０＿ｊは、異常検出信号Ｓ３および反転異常検出信号Ｓ３ｂの他方（この例ではＳ３ｂ）と、対応する個別制御信号Ｓ２＿ｊを受け、その出力を対応する電流源３１０＿ｊに供給する。この例では、第２論理ゲート３５０はＡＮＤゲートである。

図２８（ｂ）には、データ置換回路３４４の別の構成例が示される。データ置換回路３４４は、複数の電流源３１０＿１～３１０＿Ｎに対応する複数のセレクタ３５２＿１～３５２＿Ｎを含む。各セレクタ３５２＿＃には、対応する個別制御信号Ｓ２＿＃と、所定値ａ_＃が入力される。異常状態においてオンすべき電流源３１０＿ｉについては、所定値ａ _＃は１であり、異常状態においてオフすべき電流源３１０＿ｊについては、所定値ａ_＃は０である。セレクタ３５２＿＃は、異常検出信号Ｓ３がネゲート（０）のとき、個別制御信号Ｓ２＿＃を選択し、異常検出信号Ｓ３がアサート（１）のとき、所定値ａ_＃を選択する。図２８（ｂ）は、所定値ａ_１～ａ_＃を格納するメモリが必要となるが、異常状態における配光パターンをメモリの値に応じて変更できるという利点がある。これに対して図２８（ａ）は、異常状態における配光パターンの変更はできないが、メモリが必要であり、回路面積を小さくできるという利点がある。

図２９は、ドライバ一体化光源４００の平面図および断面図である。半導体チップ４０２（図２４のＬＥＤチップ）の表面には、マトリクス状に複数の半導体光源１０２が形成される。半導体チップ４０２の裏面には、複数の半導体光源１０２それぞれのアノード電極およびカソード電極に対応する裏面電極Ａ，Ｋが設けられる。ここでは１個の半導体光源１０２＿１の接続関係のみを示す。

半導体チップ４０２と電流ドライバＩＣ３００は機械的に接合され、また電気的に接続される。電流ドライバＩＣ３００の表面には、複数の半導体光源１０２それぞれのカソード電極Ｋと接続される表面電極４１０、複数の半導体光源１０２それぞれのアノード電極Ａと接続される表面電極４１２が設けられる。表面電極４１２は、電流ドライバＩＣ３００の裏面のパッケージ基板に設けられたバンプ（あるいはパッド）４１４と接続される。半導体チップ４０２と電流ドライバＩＣ３００の間には、図示しないインターポーザーを挿入してもよい。

ドライバ一体化光源４００のパッケージの種類は限定されず、ＢＧＡ(Ball Grid Array）やＰＧＡ（Pin Grid Array）、ＬＧＡ(Land Grid Array)、ＱＦＰ（Quad Flat Package）などを採用しうる。

最後に変形例について説明する。

（変形例３．１）
実施の形態３では、電流源３１０をシンク型で構成し、半導体光源１０２のカソードに接続したがその限りでない。図３０は、変形例３．１に係る車両用灯具１００の回路図である。この変形例では、半導体光源１０２のカソードを共通に接続し、半導体光源１０２のアノード側に、ソース型の電流源３１０を接続している。この構成では、Ｖ_ＯＵＴとＶ _ＬＥＤ＃の差分が、電流源３１０＿＃の両端間電圧となる。したがってリップル制御方式のフィードバック回路３６０は、アノード電圧Ｖ_ＬＥＤ１～Ｖ_ＬＥＤＮのうち最も高い電圧が、しきい値電圧Ｖ_ＴＨ（＝Ｖ_ＯＵＴ－Ｖ_ＭＩＮ）に達すると、フィードバック信号Ｓ _ＦＢをアサートしてもよい。Ｖ_ＭＩＮは、電流源３１０が動作可能な両端間電圧の最小値である。コンバータコントローラ２３０は、フィードバック信号Ｓ_ＦＢのアサートに応答して、スイッチングトランジスタＭ_１をターンオンしてもよい。

（変形例３．２）
実施の形態３ではスイッチングトランジスタＭ_１をＰチャンネルＭＯＳＦＥＴとしたが、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。この場合、ブートストラップ回路を追加してもよい。ＭＯＳＦＥＴに代えて、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やバイポーラトランジスタを用いてもよい。

（変形例３．３）
実施の形態３では、正論理系でロジック回路を構成したがその限りでなく、一部あるいは全部を負論理系で構成してもよい。

（変形例３．４）
電流源３１０の構成は、カレントミラー回路を用いたものに限定されず、公知のさまざまな構成を用いることができる。

＜実施の形態４＞
図３１は、実施の形態４に係る車両用灯具５００のブロック図である。点灯回路５７０は光源５６０を点灯させる。配光可変デバイス５３０は、独立に制御可能な複数の素子を含み、複数の制御可能素子の状態に応じて配光パターンが形成される。たとえば配光可変デバイス５３０は、光源５６０の出射光を反射するＤＭＤ（Digital Mirror Device）あるいは、複数のバイパススイッチである。

灯具ＥＣＵ５１０は、車両ＥＣＵ４から通信線５を介して受信する制御信号やさまざまな情報にもとづいて、配光パターンを制御する上位コントローラである。

ローカルコントローラ５４０と配光可変デバイス５３０は、ひとつの基板５０４に搭載される。インタフェース回路５２０は、通信線５０２を介して灯具ＥＣＵ５１０と接続され、配光パターンを指示する制御信号Ｓ１を受信する。ローカルコントローラ５４０は、インタフェース回路５２０が受信した制御信号Ｓ１にもとづいて、配光可変デバイス５３０を制御する。ローカルコントローラ５４０は、灯具ＥＣＵ５１０からの制御信号Ｓ１を、配光可変デバイス５３０に適合する制御信号Ｓ４に変換するデコーダの機能を有してもよい。たとえば制御信号Ｓ４は、配光可変デバイス５３０を形成する複数の制御可能素子それぞれの状態を指示する複数の個別制御信号を含んでもよい。

異常検出部５５０は、灯具ＥＣＵ５１０とインタフェース回路５２０の間の通信を監視し、監視結果にもとづいて異常を検出する。車両用灯具５００は、異常検出部５５０によって異常が検出されると、配光可変デバイス５３０に所定のパターンが強制的にセットされるよう構成される。

異常検出部５５０は、異常を検出すると異常検出信号Ｓ５をアサートする。たとえば異常検出部５５０は、通信線５０２の制御信号Ｓ１に一定時間変化がないときに異常と判定してもよい。ローカルコントローラ５４０は、異常検出信号Ｓ５のアサートに応答して、複数の個別制御信号Ｓ２を、所定の値のセットに置換する。

インタフェース回路５２０、ローカルコントローラ５４０、異常検出部５５０は、ひとつのマイコンで実装してもよいし、複数のハードウェアの組み合わせであってもよい。

実施の形態３は、実施の形態４の一態様と把握することができ、それらは以下のように対応付けることができる。具体的には、図２４のインタフェース回路３２０は、図３１のインタフェース回路５２０およびローカルコントローラ５４０に対応付けられる。また図２４の複数の電流源３１０＿１～３１０＿Ｎ（あるいはそれらに含まれる複数の調光スイッチ３１６)は、図３１の配光可変デバイス５３０に対応付けられる。また図２７の異常検出回路３４２は、図３１の異常検出部５５０に対応付けられる。図２７のデータ置換回路３４４は、図３１のローカルコントローラ５４０の一部と把握できる。

（変形例４．１）
図３２は、変形例４．１に係る車両用灯具５００Ａのブロック図である。車両用灯具５００Ａは、図３１の車両用灯具５００に加えて、セレクタ５５２、固定配光指示部５５４をさらに備える。固定配光指示部５５４は、異常時に使用すべき配光パターンを規定する制御信号Ｓ６を生成する。セレクタ５５２は、異常検出信号Ｓ５がネゲートのとき、ローカルコントローラ５４０が生成する制御信号Ｓ４を選択し、異常検出信号Ｓ５がアサートのとき、固定配光指示部５５４が生成する制御信号Ｓ６を選択する。

（変形例４．２）
図３３は、変形例４．２に係る車両用灯具５００Ｂのブロック図である。車両用灯具５００Ｂは、図３２の車両用灯具５００に加えて、第２異常検出部５５６をさらに備える。第２異常検出部５５６は、ローカルコントローラ５４０の出力Ｓ４の監視し、異常を検出すると、異常検出信号Ｓ７をアサートする。

ローカルコントローラ５４０は、異常検出信号Ｓ５のアサートに応答して、制御信号Ｓ４を、異常状態で使用すべきものに置換する。

一方、異常検出信号Ｓ７がアサートされた場合には、ローカルコントローラ５４０が正常に動作していないか、あるいはローカルコントローラ５４０と配光可変デバイス５３０の間の通信線に異常が生じているため、異常状態で使用すべき制御信号Ｓ４を正しく配光可変デバイス５３０に与えることができない。そこで異常検出信号Ｓ７がアサートされた場合には、セレクタ５５２に固定配光指示部５５４が生成する制御信号Ｓ６を選択させることで、配光可変デバイス５３０に適切な制御信号を与えることができる。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

本発明は、点灯回路に関する。

１…灯具システム、２…バッテリ、４…車両ＥＣＵ、１００…車両用灯具、１０２…半導体光源、１０３…ＬＥＤチップ、１１０…灯具ＥＣＵ、１１２…スイッチ、１１４…マイコン、１１６…配光コントローラ、２００…点灯回路、２１０…電流源、Ｍ２…シリーズトランジスタ、ＲＳ…センス抵抗、２１２…エラーアンプ、２１４…調光スイッチ、２１６…カレントミラー回路、２１８…基準電流源、２２０…スイッチングコンバータ、Ｍ１…スイッチングトランジスタ、２３０…コンバータコントローラ、２３２…ドライバ、２３４…ロジック回路、２４０…オン信号発生回路、２５２…コンパレータ、２５４…論理ゲート、２５６…最小値回路、２５８…コンパレータ、２６０…オフ信号発生回路、２６２…コンパレータ、２６４…周波数検出回路、２６６…エラーアンプ、２６８…タイマー回路、２７０…可変タイマー回路、２７２…周波数検出回路、２７４…エラーアンプ、２８０…電圧発生回路、２８２…定電圧源、２８４…補正電流源、２８６…カレントミラー回路、２８８…電流源、２９０…エミッタフォロア回路、３００…電流ドライバＩＣ、３１０…電流源、３１２…カレントミラー回路、３１４…基準電流源、３１６…調光スイッチ、３２０…インタフェース回路、３２２…出力ラッチ付きシフトレジスタ、３３０…調光パルス発生器、３４０…保護回路、３４２…異常検出回路、３４４…データ置換回路、３４６…インバータ、３４８…第１論理ゲート、３５０…第２論理ゲート、３６０…フィードバック回路、４００…ドライバ一体化光源、４０２…半導体チップ、５００…車両用灯具、５１０…灯具ＥＣＵ、５２０…インタフェース回路、５３０…配光可変デバイス、５４０…ローカルコントローラ、５５０…異常検出部、５６０…光源、５７０…点灯回路、５５２…セレクタ、５５４…固定配光指示部、５５６…第２異常検出部。

Claims (9)

1. 複数の半導体光源を点灯する点灯回路であって、
   それぞれが、前記複数の半導体光源の対応するひとつと直列に接続されるべき複数の電流源と、
   前記複数の半導体光源と前記複数の電流源が形成する複数の直列接続回路それぞれの両端間に駆動電圧を供給するスイッチングコンバータと、
   前記複数の電流源のいずれかの両端間電圧と、温度と正の相関を有する基準電圧との関係にもとづいて、前記スイッチングコンバータを制御するコンバータコントローラと、
   を備え、
   前記基準電圧は、前記複数の電流源が生成する駆動電流の目標量に連動しないことを特徴とする点灯回路。
2. 前記コンバータコントローラは、前記複数の電流源のいずれかの両端間電圧が、前記基準電圧まで低下したことに応答して、前記スイッチングコンバータのスイッチングトランジスタをターンオンすることを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
3. 前記電流源は、カレントミラー回路を含むことを特徴とする請求項１または２に記載の点灯回路。
4. 前記コンバータコントローラは、
   定電圧を生成する定電圧源と、
   温度と正の相関を有する補正電流を生成する補正電流源と、
   を含み、前記基準電圧は、補正電流に比例したオフセット電圧を前記定電圧に加算した電圧であることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の点灯回路。
5. 前記補正電流は、ＰＮ接合の順方向電圧の温度依存性を利用して生成されることを特徴とする請求項４に記載の点灯回路。
6. 前記補正電流源は、
   直列に接続される少なくともひとつのダイオードと抵抗と、
   前記ダイオードに流れる電流をコピーし、前記補正電流を生成するカレントミラー回路と、
   を含むことを特徴とする請求項４または５に記載の点灯回路。
7. 前記コンバータコントローラは、
   電圧源と、
   前記電流源の出力電流の経路上に設けられるＭＯＳトランジスタと、
   を含み、前記基準電圧は、前記ＭＯＳトランジスタのドレインソース間電圧に応じていることを特徴とする請求項１から６のいずれかに記載の点灯回路。
8. 前記複数の半導体光源は第１半導体チップに集積化され、
   前記複数の電流源は第２半導体チップに集積化され、
   前記第１半導体チップと前記第２半導体チップは表面同士が接合され、ひとつのパッケージにモジュール化されていることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の点灯回路。
9. 請求項１から８のいずれかに記載の点灯回路を備えることを特徴とする車両用灯具。

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