JP7099407B2 - 双方向絶縁型ｄｃ－ｄｃコンバータ - Google Patents

Description

本発明は、双方向絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータに係るものであって、例えば双方向絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータの小型化や損失抑制に貢献可能な技術に関するものである。

種々の分野で適用（例えばバッテリシミュレータ等の産業用機器に適用）されている電力変換装置の一例として、双方向絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ（以下、単に双方向コンバータと適宜称する）がある（例えば非特許文献１）。

双方向コンバータにおいては、双方向に電圧変換可能な一対のコンバータ（後述の図６では第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂ）がトランス等によって結合されており、各コンバータのスイッチング素子にそれぞれゲート信号を出力して適宜スイッチング制御することにより、各コンバータ間で所望の電力伝送（双方向の電力伝送）が可能となる。

電力伝送における出力電力（以下、単に伝送電力と適宜称する）の大きさは、例えば下記理論式（１）のように定義することができる。なお、式（１）において、Ｐは伝送電力、ωは各スイッチング素子のスイッチング周波数、Ｅ_a，Ｅ_bは双方向コンバータの一次側直流電圧，二次側直流電圧、Ｌはトランスの漏れインダクタンスと当該トランスと直列接続するリアクトルのインダクタンス値の和、δは各コンバータの交流電圧の位相差、πは円周率とする。また、トランスの鉄損等による損失の影響は考慮しないものとする。

Ｐ＝（Ｅ_aＥ_b／（ωＬ））（δ－（δ²／π）） ……（１）
伝送電力の制御の一例としては、式（１）において、スイッチング周波数ωを一定にし、伝送電力の指令値に対応するように位相差δを変化させて適宜制御する構成が挙げられる。式（１）によると、位相差δが９０°の場合に、伝送電力Ｐが最大となることが読み取れる。

双方向コンバータにおいては、例えば図６に示すように、一対のコンバータ２０ａ，２０ｂとトランスＴ（一次側，二次側）との間にそれぞれリアクトルＬａ，Ｌｂを挿入接続すると、当該トランスに流れる負荷電流を制御できるものとされている（なお、後述の図１に示すものと同様のものには同一符号を付する等により、その詳細な説明を適宜省略する）。

井上重徳，赤木泰文，「双方向絶縁型ＤＣ／ＤＣコンバータの動作電圧と損失解析」，電学論Ｄ，１２７巻２号，２００７年，ｐｐ１８９－１９７．

前述のように一対のコンバータとトランスとの間にそれぞれ挿入接続された各リアクトルは、トランスにおける起磁力の生成には寄与しない構成（トランスの電気的特性上は必須ではない構成）であるものの、トランスと直列接続された状態となるため、負荷電流とトランス鉄心の励磁電流との両方がそれぞれ流れる。各リアクトルにトランス鉄心の励磁電流が流れると、磁束が発生し鉄損等の損失が起こり得る。

このため、各リアクトルに適用する鉄心においては、負荷電流とトランス鉄心の励磁電流の両方を考慮し、損失を抑制できるように適宜選定することが好ましいが、例えば単に鉄心の断面積を大きくした場合には、双方向コンバータの大型化を招くおそれがある。

本発明は、かかる技術的課題を鑑みてなされたものであって、双方向コンバータの小型化や損失抑制に貢献可能な技術を提供することにある。

この発明の一態様は、第１直流電源とトランスの一次側巻線とに接続された第１コンバータと、第２直流電源とトランスの二次側巻線とに接続された第２コンバータと、第１コンバータと一次側巻線との間に挿入接続された第１リアクトルと、第２コンバータと二次側巻線との間に挿入接続された第２リアクトルと、を備えたものである。

この態様の第１コンバータは、第１，第２スイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングアームと、第３，第４スイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、第２コンバータは、第５，第６スイッチング素子が直列接続された第３のスイッチングアームと、第７，第８スイッチング素子が直列接続された第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有する。

そして、第１，第２リアクトルは、当該第１，第２リアクトルに対するトランス鉄心の励磁電流による磁束が互いに打ち消し合う方向で、共通の鉄心に巻き付けられて差動接続していることを特徴とする。

他の態様は、第１直流電源とトランスの一次側巻線とに接続された第１コンバータと、第２直流電源とトランスの二次側巻線とに接続された第２コンバータと、第１コンバータと一次側巻線との間に挿入接続された第１リアクトルと、第２コンバータと二次側巻線との間に挿入接続された第２リアクトルと、を備えた回路ユニットが複数個配列されたものである。

この態様の各回路ユニットの第１コンバータは、第１，第２スイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングアームと、第３，第４スイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、各回路ユニットの第２コンバータは、第５，第６スイッチング素子が直列接続された第３のスイッチングアームと、第７，第８スイッチング素子が直列接続された第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有する。

そして、各回路ユニットの第１，第２リアクトルは、当該第１，第２リアクトルに対するトランス鉄心の励磁電流による磁束が互いに打ち消し合う方向で、共通の鉄心に巻き付けられて差動接続していることを特徴とする。

さらに他の態様は、第１直流電源とトランスの一次側巻線とに接続された第１コンバータと、第２直流電源とトランスの二次側巻線とに接続された第２コンバータと、第１コンバータと一次側巻線との間に挿入接続された第１リアクトルと、第２コンバータと二次側巻線との間に挿入接続された第２リアクトルと、を備えた回路ユニットが２つ配列されているものである。

この他の態様の各回路ユニットの第１コンバータは、第１，第２スイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングアームと、第３，第４スイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、各回路ユニットの第２コンバータは、第５，第６スイッチング素子が直列接続された第３のスイッチングアームと、第７，第８スイッチング素子が直列接続された第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有する。

そして、それぞれ同一方向に延在した第１～第４鉄心脚が当該第１～第４の順に並んで配列されている鉄心を備え、各回路ユニットのうち一方の一次側，二次側巻線は、当該一方の一次側，二次側巻線に対する負荷電流による磁束が互いに打ち消し合う方向で、第１鉄心脚に巻き付けられて差動接続しており、当該一方の第１，第２リアクトルは、当該一方の第１，第２リアクトルに対するトランス鉄心の励磁電流による磁束が互いに打ち消し合う方向で、第２鉄心脚に巻き付けられて差動接続しており、各回路ユニットのうち他方の第１，第２リアクトルは、当該他方の第１，第２リアクトルに対するトランス鉄心の励磁電流による磁束が互いに打ち消し合う方向で、第３鉄心脚に巻き付けられて差動接続しており、当該他方の一次側，二次側巻線は、当該他方の一次側，二次側巻線に対する負荷電流による磁束が互いに打ち消し合う方向で、第４鉄心脚に巻き付けられて差動接続している、ことを特徴とする。

以上示したように本発明によれば、双方向コンバータの小型化や損失抑制に貢献することが可能となる。

本実施形態の一例である双方向コンバータ１Ａを説明するための回路構成図。 第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂをスイッチング制御した場合の一例を示す交流電圧ｖａ，ｖｂ、電流ｉ１の波形図。 従来構成（図示左側）および双方向コンバータ１（図示右側）のシミュレーション結果。 本実施形態の一例である双方向コンバータ１Ｂを説明するための回路構成図。 本実施形態の一例である双方向コンバータ１Ｃを説明するための回路構成図。 従来構成の双方向コンバータを説明するための回路構成図。

本発明の実施形態における双方向コンバータは、単に各コンバータとトランス（一次側，二次側）との間にリアクトルをそれぞれ挿入接続した構成（例えば図６の双方向コンバータ１Ｄのような構成；以下、単に従来構成と適宜称する）とは、全く異なるものである。

すなわち、トランスを介して結合された第１，第２コンバータにおいて、トランスの一次側巻線と第１コンバータとの間に挿入接続された第１リアクトルと、当該トランスの二次側巻線と第２コンバータとの間に挿入接続された第２リアクトルと、の両者を共通の鉄心（以下、単にリアクトル鉄心と適宜称する）に巻き付けた構成である。当該両者においては、当該両者に対するトランス鉄心の励磁電流による磁束が互いに打ち消し合う方向で巻き付けられて、差動接続した構成（すなわち、第１，第２リアクトルが磁気結合する構成）とする。

このような構成によれば、たとえ第１，第２リアクトルにトランス鉄心の励磁電流が流れて磁束が発生し得る状態であっても、当該磁束はリアクトル鉄心において打ち消され易くなる。

これにより、従来構成と比較すると、第１，第２リアクトルに発生し得る磁束を抑制し易くなり、当該鉄心の小型化を図ることも可能となる。ゆえに、双方向コンバータの小型化や損失抑制に貢献することが可能となる。

本実施形態の双方向コンバータは、前述のように第１，第２リアクトルを共通の鉄心に対して巻き付けて差動接続した構成であれば、種々の分野（例えば双方向コンバータ，トランス，リアクトル，鉄心等の分野）の技術常識を適宜適用して設計することが可能であり、その一例として以下に示すものが挙げられる。

≪本実施形態の一例である双方向コンバータ１Ａ≫
図１は、本実施形態の一例である双方向コンバータ１Ａを説明するための回路構成図である。図１に示す双方向コンバータ１Ａは、第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂがトランスＴを介して結合されてなる回路ユニットＵを備えている。この回路ユニットＵは、トランスＴを中心に左右対称になっている。

トランスＴの一次側，二次側巻線Ｔａ，Ｔｂにおいては、当該トランスＴの鉄心（以下、単にトランス鉄心と適宜称する）Ｔｏに対して巻き付けられ、当該一次側，二次側巻線Ｔａ，Ｔｂに対する負荷電流Ｉ_la，Ｉ_lbによる磁束φ_la，φ_lbが互いに打ち消し合う方向に、差動接続している。回路ユニットＵの一次側，二次側には、第１，第２直流電源２１ａ，２１ｂがそれぞれ接続されている。

第１コンバータ２０ａは、直列接続されたスイッチング素子Ｓ１，Ｓ２から成る第１のスイッチングアームと、直列接続されたスイッチング素子Ｓ３，Ｓ４から成る第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路で構成されている。この第１コンバータ２０ａの交流端子間には、トランスＴの一次側巻線Ｔａが接続されている。

第２コンバータ２０ｂは、直列接続されたスイッチング素子Ｓ５，Ｓ６から成る第３のスイッチングアームと、直列接続されたスイッチング素子Ｓ７，Ｓ８から成る第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路で構成されている。この第２コンバータ２０ｂの交流端子間には、トランスＴの二次側巻線Ｔｂが接続されている。

以上示した第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂは、例えば図外の制御部（以下、単に制御部と適宜書する）によって適宜スイッチング制御することが可能である。

具体的には、制御部において、第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂにおける伝送電力指令値や稼動状態を適宜入力し、当該伝送電力指令値に対応するように、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８のゲート信号を生成する。そして、生成したゲート信号を当該スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８に出力して、適宜スイッチング制御（オン／オフ制御）することが挙げられる。

ゲート信号においては、例えば第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂにおいて図２に示すような波形の交流電圧ｖａ，ｖｂや電流ｉ_l（図１では負荷電流Ｉ_la，Ｉ_lbに相当）が得られるように、生成することが挙げられる。図２の場合、交流電圧ｖａは、スイッチング素子Ｓ１，Ｓ４がオン状態で正となり、スイッチング素子Ｓ２，Ｓ３がオン状態で負となっている。また、交流電圧ｖｂにおいては、スイッチング素子Ｓ６，Ｓ７がオン状態で正となり、スイッチング素子Ｓ５，Ｓ８がオン状態で負となっている。

図１においては、第１コンバータ２０ａとトランスＴの一次側巻線Ｔａとの間に、第１リアクトルＬａが挿入接続され、第２コンバータ２０ｂとトランスＴの二次側巻線Ｔｂとの間に、第２リアクトルＬｂが挿入接続されている。これら第１，第２リアクトルＬａ，Ｌｂは、共通の環状リアクトル鉄心Ｔ_1Aに対して巻き付けられており、当該第１，第２リアクトルＬａ，Ｌｂに対するトランス鉄心の励磁電流Ｉ_ea，Ｉ_ebによる磁束φ_ea，φ_ebが互いに打ち消し合う方向で、差動接続している。

なお、図１のリアクトル鉄心Ｔ_1Aにおいては、負荷電流Ｉ_la，Ｉ_lbによる磁束φ_la，φ_lbのみが励磁する描写となっている。

以上示した双方向コンバータ１Ａにおいては、目的に応じた態様に適宜変更することが可能である。例えば、図１に示すように、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８には、フリーホイールダイオードＤ１～Ｄ８をそれぞれ逆並列に接続したり、スイッチング損失低減とサージ電圧抑制等を目的としてコンデンサＣｓ１～Ｃｓ８をそれぞれ並列に接続することが挙げられる。また、コンデンサＣｓ１～Ｃｓ８の替わりに、他の一般的なスナバ回路を適宜適用することも挙げられる。

また、スイッチング素子Ｓ１～Ｓ８においては、種々の形態を適用することが可能であり、その一例としてはＩＧＢＴ等の半導体スイッチング素子を適用することが挙げられる。

また、第１，第２直流電源２２，２３においても、種々の形態を適用することが可能であり、その一例としては第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂに接続可能なＤＣ－Ｌｉｎｋキャパシタ等の直流電源を適用することが挙げられる。

制御部が検出する第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂの稼動状態においては、目的に応じて適宜検出することが挙げられる。例えば、当該制御部がゲート信号を生成（例えば式（１）に基づいて生成）する場合に必要なものとして、第１，第２直流電源２２，２３の直流電圧Ｅ_a，Ｅ_b、トランスＴの漏れインダクタンスＬ、第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂの交流電圧ｖａ，ｖｂの位相差δ等を検出することが挙げられる。また、第１，第２コンバータ２０ａ，２０ｂによる伝送電力を検出し、フィードバック制御できるようにすることが挙げられる。

ここで、双方向コンバータ１Ａに所望の負荷電流（Ｉ_la，Ｉ_lb）を流した場合において、第１，第２リアクトルＬａ，Ｌｂに対するトランス鉄心の励磁電流による磁束をシミュレーションしたところ、図３に示すような結果が得られた。なお、図３の図示左側は従来構成によるシミュレーション結果であり、図示右側が双方向コンバータ１Ａのシミュレーション結果である。

図３に示す結果によると、双方向コンバータ１Ａの磁束のピーク値は０．５２ｍＷｂであり、従来構成による磁束のピーク値０．５９ｍＷｂと比較して低減（図３では、０．０７ｍＷｂ低減（約１２％低減））していることが読み取れる。このような結果が得られた理由の一つとしては、第１，第２リアクトルＬａ，Ｌｂにおいて、トランス鉄心の励磁電流Ｉ_ea，Ｉ_ebによる磁束φ_ea，φ_ebが互いに打ち消し合う方向で差動接続していることが挙げられる。

磁束のピーク値は、鉄心の断面積に比例することから、双方向コンバータ１Ａによれば、従来構成によるものと比較して鉄心の断面積を低減（図３では約１２％低減）できることが読み取れる。

したがって、双方向コンバータ１Ａのように、第１，第２リアクトルＬａ，Ｌｂを共通のリアクトル鉄心Ｔ_1Aに対して適宜巻き付けた構成によれば、小型化や損失抑制に貢献可能であることが判る。これにより、双方向コンバータ１Ａの構成や電気的特性等を高効率化できる可能性がある
≪本実施形態の一例である双方向コンバータ１Ｂ≫
図４は、本実施形態の一例である双方向コンバータ１Ｂを説明するための回路構成図である。なお、図１に示すものと同様のものには、同一符号を付したり描写する等により、その詳細な説明を省略する。

図４に示す双方向コンバータ１Ｂは、ｎ個（ｎは２以上の自然数。図４では２個）の回路ユニットＵ（図４ではＵ１，Ｕｎ）を備えている。

各回路ユニットＵのトランスＴ（図４中ではＴ１，Ｔｎ）の一次側，二次側巻線Ｔａ（図４中ではＴａ１，Ｔａｎ），Ｔｂ（図４中ではＴｂ１，Ｔｂｎ）においては、各々のトランス鉄心Ｔｏ（図４中ではＴｏ１，Ｔｏｎ）に対して巻き付けられ、当該一次側，二次側巻線Ｔａ，Ｔｂに対する負荷電流Ｉ_la（図４中ではＩ_la1，Ｉ_lan），Ｉ_lb（図４中ではＩ_lb1，Ｉ_lbn）による磁束φ_la（図４中ではφ_la1，φ_lan），φ_lb（図４中ではφ_lb1，φ_lbn）が互いに打ち消し合う方向に、それぞれ差動接続している。

各回路ユニットＵの第１，第２リアクトルＬａ（図４中ではＬａ１，Ｌａｎ），Ｌｂ（図４中ではＬｂ１，Ｌｂｎ）は、共通の環状リアクトル鉄心Ｔ_1Bに対して巻き付けられており、当該第１，第２リアクトルＬａ，Ｌｂに対するトランス鉄心の励磁電流Ｉ_ea（図４中ではＩ_ea1，Ｉ_ean），Ｉ_eb（図４中ではＩ_eb1，Ｉ_ebn）による磁束φ_ea（図４中ではφ_ea1，φ_ean），φ_eb（図４中ではφ_eb1，φ_ebn）が互いに打ち消し合う方向で、それぞれ差動接続している。

具体的に図４の場合、回路ユニットＵ１の第１，第２リアクトルＬａ１，Ｌｂ１は、トランス鉄心の励磁電流Ｉ_ea1，Ｉ_eb1による磁束φ_ea1，φ_eb1が互いに打ち消し合う方向で、リアクトル鉄心Ｔ_1Bの隣接する位置に巻き付けられて、差動接続している。また、回路ユニットＵｎの第１，第２リアクトルＬａｎ，Ｌｂｎは、トランス鉄心の励磁電流Ｉ_ean，Ｉ_ebnによる磁束φ_ean，φ_ebnが互いに打ち消し合う方向で、リアクトル鉄心Ｔ_1Bの隣接する位置に巻き付けられて、差動接続している。

なお、図４のリアクトル鉄心Ｔ_1Bにおいては、負荷電流Ｉ_la，Ｉ_lbによる磁束φ_la（図４中ではφ_la1，φ_lan），φ_lb（図４中ではφ_lb1，φ_lbn）のみが励磁する描写となっている。

したがって、双方向コンバータ１Ｂのように複数個の回路ユニットＵを配列した構成の場合、双方向コンバータ１Ａと同様の作用効果を奏する他に、以下に示すことが言える。

すなわち、複数個の回路ユニットＵが配列された構成において、各回路ユニットＵの第１，第２リアクトルＬａ，Ｌｂを共通のリアクトル鉄心Ｔ_1Bに適宜巻き付けることができるため（一体化構成することができるため）、より小型化や損失抑制に貢献できる可能性がある。

また、各回路ユニットＵ等の接続構成が簡略化（例えば接続に必要な端子数が低減等）し、双方向コンバータ１Ｂのコストや工数の低減にも貢献できる可能性がある。

≪本実施形態の一例である双方向コンバータ１Ｃ≫
図５は、本実施形態の一例である双方向コンバータ１Ｃを説明するための回路構成図である。なお、図１に示すものと同様のものには、同一符号を付したり描写する等により、その詳細な説明を省略する。

図５に示す双方向コンバータ１Ｃは、２個の回路ユニットＵ１，Ｕ２を備えている。この各回路ユニットＵ１，Ｕ２のトランスＴ１，Ｔ２それぞれの一次側，二次側巻線Ｔａ（図４中ではＴａ１，Ｔａ２），Ｔｂ（図４中ではＴｂ１，Ｔｂ２）と、当該各回路ユニットＵ１，Ｕ２それぞれの第１，第２リアクトルＬａ（図５中ではＬａ１，Ｌａ２），Ｌｂ（図５中ではＬｂ１，Ｌｂ２）とは、共通の環状鉄心（以下、単に兼用鉄心と適宜称する）Ｔ_1Cに対して巻き付けられている。

この兼用鉄心Ｔ_1Cは、それぞれ同一方向に延在した第１～第４鉄心脚ｔ１～ｔ４が、当該第１～第４の順に所定間隔を隔てて並んで配列された構成となっている。第１～第４鉄心脚ｔ１～ｔ４は、当該第１～第４鉄心脚ｔ１～ｔ４に一端側，他端側に設けられた一端側ヨークｔ５，他端側ヨークｔ６によって連結されている。

図５の兼用鉄心Ｔ_1Cにおいて、第１鉄心脚ｔ１には、回路ユニットＵ１のトランスＴ１の一次側，二次側巻線Ｔａ１，Ｔｂ１に対する負荷電流Ｉ_la1，Ｉ_lb1による磁束φ_la1，φ_lb1が互いに打ち消し合う方向で、当該一次側，二次側巻線Ｔａ１，Ｔｂ１が巻き付けられて、差動接続している。

なお、図５の第１鉄心脚ｔ１においては、後述のトランス鉄心の励磁電流Ｉ_ea1，Ｉ_eb1による磁束φ_ea1，φ_eb1のみが励磁する描写となっている。

第２鉄心脚ｔ２には、回路ユニットＵ１の第１，第２リアクトルＬａ１，Ｌｂ１に対するトランス鉄心の励磁電流Ｉ_ea1，Ｉ_eb1による磁束φ_ea1，φ_eb1が互いに打ち消し合う方向で、当該第１，第２リアクトルＬａ１，Ｌｂ１が巻き付けられて、差動接続している。

なお、図５の第２鉄心脚ｔ２においては、負荷電流Ｉ_la1，Ｉ_lb1による磁束φ_la1，φ_lb1のみが励磁する描写となっている。

第３鉄心脚ｔ３には、回路ユニットＵ２の第１，第２リアクトルＬａ２，Ｌｂ２に対するトランス鉄心の励磁電流Ｉ_ea2，Ｉ_eb2による磁束φ_ea2，φ_eb2が互いに打ち消し合う方向で、当該第１，第２リアクトルＬａ２，Ｌｂ２が巻き付けられて、差動接続している。

なお、図５の第３鉄心脚ｔ３においては、後述の負荷電流Ｉ_la2，Ｉ_lb2による磁束φ_la2，φ_lb2のみが励磁する描写となっている。

第４鉄心脚ｔ４には、回路ユニットＵ２のトランスＴ２の一次側，二次側巻線Ｔａ２，Ｔｂ２に対する負荷電流Ｉ_la2，Ｉ_lb2による磁束φ_la2，φ_lb2が互いに打ち消し合う方向で、当該一次側，二次側巻線Ｔａ２，Ｔｂ２が巻き付けられて、差動接続している。

なお、図５の第４鉄心脚ｔ４においては、トランス鉄心の励磁電流Ｉ_ea2，Ｉ_eb2による磁束φ_ea2，φ_eb2のみが励磁する描写となっている。

以上のとおり、兼用鉄心Ｔ_1Cにおいては、トランスＴ１，Ｔ２に係る鉄心と、第１，第２リアクトルＬａ，Ｌｂの鉄心と、を兼ね備え一体化された構成となっている。

したがって、双方向コンバータ１Ｃのように２つの回路ユニットＵ１，Ｕ２を配列した構成の場合、双方向コンバータ１Ａと同様の作用効果を奏する他に、以下に示すことが言える。

すなわち、各回路ユニットＵ１，Ｕ２のトランスＴ１，Ｔ２それぞれの一次側，二次側巻線Ｔａ，Ｔｂと、当該各回路ユニットＵ１，Ｕ２それぞれの第１，第２リアクトルＬａ，Ｌｂとを、共通の兼用鉄心Ｔ_1Cに適宜巻き付けることができるため（一体化構成することができるため）、より小型化や損失抑制に貢献できる可能性がある。

また、各回路ユニットＵ等の接続構成が簡略化（例えば接続に必要な端子数が低減等）し、双方向コンバータ１Ｃのコストや工数の低減にも貢献できる可能性がある。

以上、本発明において、記載された具体例に対してのみ詳細に説明したが、本発明の技術思想の範囲で多彩な変更等が可能であることは、当業者にとって明白なことであり、このような変更等が特許請求の範囲に属することは当然のことである。

１Ａ～１Ｃ…双方向コンバータ
Ｕ，Ｕ１，Ｕ２，Ｕｎ…回路ユニット
２０ａ，２０ｂ…第１，第２コンバータ
Ｓ１～Ｓ８…スイッチング素子
Ｔ，Ｔ１，Ｔｎ…トランス
Ｔ_1A，Ｔ_1B…リアクトル鉄心
Ｔ_1C…兼用鉄心
Ｌａ，Ｌａ１，Ｌａ２，Ｌａｎ…第１リアクトル
Ｌｂ，Ｌｂ１，Ｌｂ２，Ｌｂｎ…第２リアクトル
２１ａ，２１ｂ…第１，第２直流電源
Ｉ_l…負荷電流
Ｉ_e…トランス鉄心の励磁電流
φ_l…負荷電流による磁束
φ_e…トランス鉄心の励磁電流による磁束

Claims (3)

1. 第１直流電源とトランスの一次側巻線とに接続された第１コンバータと、
   第２直流電源とトランスの二次側巻線とに接続された第２コンバータと、
   第１コンバータと一次側巻線との間に挿入接続された第１リアクトルと、
   第２コンバータと二次側巻線との間に挿入接続された第２リアクトルと、
   を備え、
   第１コンバータは、
   第１，第２スイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングアームと、
   第３，第４スイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、
   第２コンバータは、
   第５，第６スイッチング素子が直列接続された第３のスイッチングアームと、
   第７，第８スイッチング素子が直列接続された第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、
   第１，第２リアクトルは、当該第１，第２リアクトルに対するトランス鉄心の励磁電流による磁束が互いに打ち消し合う方向で、共通の鉄心に巻き付けられて差動接続していることを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ。
2. 第１直流電源とトランスの一次側巻線とに接続された第１コンバータと、
   第２直流電源とトランスの二次側巻線とに接続された第２コンバータと、
   第１コンバータと一次側巻線との間に挿入接続された第１リアクトルと、
   第２コンバータと二次側巻線との間に挿入接続された第２リアクトルと、
   を備えた回路ユニットが複数個配列されており、
   各回路ユニットの第１コンバータは、
   第１，第２スイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングアームと、
   第３，第４スイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、
   各回路ユニットの第２コンバータは、
   第５，第６スイッチング素子が直列接続された第３のスイッチングアームと、
   第７，第８スイッチング素子が直列接続された第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、
   各回路ユニットの第１，第２リアクトルは、当該第１，第２リアクトルに対するトランス鉄心の励磁電流による磁束が互いに打ち消し合う方向で、共通の鉄心に巻き付けられて差動接続していることを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ。
3. 第１直流電源とトランスの一次側巻線とに接続された第１コンバータと、
   第２直流電源とトランスの二次側巻線とに接続された第２コンバータと、
   第１コンバータと一次側巻線との間に挿入接続された第１リアクトルと、
   第２コンバータと二次側巻線との間に挿入接続された第２リアクトルと、
   を備えた回路ユニットが２つ配列されており、
   各回路ユニットの第１コンバータは、
   第１，第２スイッチング素子が直列接続された第１のスイッチングアームと、
   第３，第４スイッチング素子が直列接続された第２のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、
   各回路ユニットの第２コンバータは、
   第５，第６スイッチング素子が直列接続された第３のスイッチングアームと、
   第７，第８スイッチング素子が直列接続された第４のスイッチングアームと、が並列接続された単相フルブリッジ回路を有し、
   それぞれ同一方向に延在した第１～第４鉄心脚が当該第１～第４の順に並んで配列されている鉄心を備え、
   各回路ユニットのうち一方の一次側，二次側巻線は、当該一方の一次側，二次側巻線に対する負荷電流による磁束が互いに打ち消し合う方向で、第１鉄心脚に巻き付けられて差動接続しており、
   当該一方の第１，第２リアクトルは、当該一方の第１，第２リアクトルに対するトランス鉄心の励磁電流による磁束が互いに打ち消し合う方向で、第２鉄心脚に巻き付けられて差動接続しており、
   各回路ユニットのうち他方の第１，第２リアクトルは、当該他方の第１，第２リアクトルに対するトランス鉄心の励磁電流による磁束が互いに打ち消し合う方向で、第３鉄心脚に巻き付けられて差動接続しており、
   当該他方の一次側，二次側巻線は、当該他方の一次側，二次側巻線に対する負荷電流による磁束が互いに打ち消し合う方向で、第４鉄心脚に巻き付けられて差動接続している、
   ことを特徴とする双方向絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ。

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