JP6696617B1 - マルチフェーズｌｌｃコンバータ - Google Patents

Abstract

【課題】共振回路の巻線に不要な高調波電流を流すことなく損失を低減できるマルチフェーズＬＬＣコンバータ。【解決手段】スイッチＱ１１とスイッチＱ１２とが接続される接続端に一端が接続される共振リアクトルＬｒ１、第１共振コンデンサＣ１１、第２共振コンデンサＣ１２及びトランスＴ１の１次巻線Ｐ１からなる共振回路、スイッチＱ１１とスイッチＱ１２とを交互にオンオフさせる制御回路１０、トランスの２次巻線Ｓ１の電圧を整流平滑する整流平滑回路Ｄ１１−Ｄ１４を有し、３６０°/ｎの位相差を有するｎ相のマルチフェーズで動作させるｎ個のＬＬＣ共振コンバータを備え、第１共振コンデンサは一端を共振リアクトルとトランスの１次巻線との直列回路に接続し、他端を各相共通の中性点Ｋに接続し、第２共振コンデンサは一端を共振リアクトルとトランスの１次巻線との直列回路に接続し、他端を入力の共通電位Ｇに接続する。【選択図】図１

Description

本発明は、マルチフェーズＬＬＣコンバータに関する。

マルチフェーズＬＬＣコンバータは、３相マルチフェーズ動作させる際、トランスの一次巻線を共振コンデンサを介してスター結線として、各相の電流位相が互いに１２０°ずれるように各コンバータのスイッチをオンオフさせている（特許文献１）。特許文献２及び３は、それぞれの相の共振回路部品を磁気的に結合させ、各相の電流をバランスさせている。

しかしながら、これらの方法では、以下の問題点がある。特許文献１では、各相の共振電流として図１４に示すような各相の共振電流が流れる。各共振コンデンサの結合点では、図１４に示すようなフローティング合成点電圧が発生する。各相の共振回路に流れる電流は、図１５に示すように、２つの周波数ｆ_１，ｆ_２の共振基本成分を持つｎ相分の波形が中性点で合成されて、図１４のような矩形波状の中性点電圧となる。これが各相の共振回路に印加される電圧となって、中性点の矩形波波形のタイミングに合わせて各相の共振電流は図１４あるいは図１７のように大きく歪んだ波形となる。即ち、他の相からの高調波電流も加わるため、不要な渦電流損失が増加する。

また、特許文献１−３には以下の問題点Ａ，Ｂ，Ｃがある。いずれかの相が欠相した場合、一般的には各相の電流を個別に検出して欠相を判定するので、各相に設けた検出回路で判別する。ｎ相であればｎ個の検出要素が必要である（問題点Ａ）。

また、軽負荷時に効率を改善する方法として良く行われる稼働台数を減らして効率上げる方法が一般的に行われる。しかし、ｎ相の共振回路の部品が互いに結合しているので、１相だけを動作させることはできない（問題点Ｂ）。

さらに、一般にＬＬＣ共振コンバータは、図１６に示すように、共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒとによる共振周波数ｆ１、及びトランスの励磁イダクタンスＬｐと共振コンデンサＣｒとによる共振周波数ｆ２において、以下の動作周波数ｆの範囲で出力を調整する。

ｆ_２＜ｆ≦ｆ_１
ここにｆ_１、ｆ_２は以下の式で表せる。

このとき、共振回路に流れる電流またはスイッチに流れる電流は図１５に示すように、期間Ｔ１では周波数ｆ_１を持つ正弦波、Ｔ２期間は周波数ｆ_２を持つ正弦波となる。

共振電流は、図１５に示すように単一周波数成分のみの波形ではないので、結合され、位相シフト動作すると共振電流波形は合成されて、特許文献２の回路では共振電流波形は３つの相数分の歪み成分を持った電流となる。このため、各相の共振電流は図１７に示すように歪み、多くの高調波成分を持つ。

さらに、この共振電流は、トランスの１次側巻線や共振リアクトルにも流れるため、巻線に発生する銅損及びコアの鉄損が大きくなる。そこで、高周波化の際には、この高調波電流が渦電流損失となるので、高周波化に対して阻害する要因となる（問題点Ｃ）。

米国特許第９７８０６７８号 特許４４０６９６７号公報 特許６２９５１７３号公報

本発明の課題は、共振回路の巻線に不要な高調波電流を流すことなく、損失を低減させることできるマルチフェーズＬＬＣコンバータを提供する。

上記課題を解決するために、本発明に係るマルチフェーズＬＬＣコンバータは、直流電源の両端に第１スイッチと第２スイッチとが直列に接続されたスイッチ回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとが接続される接続端に一端が接続される共振リアクトル、第１共振コンデンサ、第２共振コンデンサ及びトランスの１次巻線からなる共振回路と、前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオンオフさせる制御回路と、前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路とを有し、３６０°/ｎの位相差を有するｎ相のマルチフェーズで動作させるｎ個のＬＬＣ共振コンバータを備え、前記第１共振コンデンサは、一端を前記共振リアクトルと前記トランスの１次巻線との直列回路に接続し、他端を各相共通の中性点に接続し、前記第２共振コンデンサは、一端を前記共振リアクトルと前記トランスの１次巻線との直列回路に接続し、他端を入力の共通電位に接続し、前記中性点と前記共通電位との間に接続された欠相検出コンデンサと、前記欠相検出コンデンサに流れる電流を検出し、前記欠相検出コンデンサに所定値以上の電流が流れた場合には、ｎ相のいずれかの相が欠相したと判断する欠相検出回路とを備える。

本発明によれば、第１共振コンデンサは、一端を共振リアクトルとトランスの１次巻線との直列回路に接続し、他端を各相共通の中性点に接続し、各相のトランスの一次巻線が、第１共振コンデンサを介して中性点でスター結線されることで各相の電流をバランスさせる。

第２共振コンデンサは、一端を共振リアクトルとトランスの１次巻線との直列回路に接続し、他端を入力の共通電位に接続し、各相に流れる高調波電流をトランス及び共振リアクトルからバイパスさせる。また、欠相検出回路は、中性点と共通電位との間に接続された欠相検出コンデンサに流れる電流を検出し、欠相検出コンデンサに所定値以上の電流が流れた場合には、ｎ相のいずれかの相が欠相したと判断する。

従って、共振回路の巻線に不要な高調波電流を流すことなく、損失を低減させることできるマルチフェーズＬＬＣコンバータを提供することができる。また、欠相検出コンデンサに所定値以上の電流が流れた場合には、ｎ相のいずれかの相が欠相したと判断することができる。

本発明の第１の実施形態に係るマルチフェーズＬＬＣコンバータの構成ブロック図である。 本発明の第１の実施形態に係るマルチフェーズＬＬＣコンバータの変形例の構成ブロック図である。 図１に示すコンバータが正常に３相動作しているときの共振電流波形と中性点電圧と検出抵抗Rsの電圧を示す図である。 ３相のいずれかの相が欠相した場合の共振電流波形と中性点電圧と検出抵抗Rsの電圧を示す図である。 軽負荷時に１相を動作させ、他の相を停止させる場合のスイッチＱ１１、Ｑ１２のスイッチング電流が流れる経路を示す図である。 軽負荷時に稼働台数を変更したときの効率曲線を示す図である。 各相の共振リアクトル電流と共振コンデンサ電流を示す図である。 本発明の第２の実施形態に係るマルチフェーズＬＬＣコンバータの構成ブロック図である。 第２の実施形態に係るマルチフェーズＬＬＣコンバータの各列の共振リアクトル電流を示す図である。 トランス及び共振リアクトルを一纏めにするための説明図である。 トランス及び共振リアクトルを一纏めにするための説明図である。 トランス及び共振リアクトルを一纏めにするための説明図である。 マルチフェーズＬＬＣコンバータの各トランス及び各共振リアクトルを示す図である。 従来のマルチフェーズＬＬＣコンバータの各相の共振電流とフローティング合成点電圧を示す図である。 従来の単相ＬＬＣコンバータの各相の共振回路に流れる２つの周波数が合成された共振電流を示す図である。 共振リアクトルと共振コンデンサとによる共振周波数ｆ１及びトランスの励磁イダクタンスと共振コンデンサとによる共振周波数ｆ２において動作周波数ｆの範囲で出力を調整する様子を示す図である。 従来のマルチフェーズＬＬＣコンバータの各相の共振電流が歪み、高調波成分を持つ様子を示す図である。

以下、本発明の実施の形態に係るマルチフェーズＬＬＣコンバータについて、図面を参照しながら詳細に説明する。

（第１の実施形態）
図１は、本発明の第１の実施形態に係るマルチフェーズＬＬＣコンバータの構成ブロック図である。図１に示すマルチフェーズＬＬＣコンバータは、入力及び出力側が並列に接続され、３６０°/ｎの位相差を有するｎ相のマルチフェーズで動作させるｎ個のハーフブリッジ型のＬＬＣ共振コンバータを備えている。

なお、説明を容易にするためｎ相マルチフェーズＬＬＣコンバータを３相マルチフェーズＬＬＣコンバータとして説明するが、本発明は３相に限定するものではなく、相数を限定しないｎ相に適用できる。

マルチフェーズＬＬＣ共振コンバータは、入力側が直流電源Ｖｉｎに並列に接続され、出力側が並列に接続されて出力電圧Ｖｏを出力する。

マルチフェーズＬＬＣ共振コンバータは、直流電源Ｖｉｎの両端にスイッチＱ１１とスイッチＱ１２とが直列に接続されたスイッチ回路と、スイッチＱ１１とスイッチＱ１２とが接続される接続端に一端が接続される共振リアクトルＬｒ１、第１共振コンデンサＣ１１、第２共振コンデンサＣ１２及びトランスＴ１の１次巻線Ｐ１からなる共振回路と、スイッチＱ１１とスイッチＱ１２とを交互にオンオフさせる制御回路１０と、トランスＴ１の２次巻線Ｓ１の電圧を整流平滑する整流平滑回路Ｄ１１−Ｄ１４とを有している。

また、マルチフェーズＬＬＣ共振コンバータは、直流電源Ｖｉｎの両端にスイッチＱ２１とスイッチＱ２２とが直列に接続されたスイッチ回路と、スイッチＱ２１とスイッチＱ２２とが接続される接続端に一端が接続される共振リアクトルＬｒ２、第１共振コンデンサＣ２１、第２共振コンデンサＣ２２及びトランスＴ２の１次巻線Ｐ２からなる共振回路と、スイッチＱ２１とスイッチＱ２２とを交互にオンオフさせる制御回路１０と、トランスＴ２の２次巻線Ｓ２の電圧を整流平滑する整流平滑回路Ｄ２１−Ｄ２４とを有している。

さらに、マルチフェーズＬＬＣ共振コンバータは、直流電源Ｖｉｎの両端にスイッチＱ３１とスイッチＱ３２とが直列に接続されたスイッチ回路と、スイッチＱ３１とスイッチＱ３２とが接続される接続端に一端が接続される共振リアクトルＬｒ３、第１共振コンデンサＣ３１、第２共振コンデンサＣ３２及びトランスＴ３の１次巻線Ｐ３からなる共振回路と、スイッチＱ３１とスイッチＱ３２とを交互にオンオフさせる制御回路１０と、トランスＴ３の２次巻線Ｓ３の電圧を整流平滑する整流平滑回路Ｄ３１−Ｄ３４とを有している。

スイッチＱ１１，Ｑ２１，Ｑ３１とスイッチＱ１２，Ｑ２２，Ｑ３２とは、ＭＯＳＦＥＴからなる。制御回路１０は、スイッチＱ１１及びスイッチＱ１２と、スイッチＱ２１及びＱ２２と、スイッチＱ３１及びスイッチＱ３２とを、３６０°／ｎの位相差を有するｎ相のマルチフェーズで動作させる。

第１共振コンデンサＣ１１は、一端を共振リアクトルＬｒ１とトランスＴ１の１次巻線Ｐ１との直列回路に接続し、他端を各相共通の中性点Ｋに接続している。第２共振コンデンサＣ１２は、一端を共振リアクトルＬｒ１とトランスＴ１の１次巻線Ｐ１との直列回路に接続し、他端を入力の共通電位に接続する。ここでは、入力の共通電位は、グランドである。

第１共振コンデンサＣ２１は、一端を共振リアクトルＬｒ２とトランスＴ２の１次巻線Ｐ２との直列回路に接続し、他端を各相共通の中性点Ｋに接続している。第２共振コンデンサＣ２２は、一端を共振リアクトルＬｒ２とトランスＴ２の１次巻線Ｐ２との直列回路に接続し、他端を入力の共通電位に接続する。

第１共振コンデンサＣ３１は、一端を共振リアクトルＬｒ３とトランスＴ３の１次巻線Ｐ３との直列回路に接続し、他端を各相共通の中性点Ｋに接続している。第２共振コンデンサＣ３２は、一端を共振リアクトルＬｒ３とトランスＴ３の１次巻線Ｐ３との直列回路に接続し、他端を入力の共通電位に接続する。

即ち、共振コンデンサを第１共振コンデンサＣ１１，Ｃ２１，Ｃ３１と第２共振コンデンサＣ１２，Ｃ２２，Ｃ３２に分割している。

各ＬＬＣ共振コンバータは、各相の共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３とトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次巻線Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３と第１共振コンデンサＣ１１，Ｃ２１，Ｃ３１で第１の共振回路を形成する。さらに各相の共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３とトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次巻線Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３と第２共振コンデンサＣ１２，Ｃ２２，Ｃ３２とで第２の共振回路を形成する。

また、図１では入力Ｇがマイナス側としているが、入力Ｇがプラス側にしてよい。即ち、入力の共通電位は、入力のプラス側であってもよい。

各トランスＴ１，Ｔ２…の一次巻線Ｐ１，Ｐ２…は、各第１共振コンデンサＣ１１，Ｃ２１…を介してスター結線され、各相に流れる電流がバランスされる。また、第２共振コンデンサＣ１２、Ｃ２２…は、それぞれのコンバータの一次巻線Ｐ１，Ｐ２…と共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２…との直列回路と、入力Ｇに接続される。各相に流れる共振電流が歪み高調波電流が含まれる場合も、高調波電流は第２共振コンデンサＣ１２、Ｃ２２…を介して入力Ｇにバイパスされるので、高調波電流はトランスＴ１，Ｔ２…及び共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２…に流れることはない。このため、トランスＴ１，Ｔ２…及び共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２…に高調波電流が流れないので、高調波による損失を低減できる。

中性点Ｋで発生する高調波電流をバイパスするのであれば、中性点Ｋと入力Ｇの間に第２共振コンデンサＣ１２、Ｃ２２…を入れ、直接高調波をバイパスすることも考えられる。

しかしながら、このようにすると第１共振コンデンサＣ１１，Ｃ２１…による各相に流れる電流のバランスが十分にできなくなるので、第１共振コンデンサＣ１１，Ｃ２１…を介して第２共振コンデンサＣ１２、Ｃ２２…を接続すると良い。このように接続すると、各相の電流をバランスさせるとともに、高調波電流によって発生する損失を抑制することができる。

また、図２に示すように、中性点Ｋの電圧を検出するために、第１共振コンデンサＣ１１，Ｃ２１…及び第２共振コンデンサＣ１２，Ｃ２２…の容量よりも充分に小さい容量のコンデンサＣｓ（欠相検出コンデンサに相当）を中性点Ｋと入力Ｇの間に接続する。コンデンサＣｓはコンバータの共振動作に影響を与えない程度の容量を選定する。コンデンサＣｓには直列に抵抗Ｒｓ（欠相検出回路）が接続されている。

コンデンサＣｓを設けることで、コンデンサＣｓに流れる電流に基づいて欠相を検出することができる。即ち、欠相すると、中性点Ｋの電圧が大きくなるので、コンデンサＣｓに流れる電流が大きくなり、コンデンサＣｓに直列に接続した抵抗Ｒｓの電圧降下により、コンデンサＣｓに所定値以上の電流が流れた場合には、ｎ相のいずれかの相が欠相したと判断することができる。

（従来の問題点Ａに対する本願発明の解決方法）
次に、従来の問題点Ａに対する本願発明の解決方法を説明する。図１４は特許文献１における各相の共振電流波形と中性点Ｋの電圧を示す。各相の共振電流波形は高調波を含んでおり、また中性点Ｋの電圧は大きな振幅の矩形波を含んでいる。特許文献１の構成では中性点Ｋはフローティングである。

特許文献１の各ＬＬＣ共振コンバータは、それぞれ１２０°位相をずらしているので、コンバータに流れている正弦波電流が歪んでいない期間は、ベクトル和としての中性電流はゼロになり、中性点電圧はほぼゼロ電圧となる。しかし、それ以外の期間では中性電流はゼロにならず、中性点電圧は矩形波が発生する。中性点電圧は変動するので、電圧を観測して欠相を検出することは難しい。

図１に示した本発明の回路は、図３に示すように中性点電圧はリップル成分を含んだ直流となる。これは第２共振コンデンサが充放電をするためである。

本発明では、中性点電圧を検出するため、第１共振コンデンサＣ１１，Ｃ２１…と第２共振コンデンサＣ１２，Ｃ２２…の合成容量に対して充分に小さい容量のコンデンサＣｓを接続して、リプル変動電流を流す。

図３は図１に示す回路が正常に３相動作しているときの共振電流波形と中性点電圧と検出抵抗Rsの電圧を示す図である。３相のいずれかの相が欠相した場合、図４に示すように、検出抵抗Rsの電圧が大きくなる。このため、抵抗Ｒｓの電圧Ｖｓによって高速に欠相を検出することができる。

このように中性点に設けたコンデンサＣｓ、抵抗Ｒｓによる検出回路により、ｎ相マルチフェーズＬＬＣコンバータの欠相を簡単に検出できる。また、ｎ個の検出要素が不要となり、構成が簡単になる。

（従来の問題点Ｂに対する本願発明の解決方法）
次に、従来の問題点Ｂに対する本願発明の解決方法を説明する。制御回路１０は、軽負荷時に、稼働台数を減らすために、例えば、１相を動作させ、他の相を停止させる。１相のスイッチＱ１１、Ｑ１２がスイッチングし、他の相のスイッチはオフとする。このとき、スイッチＱ１１、Ｑ１２のスイッチング電流が流れる経路は図５（ａ）の太線のようになる。

すると、他の相の第２共振コンデンサＣ２１，Ｃ２２，Ｃ３２は、１相の各共振コンデンサＣ１１，Ｃ１２に中性されて、図５（ｂ）に示すような一つの共振回路になる。第１及び第２共振コンデンサはそれぞれ等分割されたコンデンサであるから、容量値をＣｒ／２とすると、このとき共振コンデンサの中性容量は３Ｃｒ／４となる。以下の式に示すように、共振周波数ｆ３は周波数ｆ１に対して１５％程度増えるのみである。

また、軽負荷時において、１相分だけ駆動し、他の相を停止することでスイッチのゲート駆動損失などの固定損失を削減することができ、効率を向上することができる。

このように、軽負荷時に稼働台数を変更することで図６に示すような効率曲線にすることができる。図６に示すように、３相動作を１相動作に切り替えることで負荷が変更しても高効率を維持できる。

（従来の問題点Ｃに対する本願発明の解決方法）
次に、従来の問題点Ｃに対する本願発明の解決方法を説明する。本来、共振回路は、共振リアクトルＬｒと共振コンデンサＣｒにより得られる共振周波数において、回路インピーダンスはゼロになり、共振周波数成分の電流しか流れない。

しかし、各先行文献は、共振電流が自身の相の共振回路ループしか流れることができない。このため、共振回路部品を結合又は接続させて動作させると、相数分の高調波成分が中性された電流になることは図１７に示した通りである。

ところが、本発明のように共振コンデンサを第１共振コンデンサＣ１１，Ｃ２１，Ｃ３１及び第２共振コンデンサＣ１２，Ｃ２２，Ｃ３２に分割すると、中性点に接続されている第１共振コンデンサＣ１１，Ｃ２１，Ｃ３１から他の相へ共振電流が流れ込み、中性されて高調波電流が第１共振コンデンサＣ１１，Ｃ２１，Ｃ３１に流れることになる。

同時にバス電圧に接続された第２共振コンデンサＣ１２，Ｃ２２，Ｃ３２にも等しく電流が流れ込むため、各相の共振回路網であるスイッチから共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３とトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次巻線Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３には余分な電流である中性された高調波電流が流れることは無い。その相自身だけの共振周波数の電流が流れる。

これによって、共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３とトランス巻線及びスイッチのチャネル抵抗には図１５のような各相の共振基本波だけが流れて、高調波による巻線抵抗、チャネル抵抗の損失は削減される。

図７に共振リアクトルとトランス１次側に流れる共振電流と、共振コンデンサ電流を示す。共振コンデンサ電流は分割されているため、共振リアクトルやトランス１次側電流の半分の電流である。共振コンデンサ電流は高調波電流を含んでいる。

即ち、共振電流の歪によって発生した高調波電流を第１共振コンデンサＣ１１，Ｃ２１，Ｃ３１及び第２共振コンデンサＣ１２，Ｃ２２，Ｃ３２でバイパスするので、トランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３及び共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３には高調波電流は流れない。これにより、不要な損失を抑制できる。

このように第１の実施形態に係るマルチフェーズＬＬＣ共振コンバータによれば、図１及び図２に示すように、第１共振コンデンサＣ１１，Ｃ２１，Ｃ３１は、一端を共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３とトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次巻線Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３との直列回路に接続し、他端を各相共通の中性点Ｋに接続し、各相のトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の一次巻線Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３が、第１共振コンデンサＣ１１，Ｃ２１，Ｃ３１を介して中性点Ｋでスター結線されることで各相の電流をバランスさせる。

第２共振コンデンサＣ１２，Ｃ２２，Ｃ３２は、一端を共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３とトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３の１次巻線Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３との直列回路に接続し、他端を入力の共通電位に接続し、各相に流れる高調波電流をトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３及び共振リアクトルＬｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３からバイパスさせる。

従って、共振回路の巻線に不要な高調波電流を流すことなく、損失を低減させることできるマルチフェーズＬＬＣコンバータを提供することができる。

なお、第１の実施形態に係るマルチフェーズＬＬＣコンバータにおいて、入力バスラインに接続する第２共振コンデンサは、バスラインプラス側の共振コンデンサとグランド側の共振コンデンサとに分割して接続し、それぞれのコンデンサを半分ずつの容量にしても良い。この場合にも、図１に示すマルチフェーズＬＬＣコンバータと同じ効果が得られる。

（第２の実施形態）
第１の実施形態では、ｎ相マルチフェーズＬＬＣコンバータは、列方向に対してｎ相マルチフェース化していた。第２の実施形態に係るマルチフェーズＬＬＣコンバータは、図８に示すように、ＬＬＣコンバータをｍ行、ｎ列の２次元マトリックス状に配置し、列方向及び行方向にマルチフェーズ化したものである。

制御回路１０は、列方向のＬＬＣ共振コンバータをｎ相マルチフェーズで動作させ、行方向のＬＬＣ共振コンバータをｍ相マルチフェーズで動作させる。この時の共振コンデンサは、列方向の電流バランス用の第１共振コンデンサＣ１１ａ，Ｃ２１ａ，Ｃ３１ａ、Ｃ１１ｂ，Ｃ２１ｂ，Ｃ３１ｂ、Ｃ１１ｃ，Ｃ２１ｃ，Ｃ３１ｃ、高調波電流をバイパスするための第２共振コンデンサＣ１２ａ，Ｃ２２ａ，Ｃ３２ａ，Ｃ１２ｂ，Ｃ２２ｂ，Ｃ３２ｂ，Ｃ１２ｃ，Ｃ２２ｃ，Ｃ３２ｃ、行方向の電流バランス用の第３共振コンデンサＣ１３ａ，Ｃ２３ａ，Ｃ３３ａ、Ｃ１３ｂ，Ｃ２３ｂ，Ｃ３３ｂ、Ｃ１３ｃ，Ｃ２３ｃ，Ｃ３３ｃを用いる。

第１乃至第３共振コンデンサは等分割で良く、３相の場合には、各共振コンデンサはＣｒ／３となる。第３共振コンデンサＣ１３ａ，Ｃ１３ｂ，Ｃ１３ｃは、共通に接続され、第３共振コンデンサＣ２３ａ，Ｃ２３ｂ，Ｃ２３ｃは、共通に接続され、第３共振コンデンサＣ３３ａ，Ｃ３３ｂ，Ｃ３３ｃは、共通に接続されているので、行方向の電流バランスさせることができる。図９に第２の実施形態に係るマルチフェーズＬＬＣコンバータの各列の共振リアクトル電流を示した。

このように構成することで、並列運転の台数が増え大電力化が可能となる。また、コンバータに流れる電流を列又は行でベクトル中性した時の電流がゼロになるように隣同志のコンバータの電流位相を調整することにより、各コンバータの電流はバランスし、高調波電流によってトランス及びリアクトルに不要な損失を発生させることは無い。

（トランス及び共振リアクトルの一括構成）
次に、第１実施形態に係るＬＬＣ共振コンバータで用いられる３つのトランス及び３つの共振リアクトルを一括して、１つのトランスで構成する場合について説明する。

トランスＴ１は、図１０（ａ）に示すように、ギャップ２１を持つ磁気コア（以下、コア２０と称する。）を有し、ギャップ２１を挟む脚コアに一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓ１とが近接して巻回されている。

図１０（ａ）に示すトランスＴ１を幾何学的に磁気抵抗と起電力で示すと、図１０（ｂ）に示すように、磁路にギャップのない抵抗Rm1,Rm2とギャップを持つ抵抗Rmgという磁気抵抗により表すことができる。

ここで、ギャップ２１は空気であるから透磁率はほぼ１であり、コアは数百から数千倍の透磁率を持つ。磁気抵抗は透磁率の逆数であるから
Rmg≫Rm1,Rm2
であり、図１０（ｃ）に示すような起電力と抵抗とを持つ回路に簡略化できる。

次に、図１０（ｄ）に示すように、図１０（ａ）に示すトランスと同じ構成を持つ３つのトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３を用意する。図１０（ｃ）に従って、図１０（ｄ）に示す３つのトランスＴ１，Ｔ２，Ｔ３を磁気抵抗と起電力で描きなおすと、図１１（ａ）に示すようになる。

Rmg1，Rmg2，Rmg3は磁気的に高抵抗であるから、発生磁束Φは互いに干渉しない。磁束Φは図１１（ｂ）に示すように、磁気抵抗の低い一番右側の低抵抗の磁路を通過する。

幾何学的に磁気抵抗と起電力で示された図１１（ｂ）を実際のトランス形状に描きなおすと、コア２０ａは、図１１（ｃ）に示すように３つのギャップ２１を有する脚コアとギャップ２１を有しない脚コアとからなる。構成部品として、コア２０ａは、図１１（ｄ）に示すように２つのコア２０ｂに分割されたものを組み合わせるから、図１１（ｃ）の構成は構造上不安定なものとなる。

従って、図１２（ａ）に示すように、脚コアの両外側にギャップレスの脚コア２２，２３を設けることで構造上安定する。図１２（ｂ）に示すように、脚コア２５の両外側にギャップレスの脚コア２４を設けることで構造上安定する。

図１２（ｂ）では、トランスは、ギャップ２１を有し３相に対応して設けられた３個の脚コア２５と、３個の脚コア２５の外側に形成され且つギャップ２１を有しない閉ループ状の脚コア２４（２個の脚コア）とを有する。各々の脚コア２５には一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓ１とが近接して巻回されている。一次巻線Ｐ１と二次巻線Ｓ１とが近接することで、リーケージインダクタンス、即ち、共振リアクトルＬｒが形成される。

これにより、３つの磁束は、互いに干渉することなく、個別の３つのトランスを以って動作する場合と同じになる。

なお、３相マルチフェーズの場合、５脚トランス、リアクトルとなる。Ｎ相マルチフェーズでは（Ｎ＋２）脚のトランス、リアクトルとなる。

このように、磁気的に結合していないので、各脚で発生した磁束はお互いに干渉しない。磁路を共用してマルチフェーズ動作という位相差ずれを利用して合成磁束は低減されて、コア損失は低減できる。

これにより、図１３に示すようなトランスＴ１ａ，Ｔ２ａ，Ｔ３ａ及び共振リアクトルを上述した１つのトランスで構成することができる。

なお、実施形態では、整流平滑回路をブリッジ整流のみで表現しているが、センタタップ整流、倍電圧整流等もあり、発明の要旨を逸脱しない範囲での整流方式が適用される。

Ｖｉｎ 直流電源
Ｑ１１，Ｑ１２，Ｑ２１，Ｑ２２，Ｑ３１，Ｑ３２ スイッチ
Ｃ１１，Ｃ２１，Ｃ３１ 第１共振コンデンサ
Ｃ１２，Ｃ２２，Ｃ３２ 第２共振コンデンサ
Ｌｒ１，Ｌｒ２，Ｌｒ３ 共振リアクトル
Ｔ１，Ｔ２，Ｔ３ トランス
Ｐ１，Ｐ２，Ｐ３ 一次巻線
Ｓ１，Ｓ２，Ｓ３ 二次巻線
Ｄ１１−Ｄ１４，Ｄ２１−Ｄ２４，Ｄ３１−Ｄ３４ ダイオード
Ｃｓ コンデンサ
Ｒｓ 抵抗
１０ 制御回路
２０ コア
２１ ギャップ
２４，２５ 脚コア

Claims (6)

1. 直流電源の両端に第１スイッチと第２スイッチとが直列に接続されたスイッチ回路と、
   前記第１スイッチと前記第２スイッチとが接続される接続端に一端が接続される共振リアクトル、第１共振コンデンサ、第２共振コンデンサ及びトランスの１次巻線からなる共振回路と、
   前記第１スイッチと前記第２スイッチとを交互にオンオフさせる制御回路と、
   前記トランスの２次巻線の電圧を整流平滑する整流平滑回路とを有し、３６０°/ｎの位相差を有するｎ相のマルチフェーズで動作させるｎ個のＬＬＣ共振コンバータを備え、
   前記第１共振コンデンサは、一端を前記共振リアクトルと前記トランスの１次巻線との直列回路に接続し、他端を各相共通の中性点に接続し、
   前記第２共振コンデンサは、一端を前記共振リアクトルと前記トランスの１次巻線との直列回路に接続し、他端を入力の共通電位に接続し、
   前記中性点と前記共通電位との間に接続された欠相検出コンデンサと、
   前記欠相検出コンデンサに流れる電流を検出し、前記欠相検出コンデンサに所定値以上の電流が流れた場合には、ｎ相のいずれかの相が欠相したと判断する欠相検出回路と、
   を備えるマルチフェーズＬＬＣ共振コンバータ。
2. 前記入力の共通電位は、入力のプラス側であることを特徴とする請求項１に記載のマルチフェーズＬＬＣ共振コンバータ。
3. 前記第１共振コンデンサ及び前記第２共振コンデンサは、所定の共振コンデンサを等分に分割した値からなる請求項１又は請求項２に記載のマルチフェーズＬＬＣ共振コンバータ。
4. 前記制御回路は、軽負荷時にはｎ相のいずれかの相を停止させ、
   前記欠相検出回路は、いずれかの相が欠相したと判断しない請求項１に記載のマルチフェーズＬＬＣ共振コンバータ。
5. 列方向に配列された前記ｎ個のＬＬＣ共振コンバータを行方向にｍ（ｍ≧２）列配列して構成されるｎ個×ｍ個のＬＬＣ共振コンバータを備え、
   各行において一端を前記共振リアクトルと前記トランスの１次巻線との直列回路に接続し、他端を共通接続したｍ個の第３共振コンデンサを設けた請求項１乃至請求項４のいずれか１項に記載のマルチフェーズＬＬＣ共振コンバータ。
6. 前記トランスは、ギャップを有し前記ｎ相に対応して設けられたｎ個の脚コアと、
   前記ｎ個の脚コアの外側に形成され且つ前記ギャップを有しない閉ループ状の外周コアとを有し、
   前記各々の脚コアには前記１次巻線と前記２次巻線とが近接して巻回されている請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載のマルチフェーズＬＬＣ共振コンバータ。

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