WO2023153349A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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WO2023153349A1
WO2023153349A1 PCT/JP2023/003731 JP2023003731W WO2023153349A1 WO 2023153349 A1 WO2023153349 A1 WO 2023153349A1 JP 2023003731 W JP2023003731 W JP 2023003731W WO 2023153349 A1 WO2023153349 A1 WO 2023153349A1
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circuit
power supply
circuit elements
resonance
capacitor
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PCT/JP2023/003731
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English (en)
French (fr)
Inventor
明輝 千葉
Original Assignee
株式会社Ｇｓユアサ
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    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B70/00—Technologies for an efficient end-user side electric power management and consumption
    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply that converts an input voltage into an output voltage using a plurality of LLC converters connected in parallel.
  • multi-phase switching power supplies have multiple operating phases (number of phases) and drive each operating phase by shifting the phases. is known (see, for example, Patent Document 1).
  • One aspect of the present invention provides a switching power supply device capable of achieving high power without increasing the number of complementary gate drive signals.
  • a switching power supply device includes a first switch element and a second switch element connected in series between a positive electrode and a negative electrode of a DC power supply, and the first switch element and the second switch element.
  • a resonant circuit including a resonant reactor whose one end is connected to a connection point of the transformer, a primary winding of a transformer, and n+1 (n is a natural number of 3 or more) 0th-order to nth-order resonant capacitors; as circuit elements.
  • the 0th order resonance capacitor of each circuit element has one end connected in series to the resonance reactor and the primary winding of the transformer, and the other end connected to a power supply line.
  • a kth-order resonant capacitor (k is a natural number from 1 to n) has one end connected in series to the resonant reactor and the primary winding of the transformer, and the other end composed of Pk (where Pk is an arbitrary natural number) circuit elements. is connected to the k-th resonant capacitor of other circuit elements to form a k-dimensional multiphase LLC converter with a phase difference of 360°/Pk.
  • the number of complementary gate drive signals can be made smaller than the total number of circuit elements, and high power can be achieved without increasing the number of complementary gate drive signals.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of a first embodiment of a switching power supply
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a circuit that controls the operation of the switching power supply device shown in FIG. 1
  • FIG. FIG. 3 is a diagram for explaining multidimensionalization (one to three dimensions) of a switching power supply device
  • FIG. 10 is a diagram for explaining multi-dimensionalization (4 to 6 dimensions) of a switching power supply device
  • It is a figure explaining the further multidimensionalization of a switching power supply device.
  • FIG. 4 is a diagram showing the configuration of circuit elements that are one-dimensionally modularized;
  • FIG. 3 shows an example of a polyphase multiplex converter having six circuit elements 10;
  • 10 is an efficiency graph illustrating the operation of the polyphase multiplex converter shown in FIG. 9;
  • FIG. 5 is a diagram showing the circuit configuration of a second embodiment of a switching power supply; It is a figure which shows the structure of the circuit element modularized assuming that it expands to four dimensions. It is a figure which shows the structure of the circuit element modularized assuming expansion to n dimensions.
  • FIG. 4 is a diagram showing the configuration of circuit elements that are one-dimensionally modularized;
  • Fig. 2 shows an example of a multi-phase multi-converter with 6 circuit elements;
  • 16 is an efficiency graph illustrating the operation of the polyphase multiplex converter shown in FIG. 15;
  • the switching power supply device 1 of the present embodiment includes a plurality ( ⁇ ) of half-bridge LLC converters (hereinafter referred to as circuit elements 10).
  • the switching power supply device 1 is configured as a multiphase LLC converter in each of the 1st to nth dimensions. That is, the switching power supply device 1 is a polyphase multiple LLC converter.
  • n is a natural number of 3 or more, and the switching power supply device 1 composed of a multi-phase LLC converter of 3 or more dimensions will be described below.
  • the circuit element 10 is a first switch element connected in series between a high potential input terminal Tin + connected to the positive pole of the DC power supply Vin and a low potential input terminal Tin - connected to the negative pole of the DC power supply Vin. It has QH and a second switch element QL.
  • the circuit element 10 includes a resonant reactor Lr whose one end is connected to a connection point between the first switch element QH and the second switch element QL, a primary winding N1 of a transformer T, and n+1 resonant capacitors Cr0 to Crn.
  • a resonant circuit comprising:
  • the circuit element 10 includes a rectifying/smoothing circuit including synchronous rectifying elements SR1 and SR2 for rectifying and smoothing the voltage of the secondary winding N2 of the transformer T, and an output capacitor Cout.
  • the rectifying/smoothing circuit can employ rectifying methods such as center-tap rectification, bridge rectification, voltage doubler rectification, and Cock-Walton rectification.
  • An input capacitor Cin is connected between the high potential input terminal Tin + and the low potential input terminal Tin- , and both ends of the output capacitor Cout are connected to the high potential output terminal Vout + and the low potential output terminal Vout- . .
  • the resonant capacitor Cr0 has one end connected in series to the resonant reactor Lr and the primary winding N1 of the transformer T, and the other end connected to the low potential input terminal Tin- .
  • the resonance capacitors Cr1 to Crn have one ends connected in series to the resonance reactor Lr and the primary winding N1 of the transformer T, and the other ends connected to the bypass terminals T1 to Tn, respectively.
  • the other end (bypass terminal Tk) of the k-th (k is a natural number from 1 to n) resonance capacitor Crk is a k-dimensional It is connected to the other end (bypass terminal Tk) of the k-th resonance capacitor Crk of another circuit element 10 so as to constitute a multiphase LLC converter.
  • Each of the n interconnection points of the bypass terminals T1-Tn is referred to herein as a k-dimension, regardless of the orthogonality of the dimensions.
  • the total number ⁇ of circuit elements 10 is expressed by the following equation (1) using Pk, which is the number of phases in k dimensions.
  • the switching power supply device 1 includes a control circuit 20 and a selection signal generation circuit 30, as shown in FIG. 2(a).
  • the circuit 41 is controlled to select operation/stop of the ⁇ circuit elements 10 for each dimension and each phase.
  • the number of phases P1 to Pn in the 1st to n dimensions may be different, but by making them all the same, the same complementary gate drive signal GPk can be used in each dimension.
  • the same complementary gate drive signal GPk power expansion can be easily achieved by multi-phase without increasing the scale of the circuits involved in control. Even if the number of phases Pk is 2 or some other divisor of the number of phases Pk, complementary gate drive signals G Pk(1 to n) of other dimensions can be used as well.
  • the complementary gate drive signals generated by the control circuit 20 are G 1 , G 2 , G 3
  • the phase selection signals generated by the selection signal generation circuit 30 are also three, X 1 , X 2 and X 3 .
  • a one-dimensional three-phase LLC converter composed of three circuit elements 10 having only a resonance capacitor Cr1 has a phase difference of 360°/3 in each circuit element 10 .
  • FIG. 3(a) expresses the circuit elements 10 by three types of cubes with different densities, and a connection point for interconnecting the other end (bypass terminal T1) of the resonance capacitor Cr1 passes through the three cubes. Represented by a single line.
  • one resonance capacitor Cr1 of the circuit element 10 having two resonance capacitors Cr1 and Cr2 is connected in one dimension and another resonance capacitor Cr2 in two dimensions at the connection point. Connect each so that the phases do not overlap.
  • FIG. 3(b) three connection points are added in the two-dimensional direction, and nine circuit elements 10 having six interconnection points form a two-dimensional three-phase triple LLC converter. .
  • FIG. 3B shows only two-dimensional connection points.
  • the two resonant capacitors Cr1 and Cr2 of the circuit element 10 having three resonant capacitors Cr1, Cr2, and Cr3 are connected in one-dimensional direction and two-dimensional direction, respectively.
  • the eye resonance capacitors Cr3 are interconnected in a three-dimensional direction so that the phases do not overlap at the connection points.
  • FIG. 3(c) shows only connection points in three-dimensional directions.
  • the switching power supply device 1 is a multi-phase LLC converter at one connection point, and when compared between the connection points, the multi-phase LLC converters overlap to form a multiple LLC converter. Therefore, the switching power supply device of this embodiment can be called a polyphase multiple LLC converter.
  • the three-dimensional three-phase ninefold LLC converter shown in FIG. 3(b) is expressed as one cube, four dimensions can be recognized in the same way as one dimension, as shown in FIG. 4(a).
  • the three resonant capacitors Cr1, Cr2, Cr3 of the circuit element 10 having four resonant capacitors Cr1, Cr2, Cr3, Cr4 are connected in three dimensions as described above,
  • the first resonance capacitor Cr4 is connected in the four-dimensional direction.
  • a four-dimensional three-phase 27-fold LLC converter is configured with three cubes that constitute a three-dimensional three-phase nine-fold LLC converter, for a total of 81 circuit elements 10 .
  • connection points of the four-dimensional three-phase 27-fold LLC converter already contain 27 connection points in the cube of the three-dimensional three-phase nine-fold LLC converter. , with a total of 108 connection points.
  • FIG. 4(a) shows one of the connection points in the four-dimensional direction.
  • circuit elements 10 having 405 interconnection points form a five-dimensional three-phase 81-fold LLC converter.
  • FIG. 4(b) shows one of the five-dimensional connecting points.
  • FIG. 4(c) shows one of the connection points in the six-dimensional directions.
  • a 6-dimensional three-phase 243-fold LLC converter extended to 6 dimensions is represented by one cube, and as shown in FIG. can continue. Further dimensionality is achieved by adding dimensional axes with a multi-dimensional multiplex LLC converter composed of 3N (N is a natural number) dimensions as one cube. Therefore, if the three-phase LLC converter is made n-dimensional, it becomes an n-dimensional three-phase 3n -1 multiple LLC converter. Thus, high power can be realized without increasing the number of complementary gate drive signals from three phases.
  • the switching power supply device 1 has a multi-dimensional fractal structure obtained by overlapping three-dimensional orthogonal axes. Even if it is extended to three dimensions or more, it is not necessary to set the phase difference to 360°/ ⁇ according to the total number ⁇ of the circuit elements 10 as in the conventional multiphase method. Since there is no need to prepare complementary gate drive signal generation circuits that generate ⁇ phase differences, it is possible to suppress an increase in the scale of circuits related to control. In particular, when the number of phases Pk in each dimension is the same, a multiphase LLC converter having a phase difference of 360°/Pk with respect to a certain connection point is configured to generate Pk complementary gate drive signals. It is possible to increase the power by increasing the number of circuits while performing current balancing.
  • the switching power supply device 1 of the present embodiment can be configured as an integrated circuit (for example, as a power supply IC or system-on-chip (SoC)) in which a semiconductor and magnetic components are mixed in a package of limited size. can.
  • SoC system-on-chip
  • a switching power supply device 1 with an output power of 1 kW (kilowatts) can be realized by connecting ten circuit elements 10 that output 100 W of power.
  • a multi-phase multiple converter configured with an integrated circuit may be applied to a Micro Electro Mechanical System (MEMS).
  • MEMS Micro Electro Mechanical System
  • the circuit element 10 of the switching power supply 1 has n divided resonant capacitors Cr1 to Crn in addition to the resonant capacitor Cr0 whose other end is connected to the low potential input terminal Tin- .
  • the other end (bypass terminal Tk) of the k-th (1 to n) resonant capacitor Crk is connected to another circuit element 10 so that Pk circuit elements 10 constitute a multiphase LLC converter with a phase difference of 360°/Pk. is connected to the other end (bypass terminal Tk) of the k-th resonance capacitor Crk.
  • the total number ⁇ of circuit elements 10 constituting the switching power supply 1 is expressed by the above equation (1)
  • the total number ⁇ c of interconnection points by the resonance capacitors Cr1 to Crn is expressed by the following equation (2). be done.
  • the resonance frequency ⁇ r when all the ⁇ circuit elements 10 of the switching power supply 1 operate is expressed by the following equation (3).
  • the resonance frequency ⁇ r when the capacitances of the resonance capacitors Cr0 to Crn are equal is expressed by the following equation (4).
  • the total number ⁇ of the circuit elements 10 and the connection points can be limited to 1:1.
  • the circuit element 10a shown in FIG. 6 is modularized on the assumption that it will be extended to four dimensions at maximum, and includes four resonance capacitors Cr1 to Cr4 in addition to the resonance capacitor Cr0.
  • the connection points (bypass terminals T1 to T4) of the four resonance capacitors Cr1 to Cr4 may share the connection points or may be connected to the power supply line.
  • FIG. 6 only the main circuit of the circuit element 10a is shown within the solid line frame (corresponding to the module).
  • a circuit element 10b shown in FIG. 7 is modularized with a resonance capacitor addition terminal Tadd for dimension expansion to which n resonance capacitors Cr1 to Crn can be connected. That is, the circuit element 10b is modularized by incorporating only the resonance capacitor Cr0, and has a resonance capacitor addition terminal Tadd connected to a connection point between the primary winding N1 of the transformer T and one end of the resonance capacitor Cr0. .
  • the resonance capacitor addition terminal Tadd allows the n resonance capacitors Cr1 to Crn to be externally mounted on another board such as a motherboard indicated by a dotted line frame. In FIG. 7, only the main circuit of the circuit element 10b is shown within the solid line frame (module).
  • a one-dimensional Pk-phase LLC converter 100 shown in FIG. 8 is modularized by one-dimensionally connecting a circuit element 10b provided with three resonance capacitors Cr1 to Cr3 in addition to the resonance capacitor Cr0 in anticipation of expansion to three dimensions. It is a thing. Each circuit element 10b has connection points (bypass terminals T2 and T3) of two resonance capacitors Cr2 and Cr3, and can be expanded in two and three dimensions.
  • the one-dimensional Pk-phase LLC converter 100 is provided with smoothing capacitors (input capacitor Cin, output capacitor Cout) at the input and output for the purpose of reducing ripple current. By providing smoothing capacitors for the input and output, it is possible to guarantee the stability of the input and output voltages when the modules are connected in series and parallel.
  • the switching power supply device 1 controls the phase selection circuit 41 and the dimension selection circuit 42 shown in FIG. It is possible to switch the number of operating circuit elements 10 by controlling the stopping on a phase-by-phase basis and a dimension-by-dimension basis.
  • ⁇ Cr, ⁇ Cr, and ⁇ Cr be the capacitances of the resonance capacitors Cr0, Cr1, and Cr2 of each circuit element 10, respectively, and set as shown in the following equation (6).
  • the resonance frequency ⁇ r when all six circuit elements 10 are operating is expressed by the following equation (7).
  • the resonance frequency ⁇ r,1 ⁇ when only the circuit element (1,1) is in operation is given by the following equation (8) using the combined capacitance Cr,1 ⁇ with the capacitance of the resonance capacitor network of the circuit element 10 that is not in operation. expressed.
  • the resonance frequency ⁇ r,3 ⁇ when only three half-bridge LLC circuit elements operate in the one-dimensional direction, such as circuit elements (1,1), (2,1), and (3,1), is It is represented by the following formula (10).
  • the resonance frequency increases by 25.8% during 1-circuit operation, 8% during 2-circuit operation, and 11.5% during 3-circuit operation relative to the resonance frequency during 6-circuit operation. 8% increase.
  • the actual switching frequency also conforms approximately to this.
  • the first switch element QH and the second switch element QL connected in series across the DC power supply Vin, and the first switch element QH and the second switch element QL , a primary winding N1 of a transformer T, and n+1 (n is a natural number of 3 or more) 0th order resonance capacitors (resonance capacitors Cr0) to nth order and a resonance circuit including a resonance capacitor (resonance capacitor Crn).
  • n is a natural number of 3 or more
  • 0th order resonance capacitors resonance capacitors Cr0
  • One end of the 0th-order resonance capacitor of each circuit element 10 is connected in series with the resonance reactor Lr and the primary winding N1 of the transformer T, and the other end is connected to the power supply line.
  • a capacitor (resonant capacitor Crk, k is a natural number from 1 to n) has one end connected in series to the resonant reactor Lr and the primary winding N1 of the transformer T, and the other end connected to Pk circuits (where Pk is an arbitrary natural number).
  • the element 10 is connected to the kth resonant capacitor of another circuit element 10 so as to form a k-dimensional multi-phase LLC converter with a phase difference of 360°/Pk.
  • the same complementary gate drive signal G Pk (1 to n) can be used in each dimension. Power expansion can be easily achieved by phasing.
  • the dimension selection circuit 42 that selects operation/stop of the circuit element 10 on a dimension basis, and the selection signal generation circuit 30 that generates the dimension selection signal Yk for controlling the dimension selection circuit 42 are provided.
  • efficiency can be maintained by switching the number of operating circuits according to the load.
  • the phase selection circuit 41 that selects operation/stop of the circuit element 10 on a phase-by-phase basis, it is possible to achieve a wide range of operation from a light load in which only one circuit element 10 is operated to a heavy load in which all circuit elements 10 are operated. Efficiency can be maintained.
  • Patent Document 1 (Second embodiment) In Patent Document 1, one end of which is connected in series to a resonant reactor and a primary winding of a transformer, and the other end of which is connected to the ground (negative electrode of a DC power supply) is provided to provide a resonant capacitor that balances the current between phases. is taking When multiple LLC converters are separated from one another, the ground potentials may differ. In such a case, the connection point voltages of the resonant capacitors connected to the ground are different, making it difficult to balance the currents.
  • the present embodiment provides a switching power supply device capable of increasing the total number of LLC converters without increasing the number of complementary gate drive signals, balancing the currents among the LLC converters, and achieving high power.
  • a switching power supply device includes a first switch element and a second switch element connected in series between a positive electrode and a negative electrode of a DC power supply, and the first switch element and the second switch element.
  • a resonance circuit including a resonance reactor having one end connected to a connection point, a primary winding of a transformer, and n (n is a natural number equal to or greater than 2) first to n-th resonance capacitors;
  • a plurality of half-bridge LLC converters are provided as circuit elements.
  • one end of the k-th resonant capacitor (k is a natural number of 1 to n) of each circuit element is connected to the negative electrode (power supply line) via a capacitor, and the resonant reactor, the It is connected in series with the primary winding of the transformer so that the other end constitutes a k-dimensional multiphase LLC converter with a phase difference of 360°/Pk by Pk (Pk is an arbitrary natural number) circuit elements. It is connected to the k-th resonant capacitor of another circuit element.
  • the number of complementary gate drive signals can be made smaller than the total number of circuit elements, without increasing the number of complementary gate drive signals.
  • the resonant capacitor connected to the negative pole of the DC power supply is omitted, it is easy to balance the current between the LLC converters.
  • the total number of LLC converters is increased, and the current balance between the LLC converters is achieved to achieve high power.
  • a switching power supply device 101 of the present embodiment includes a plurality ( ⁇ ) of half-bridge LLC converters (hereinafter referred to as circuit elements 110).
  • the switching power supply device 101 is configured as a multiphase LLC converter in each of the 1st to nth dimensions. That is, the switching power supply device 101 is a polyphase multiple LLC converter.
  • n is a natural number of 2 or more, and the switching power supply device 101 composed of a two-dimensional or more multiphase LLC converter will be described below.
  • the circuit element 110 is a first switch element connected in series between a high potential input terminal Tin + connected to the positive pole of the DC power supply Vin and a low potential input terminal Tin - connected to the negative pole of the DC power supply Vin. It has QH and a second switch element QL.
  • the circuit element 110 includes a resonant reactor Lr whose one end is connected to a connection point between the first switch element QH and the second switch element QL, a primary winding N1 of the transformer T, and n resonant capacitors Cr1 to Crn.
  • a resonant circuit comprising:
  • the circuit element 110 comprises a rectifying/smoothing circuit including synchronous rectifying elements SR1 and SR2 for rectifying and smoothing the voltage of the secondary winding N2 of the transformer T, and an output capacitor Cout.
  • the rectifying/smoothing circuit can employ rectifying methods such as center-tap rectification, bridge rectification, voltage doubler rectification, and Cock-Walton rectification.
  • An input capacitor Cin is connected between the high potential input terminal Tin + and the low potential input terminal Tin- , and both ends of the output capacitor Cout are connected to the high potential output terminal Vout + and the low potential output terminal Vout- . .
  • the resonance capacitors Cr1 to Crn have one ends connected in series to the resonance reactor Lr and the primary winding N1 of the transformer T, and the other ends connected to the bypass terminals T1 to Tn, respectively.
  • the other end (bypass terminal Tk) of the k-th (k is a natural number from 1 to n) resonance capacitor Crk is a k-dimensional It is connected to the other end (bypass terminal Tk) of the k-th resonance capacitor Crk of another circuit element 110 so as to constitute a multiphase LLC converter.
  • Resonance reactor Lr and one end of resonance capacitors Cr1 to Crn connected in series to primary winding N1 of transformer T are not connected to the negative electrode (low potential input terminal Tin ⁇ ) of DC power supply Vin via a capacitor.
  • the primary winding N1 of the transformer T and the negative electrode of the DC power supply Vin are not connected via the resonance capacitor.
  • Other configurations in this embodiment are the same as those in the first embodiment.
  • the switching power supply device 101 includes a control circuit 20 and a selection signal generation circuit 30 shown in FIGS. 2(a) and 2(b).
  • a one-dimensional three-phase LLC converter composed of three circuit elements 110 having only resonance capacitor Cr1 has a phase difference of 360°/3 in each circuit element 110 .
  • the two-dimensional expansion and the three-dimensional expansion are shown in FIGS. 3(a) to 3(c).
  • Extensions to the 4th to 6th dimensions are shown in FIGS. 4(a) to 4(c).
  • An extension in the 7th to 9th dimension direction is shown in FIG. Higher power can be achieved without increasing the number of complementary gate drive signals from three phases.
  • the switching power supply device 101 has a multi-dimensional fractal structure obtained by overlapping three-dimensional orthogonal axes. Even if it is extended to three dimensions or more, it is not necessary to set the phase difference to 360°/ ⁇ according to the total number ⁇ of the circuit elements 110 as in the conventional multiphase method. Since there is no need to prepare complementary gate drive signal generation circuits that generate ⁇ phase differences, it is possible to suppress an increase in the scale of circuits related to control. In particular, when the number of phases Pk in each dimension is the same, a multiphase LLC converter having a phase difference of 360°/Pk with respect to a certain connection point is configured to generate Pk complementary gate drive signals. It is possible to increase the power by increasing the number of circuits while performing current balancing.
  • the switching power supply device 101 of the present embodiment can be configured as an integrated circuit (for example, as a power supply IC or system on chip (SoC)) in which semiconductors and magnetic components are mixed in a package of limited size. can.
  • SoC system on chip
  • a switching power supply device 101 with an output power of 1 kW (kilowatt) can be realized by connecting ten circuit elements 110 that output 100 W of power.
  • a multi-phase multiple converter configured with an integrated circuit may be applied to a Micro Electro Mechanical System (MEMS).
  • MEMS Micro Electro Mechanical System
  • the circuit element 110 of the switching power supply device 101 has n divided resonance capacitors Cr1 to Crn.
  • the other end (bypass terminal Tk) of the k-th (1 to n) resonant capacitor Crk is connected to another circuit element 110 so that Pk circuit elements 110 form a multiphase LLC converter with a phase difference of 360°/Pk. is connected to the other end (bypass terminal Tk) of the k-th resonance capacitor Crk.
  • the total number ⁇ of circuit elements 110 forming the switching power supply device 101 is expressed by the above equation (1)
  • the total number ⁇ c of interconnection points by the resonance capacitors Cr1 to Crn is expressed by the above equation (2). be done.
  • the resonance frequency ⁇ r when all the ⁇ circuit elements 110 of the switching power supply device 101 operate is expressed by the following equation (11).
  • the resonance frequency ⁇ r when the capacitances of the resonance capacitors Cr1 to Crn are equal is expressed by the following equation (12).
  • the condition that the total number ⁇ of circuit elements 110 and the interconnection points match is the condition shown in the above equation (5).
  • the total number ⁇ of the circuit elements 110 and the connection point can be limited to 1:1.
  • a circuit element 110a shown in FIG. 12 is modularized on the assumption that it will be extended to four dimensions at maximum, and includes four resonance capacitors Cr1 to Cr4.
  • the connection points (bypass terminals T1 to T4) of the four resonance capacitors Cr1 to Cr4 may share the connection points or may be connected to the power supply line.
  • FIG. 12 only the main circuit of the circuit element 110a is shown within the solid line frame (corresponding to the module).
  • a circuit element 110b shown in FIG. 13 is modularized with a resonance capacitor addition terminal Tadd for dimension expansion to which n resonance capacitors Cr1 to Crn can be connected.
  • the circuit element 110b is modularized except for the resonance capacitors Cr1 to Crn, and has a resonance capacitor addition terminal Tadd connected to the primary winding N1 of the transformer T.
  • the resonance capacitor addition terminal Tadd allows the n resonance capacitors Cr1 to Crn to be externally mounted on another board such as a motherboard indicated by a dotted line frame.
  • FIG. 13 only the main circuit of the circuit element 110b is shown within the solid line frame (corresponding to the module).
  • a one-dimensional Pk-phase LLC converter 1100 shown in FIG. 14 is modularized by one-dimensionally connecting a circuit element 110b having three resonance capacitors Cr1 to Cr3. Each circuit element 110b has connection points (bypass terminals T2-T3) of two resonance capacitors Cr2-Cr3, and can be expanded in two-dimensional and three-dimensional directions.
  • the one-dimensional Pk-phase LLC converter 1100 is provided with smoothing capacitors (input capacitor Cin, output capacitor Cout) at the input and output for the purpose of reducing ripple current. By providing smoothing capacitors for the input and output, it is possible to guarantee the stability of the input and output voltages when the modules are connected in series and parallel.
  • the switching power supply device 101 controls the phase selection circuit 41 and the dimension selection circuit 42 shown in FIG. It is possible to switch the number of operating circuit elements 110 by controlling the stopping on a phase-by-phase and dimension-by-dimension basis.
  • ⁇ Cr and ⁇ Cr be the capacitances of the resonance capacitors Cr1 and Cr2 of each circuit element 110, respectively, and set as shown in the following equation (13).
  • the resonance frequency ⁇ r,3 ⁇ when only three half-bridge LLC circuit elements operate in the one-dimensional direction, such as circuit elements (1,1), (2,1), and (3,1), is It is represented by the following formula (16).
  • the number of complementary gate drive signals can be made smaller than the total number ⁇ of circuit elements 110, without increasing the number of complementary gate drive signals.
  • the capacitor connected to the negative electrode of the DC power supply Vin is omitted, it is easy to maintain current balance.
  • the present embodiment increases the total number ⁇ of the circuit elements 110 and balances the currents among the circuit elements 110 to achieve high power.
  • the same complementary gate drive signal G Pk (1 to n) can be used in each dimension. Power expansion can be easily achieved by phasing.
  • the dimension selection circuit 42 that selects operation/stop of the circuit element 110 in units of dimension, and the selection signal generation circuit 30 that generates the dimension selection signal Yk for controlling the dimension selection circuit 42 are provided.
  • efficiency can be maintained by switching the number of operating circuits according to the load.
  • the phase selection circuit 41 that selects operation/stop of the circuit element 110 on a phase-by-phase basis, it is possible to achieve a wide range of operation, from a light load in which only one circuit element 110 is operated to a heavy load in which all circuit elements 110 are operated. Efficiency can be maintained.
  • each circuit element 10 is physically provided with the resonant reactor Lr, but alternatively, the resonant reactor Lr may utilize the leakage inductance of the transformer.

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Abstract

各回路要素の共振コンデンサＣｒｋ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎ１に直列に接続され、他端がＰｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素１０により位相差３６０°／ＰｋであるマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１０の共振コンデンサＣｒｋに接続されている。

Description

スイッチング電源装置
　本発明は、並列接続された複数のＬＬＣコンバータを用いて入力電圧を出力電圧に変換するスイッチング電源装置に関する。
　近年、出力負荷の増大に伴って大電流化や低リップル化を実現するために、動作フェーズ数（相数）を複数にし、位相をずらして各動作フェーズを駆動するマルチフェーズ型のスイッチング電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特許第６６９６６１７号公報
　しかしながら、相数が増えるほど、用意する相補スイッチの相補ゲートドライブ信号も増加する。従って、相数の増加に伴う制御も複雑となり、制御に関わる回路が大規模化するなど、多相化による電力拡張は容易にできなかった。
　本発明の一態様は、相補ゲートドライブ信号を増やすことなく、大電力化を実現できるスイッチング電源装置を提供する。
　本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、直流電源の正極と負極との間に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点に一端が接続された共振リアクトル、トランスの１次巻線、及び、ｎ＋１個（ｎは３以上の自然数）の第０次共振コンデンサ～第ｎ次共振コンデンサ、を含む共振回路と、を有するハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素として複数個備える。スイッチング電源装置において、各回路要素の第０次共振コンデンサは、一端が前記共振リアクトル、前記トランスの１次巻線に直列に接続されて、他端が電源ラインに接続され、各回路要素の第ｋ次共振コンデンサ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が前記共振リアクトル、前記トランスの１次巻線に直列に接続されて、他端がＰｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素の第ｋ次共振コンデンサに接続されている。
　本発明の一態様によれば、相補ゲートドライブ信号を回路要素の総数よりも少なくでき、相補ゲートドライブ信号を増やすことなく、大電力化を実現できる。
スイッチング電源装置の第１実施形態の回路構成を示す図である。 図１に示すスイッチング電源装置の動作を制御する回路を説明する図である。 スイッチング電源装置の多次元化（１～３次元）を説明する図である。 スイッチング電源装置の多次元化（４～６次元）を説明する図である。 スイッチング電源装置のさらなる多次元化を説明する図である。 ４次元に拡張することを想定してモジュール化された回路要素の構成を示す図である。 ｎ次元に拡張することを想定してモジュール化された回路要素の構成を示す図である。 １次元でモジュール化された回路要素の構成を示す図である。 ６つの回路要素１０を有する多相多重コンバータの例を示す図である。 図９に示す多相多重コンバータの動作を説明する効率グラフである。 スイッチング電源装置の第２実施形態の回路構成を示す図である。 ４次元に拡張することを想定してモジュール化された回路要素の構成を示す図である。 ｎ次元に拡張することを想定してモジュール化された回路要素の構成を示す図である。 １次元でモジュール化された回路要素の構成を示す図である。 ６つの回路要素を有する多相多重コンバータの例を示す図である。 図１５に示す多相多重コンバータの動作を説明する効率グラフである。
　以下、図を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。以下の実施の形態において、同様の機能を示す構成には、同一の符号を付して適宜説明を省略する。
（第１実施形態）
　本実施の形態のスイッチング電源装置１は、図１を参照すると、複数（Σ）個のハーフブリッジＬＬＣコンバータ（以下、回路要素１０と称す）を備える。スイッチング電源装置１は、１～ｎ次元のそれぞれがマルチフェーズＬＬＣコンバータとして構成されている。すなわち、スイッチング電源装置１は、多相多重ＬＬＣコンバータである。ここで、ｎは、３以上の自然数であり、３次元以上のマルチフェーズＬＬＣコンバータから構成されるスイッチング電源装置１を以下説明する。
　回路要素１０は、直流電源Ｖｉｎの正極に接続される高電位入力端子Ｔｉｎ＋と、直流電源Ｖｉｎの負極に接続される低電位入力端子Ｔｉｎ－との間に直列に接続された第１スイッチ素子ＱＨ及び第２スイッチ素子ＱＬを備える。
　回路要素１０は、第１スイッチ素子ＱＨと第２スイッチ素子ＱＬとの接続点に一端が接続された共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎ１、及び、ｎ＋１個の共振コンデンサＣｒ０～Ｃｒｎを含む、共振回路を備える。
　回路要素１０は、トランスＴの２次巻線Ｎ２の電圧を整流平滑する同期整流素子ＳＲ１、ＳＲ２、及び、出力コンデンサＣｏｕｔを含む、整流平滑回路を備える。
　図１では、実線枠内（モジュールに相当）に、回路要素１０の主回路のみを記している。整流平滑回路は、センタータップ整流、ブリッジ整流、倍電圧整流、コックウォルトン整流などの整流方式を採用できる。
　高電位入力端子Ｔｉｎ＋と低電位入力端子Ｔｉｎ－との間には、入力コンデンサＣｉｎが接続され、出力コンデンサＣｏｕｔの両端が高電位出力端子Ｖｏｕｔ＋と低電位出力端子Ｖｏｕｔ－に接続されている。
　共振コンデンサＣｒ０は、一端が共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎ１に直列に接続され、他端が低電位入力端子Ｔｉｎ－に接続されている。
　共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎは、一端がいずれも共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎ１に直列に接続され、他端がそれぞれバイパス端子Ｔ１～Ｔｎに接続されている。ｋ番目（ｋは１～ｎの自然数）の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）は、Ｐｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素１０により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１０のｋ番目の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）に接続されている。本明細書では、次元の直交性は問わずに、バイパス端子Ｔ１～Ｔｎのｎ個の相互接続点をそれぞれｋ次元と称している。
　回路要素１０の総数Σは、ｋ次元のそれぞれの相数であるＰｋを用いて、以下の式(１)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　スイッチング電源装置１は、図２（ａ）を参照すると、制御回路２０と、選択信号生成回路３０とを備えている。制御回路２０は、Σ個の回路要素１０の第１スイッチ素子ＱＨ及び第２スイッチ素子ＱＬを、相補ゲートドライブ信号ＧｋＰｋ（ｋ＝１～ｎ）によって交互にオンオフさせる。選択信号生成回路３０は、次元選択信号Ｙｋによって次元選択回路４２を制御して回路要素１０の動作／停止を次元毎に選択すると共に、相選択信号ＸｋＰｋ（ｋ＝１～ｎ）によって相選択回路４１を制御してΣ個の回路要素１０の動作／停止を次元毎・相毎に選択する。
　１～ｎ次元のそれぞれの相数Ｐ１～Ｐｎは、異なっていてもよいが、全て同一にすることで、各次元で同じ相補ゲートドライブ信号ＧＰｋを使用することができる。同じ相補ゲートドライブ信号ＧＰｋの使用により、制御に関わる回路が大規模化することなく、多相化によって電力拡張を容易に行うことができる。相数Ｐｋは、２や他の相数Ｐｋの約数であっても、同様に他の次元の相補ゲートドライブ信号ＧＰｋ（１～ｎ）を使用できる。
　例えば、１～ｎ次元のそれぞれの相数Ｐ１～Ｐｎを全て３にした場合、図２（ｂ）に示すように、制御回路２０が生成する相補ゲートドライブ信号は、Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３の３個、選択信号生成回路３０が生成する相選択信号もＸ１、Ｘ２、Ｘ３の３個である。
　共振コンデンサＣｒ１のみを有する３個の回路要素１０で構成する１次元三相ＬＬＣコンバータは、各回路要素１０において３６０°／３ずつ位相が異なる。図３（ａ）は、それら回路要素１０を三種類の濃度の異なるキューブ（Ｃｕｂｅ）で表現し、共振コンデンサＣｒ１の他端（バイパス端子Ｔ１）を相互接続する接続点を三つのキューブを貫通する1本の線で表現している。
　２次元方向への拡張のためには、二つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２を有する回路要素１０の一つの共振コンデンサＣｒ１を１次元方向に、もう一つの共振コンデンサＣｒ２を２次元方向に、接続点で位相が重ならないようにそれぞれ接続する。これにより、図３（ｂ）に示すように、２次元方向に三つの接続点が加わり、６つの相互接続点を有する９個の回路要素１０で、２次元三相三重ＬＬＣコンバータが構成される。図３（ｂ）には、２次元方向の接続点のみが示されている。
　さらに、３次元方向への拡張のためには、三つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２、Ｃｒ３を持つ回路要素１０の二つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２をそれぞれ１次元方向、２次元方向に接続し、三つ目の共振コンデンサＣｒ３を３次元方向に、接続点で位相が重ならないように相互接続する。これにより、図３（ｃ）に示すように、３次元方向に９つの相互接続点が加わり、２７個の相互接続点を有する２７個の回路要素１０で、３次元三相九重ＬＬＣコンバータが構成される。図３（ｃ）には、３次元方向の接続点のみが示されている。
　このように、スイッチング電源装置１は、ある一つの接続点では多相ＬＬＣコンバータになっており、接続点同志で比較すると、多相ＬＬＣコンバータが重なって多重ＬＬＣコンバータになっている。従って、本実施の形態のスイッチング電源装置は、多相多重ＬＬＣコンバータと称することができる。
　さらに、図３（ｂ）に示す３次元三相九重ＬＬＣコンバータを一つのキューブとして表現すれば、図４（ａ）に示すように、４次元を１次元同様に認識することができる。４次元方向への拡張のためには、４つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２、Ｃｒ３、Ｃｒ４を有する回路要素１０の三つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２、Ｃｒ３は、前述のように３次元で接続し、四つ目の共振コンデンサＣｒ４は、４次元方向に接続する。これにより、３次元三相九重ＬＬＣコンバータを構成するキューブが三つ、合計８１個の回路要素１０で、４次元三相二十七重ＬＬＣコンバータが構成される。４次元三相二十七重ＬＬＣコンバータの接続点は、３次元三相九重ＬＬＣコンバータのキューブですでに２７個の接続点を内包し、三つあるので８１個、さらに４次元方向に２７個加わり、合計１０８個の接続点を有する。図４（ａ）には、４次元方向の接続点の一つが示されている。
　５次元方向に拡張すると、図４（ｂ）に示すように、４０５個の相互接続点を有する２４３個の回路要素１０で、５次元三相八十一重ＬＬＣコンバータが構成される。図４（ｂ）には、５次元方向の接続点の一つが示されている。
　さらに、６次元方向に拡張すると、図４（ｃ）に示すように、１４５８個の相互接続点を有する７２９個の回路要素１０で、６次元三相二百四十三重ＬＬＣコンバータが構成される。図４（ｃ）には、６次元方向の接続点の一つが示されている。
　同様に、６次元に拡張された６次元三相二百四十三重ＬＬＣコンバータを一つのキューブで表現して、図５に示すように、７次元、８次元、９次元として回路数を増やしていくことができる。さらなる高次元化は、３Ｎ（Ｎは自然数）次元で構成される多次元多重ＬＬＣコンバータを一つのキューブとして次元軸を加えていくことで実現される。従って、三相ＬＬＣコンバータをｎ次元化すると、ｎ次元三相３ｎ－１重ＬＬＣコンバータとなる。このように、相補ゲートドライブ信号を３相から増やすことなく、大電力化を実現できる。
　このようにスイッチング電源装置１は、３次元直交軸を重ねて得られる多次元で、フラクタル構造を持つ。３次元以上に拡張しても、回路要素１０の総数Σに応じて、従来のマルチフェーズ方式のように位相差を３６０°／Σとする必要はない。Σ個の位相差を作る相補ゲートドライブ信号生成回路を用意する必要はないため、制御に関わる回路の大規模化が抑止される。特に、各次元の相数Ｐｋを同一にした場合、ある接続点に対して位相差３６０°／Ｐｋを持つマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成することで、Ｐｋ個の相補ゲートドライブ信号を生成する回路を用い、電流バランスを行いつつ回路数を増やして電力を増やすことができる。
　本実施の形態のスイッチング電源装置１は、限られたサイズのパッケージに半導体と磁気部品がミックスされた集積回路として（例えば、電源ＩＣ、又はシステム・オン・チップ（ＳｏＣ）として）構成することができる。簡略化された例として、出力電力１ｋＷ（キロワット）のスイッチング電源装置１を、１００Ｗの電力を出力する１０個の回路要素１０をつないで実現できる。Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍ（ＭＥＭＳ）に、集積回路で構成された多相多重コンバータを適用してもよい。
　スイッチング電源装置１の回路要素１０は、他端が低電位入力端子Ｔｉｎ－に接続された共振コンデンサＣｒ０以外に、ｎ個に分割された共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎを有する。ｋ番目（１～ｎ）の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）は、Ｐｋ個の回路要素１０により位相差３６０°／ＰｋであるマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１０のｋ番目の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）に接続されている。この場合、スイッチング電源装置１を構成する回路要素１０の総数Σは、上記の式(１)で表され、共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎによる相互接続点の総数Σcは、以下の式(２)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　スイッチング電源装置１のΣ個の回路要素１０の全てが動作するときの共振周波数ωｒは、以下の式(３)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　共振コンデンサＣｒ０～Ｃｒｎの容量が等しい場合の共振周波数ωｒは、以下の式(４)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　回路要素１０の総数Σと相互接続点が一致するのは、式（１），（２）より以下の式（５）で示す条件となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　特に、回路要素１０を図１に示すようにモジュール化する際に、回路要素１０の総数Σと接続点を１：１に限定できる。
　図６に示す回路要素１０ａは、最大４次元に拡張することを想定してモジュール化されたものであり、共振コンデンサＣｒ０以外に４個の共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒ４を備えている。４次元に拡張しない場合、４個の共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒ４の接続点（バイパス端子Ｔ１～Ｔ４）は、接続する接続点を共有したり、電源ラインに接続したりしてもよい。図６では、実線枠内（モジュールに相当）に、回路要素１０ａの主回路のみを記している。平滑コンデンサとして入力コンデンサＣｉｎ及び出力コンデンサＣｏｕｔを設けることで、モジュール化された回路要素１０ａ内での入出力リプル電流は補償される。従って、モジュールを多数接続しても平滑コンデンサ（入力コンデンサＣｉｎ、出力コンデンサＣｏｕｔ）の許容リプル電流を超えることはない。
　図７に示す回路要素１０ｂは、ｎ個の共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎを接続可能な次元拡張用の共振コンデンサ追加端子Ｔａｄｄを備えてモジュール化されたものである。すなわち、回路要素１０ｂは、共振コンデンサＣｒ０のみを内蔵してモジュール化され、トランスＴの１次巻線Ｎ１と共振コンデンサＣｒ０の一端との接続点に接続された共振コンデンサ追加端子Ｔａｄｄを備えている。共振コンデンサ追加端子Ｔａｄｄにより、ｎ個の共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎは、点線枠で示すマザーボード等の他の基板上で外付け可能になる。図７では、実線枠内（モジュール）に、回路要素１０ｂの主回路のみを記している。
　図８に示す１次元Ｐｋ相ＬＬＣコンバータ１００は、３次元への拡張を見据えて共振コンデンサＣｒ０以外に３個の共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒ３を備えた回路要素１０ｂが１次元で接続されてモジュール化されたものである。各回路要素１０ｂは、２個の共振コンデンサＣｒ２～Ｃｒ３の接続点（バイパス端子Ｔ２～Ｔ３）を持ち、２次元方向、３次元方向に拡張することができる。１次元Ｐｋ相ＬＬＣコンバータ１００には、リプル電流の低減を目的として、入出力に平滑コンデンサ（入力コンデンサＣｉｎ、出力コンデンサＣｏｕｔ）が設けられている。入出力に平滑コンデンサを設けることで、モジュールを直並列に接続したとき、入出力電圧の安定を保証できる。
　スイッチング電源装置１は、図２に示した相選択回路４１及び次元選択回路４２を相選択信号ＸｋＰｋ（ｋ＝１～ｎ）及び次元選択信号Ｙｋによって制御することで、回路要素１０の動作／停止を相単位・次元単位で制御して、動作する回路要素１０の数を切り替えることができる。
　簡略化のため、１次元方向に三相ＬＬＣコンバータ、２次元方向に二相ＬＬＣコンバータを構成する、図９に示す６個の回路要素１０を有する多相多重コンバータを例に回路数の切り替えについて説明する。図９において、各回路要素１０に付してある（ｘ，ｙ）は、ｘが１次元方向のフェーズを、ｙが２次元方向のフェーズを示す。すなわち、ｘ＝１は位相ゼロ、ｘ＝２は位相３６０°／３＝１２０°、ｘ＝３は位相２×３６０°／３＝２４０°であり、ｙ＝１は位相ゼロ、ｙ＝２は位相３６０°／２＝１８０°である。
　図１０には、軽負荷時（出力電力が小さい時）には要素（１，１）、（１，２）のみで動作させ、負荷の上昇に伴って（１，１），（２，１），（３，１）のみで動作させ、重負荷時には６個の回路要素を動作させたときの効率グラフを示す。
　各回路要素１０の共振コンデンサＣｒ０、Ｃｒ１、Ｃｒ２の容量をそれぞれαＣｒ、βＣｒ、γＣｒとし、以下の式（６）のように設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　この場合、６個の回路要素１０が全て動作しているときの共振周波数ωｒは、以下の式（７）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　回路要素（１，１）のみが動作する場合の共振周波数ωｒ，１φは、動作していない回路要素１０の共振コンデンサ回路網の容量との合成容量Ｃｒ，１φによって、以下の式（８）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　同様に、回路要素（１，１），（１，２）のように、２次元方向に二つのハーフブリッジＬＬＣ回路要素のみが動作するときの共振周波数ωｒ，２φは、以下の式（９）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　同様に、回路要素（１，１），（２，１），（３，１）のように、１次元方向に三つのハーフブリッジＬＬＣ回路要素のみが動作するときの共振周波数ωｒ，３φは、以下の式（１０）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　α＝β＝γ＝１／３とすると、６回路動作時の共振周波数に対して、１回路動作時共振周波数は２５．８％上昇、２回路動作時には８％上昇、３回路動作時には１１．８％上昇となる。実際のスイッチング周波数も、ほぼこれに準ずる。
　このように、単にマルチフェーズの動作相数を切り替えるのではなく、多次元の回路要素１０の動作／停止を切り替えることで、負荷に応じて効率を維持することができる。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、直流電源Ｖｉｎの両端に直列に接続された第１スイッチ素子ＱＨ及び第２スイッチ素子ＱＬと、第１スイッチ素子ＱＨと前記第２スイッチ素子ＱＬとの接続点に一端が接続された共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎ１、及び、ｎ＋１個（ｎは３以上の自然数）の第０次共振コンデンサ（共振コンデンサＣｒ０）～第ｎ次共振コンデンサ（共振コンデンサＣｒｎ）を含む共振回路と、を有するハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素１０として複数個（Σ個）備える。各回路要素１０の第０次共振コンデンサは、一端が共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎ１に直列に接続されて、他端が電源ラインに接続され、各回路要素の第ｋ次共振コンデンサ（共振コンデンサＣｒｋ、ｋは１～ｎの自然数）は、一端が共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎ１に直列に接続され、他端がＰｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素１０により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１０の第ｋ次共振コンデンサに接続されている。
　この構成により、相補ゲートドライブ信号を回路要素１０の総数Σよりも少なくでき、相補ゲートドライブ信号を増やすことなく、大電力化を実現できる。
　本実施の形態によれば、回路要素１０の総数Σは、各次元に含まれる相数の積（Σ＝Ｐ１×Ｐ２×・・・×Ｐｎ）である。
　この構成により、次元を増加させることで、回路要素１０の総数Σを指数的に増加させることができ、大電力化に対応することができる。
　１～ｎ次元それぞれの相数Ｐｋが同一に設定されていれば、各次元で同じ相補ゲートドライブ信号ＧＰｋ（１～ｎ）を使用でき、制御に関わる回路が大規模化することなく、多相化によって電力拡張を容易に行うことができる。
　本実施の形態によれば、回路要素１０の動作／停止を次元単位で選択する次元選択回路４２と、次元選択回路４２を制御する次元選択信号Ｙｋを生成する選択信号生成回路３０とを備える。
　この構成により、負荷に応じ動作回路数を切り替えて効率を維持することができる。さらに、回路要素１０の動作／停止を相単位で選択する相選択回路４１を用いることで、１つの回路要素１０のみを動作させる軽負荷時から全ての回路要素１０を動作させる重負荷時まで幅広く効率を維持できる。
（第２実施形態）
　上述した特許文献１では、一端が共振リアクトル、トランスの１次巻線に直列に接続され、他端がグランド（直流電源の負極）に接続された共振コンデンサを備えることで、フェーズ間の電流バランスを取っている。複数のＬＬＣコンバータの距離が離れていると、グランドの電位が異なる場合がある。このような場合、グランドに接続された共振コンデンサの接続点電圧が異なるため、電流バランスを取りにくくなる。
　本実施の形態は、相補ゲートドライブ信号を増やすことなく、ＬＬＣコンバータの総数を増やし、各ＬＬＣコンバータ間の電流バランスを取って大電力化を実現できるスイッチング電源装置を提供する。
　本実施の形態に係るスイッチング電源装置は、直流電源の正極と負極との間に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点に一端が接続された共振リアクトル、トランスの１次巻線、及び、ｎ個（ｎは２以上の自然数）の第１次共振コンデンサ～第ｎ次共振コンデンサを含む、共振回路と、を有するハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素として複数個備える。スイッチング電源装置において、各回路要素の第ｋ次共振コンデンサ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が、コンデンサを介して前記負極（電源ライン）に接続されることなく、前記共振リアクトル、前記トランスの１次巻線に直列に接続されて、他端が、Ｐｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素の第ｋ次共振コンデンサに接続されている。
　本実施の形態によれば、相補ゲートドライブ信号を回路要素の総数よりも少なくでき、相補ゲートドライブ信号を増やすことがない。また、直流電源の負極に接続された共振コンデンサが省略されているため、各ＬＬＣコンバータ間の電流バランスを取りやすい。本実施の形態は、ＬＬＣコンバータの総数を増やし、各ＬＬＣコンバータ間の電流バランスを取って大電力化を実現できる。
　図１１を参照すると、本実施の形態のスイッチング電源装置１０１は、複数（Σ）個のハーフブリッジＬＬＣコンバータ（以下、回路要素１１０と称す）を備える。スイッチング電源装置１０１は、１～ｎ次元のそれぞれがマルチフェーズＬＬＣコンバータとして構成されている。すなわち、スイッチング電源装置１０１は、多相多重ＬＬＣコンバータである。ここで、ｎは、２以上の自然数であり、２次元以上のマルチフェーズＬＬＣコンバータから構成されるスイッチング電源装置１０１を以下説明する。
　回路要素１１０は、直流電源Ｖｉｎの正極に接続される高電位入力端子Ｔｉｎ＋と、直流電源Ｖｉｎの負極に接続される低電位入力端子Ｔｉｎ－との間に直列に接続された第１スイッチ素子ＱＨ及び第２スイッチ素子ＱＬを備える。
　回路要素１１０は、第１スイッチ素子ＱＨと第２スイッチ素子ＱＬとの接続点に一端が接続された共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎ１、及び、ｎ個の共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎを含む、共振回路を備える。
　回路要素１１０は、トランスＴの２次巻線Ｎ２の電圧を整流平滑する同期整流素子ＳＲ１、ＳＲ２、及び、出力コンデンサＣｏｕｔを含む、整流平滑回路を備える。
　図１１では、実線枠内（モジュールに相当）に、回路要素１１０の主回路のみを記している。整流平滑回路は、センタータップ整流、ブリッジ整流、倍電圧整流、コックウォルトン整流などの整流方式を採用できる。
　高電位入力端子Ｔｉｎ＋と低電位入力端子Ｔｉｎ－との間には、入力コンデンサＣｉｎが接続され、出力コンデンサＣｏｕｔの両端が高電位出力端子Ｖｏｕｔ＋と低電位出力端子Ｖｏｕｔ－に接続されている。
　共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎは、一端がいずれも共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎ１に直列に接続され、他端がそれぞれバイパス端子Ｔ１～Ｔｎに接続されている。ｋ番目（ｋは１～ｎの自然数）の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）は、Ｐｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素１１０により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１１０のｋ番目の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）に接続されている。
　共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎ１に直列に接続された共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎの一端は、コンデンサを介して直流電源Ｖｉｎの負極（低電位入力端子Ｔｉｎ－）に接続されてない。換言すると、トランスＴの１次巻線Ｎ１と直流電源Ｖｉｎの負極とが共振コンデンサを介して接続されていない。本実施形態における他の構成は、第１実施形態と同様である。
　すなわち、回路要素１１０の総数Σは、ｋ次元のそれぞれの相数であるＰｋを用いて、上記の式(１)で表される。
　スイッチング電源装置１０１は、図２（ａ）および図２（ｂ）に示した、制御回路２０と、選択信号生成回路３０とを備えている。
　共振コンデンサＣｒ１のみを有する３個の回路要素１１０で構成する１次元三相ＬＬＣコンバータは、各回路要素１１０において３６０°／３ずつ位相が異なる。２次元方向への拡張、３次元方向への拡張は、図３（ａ）～図３（ｃ）に示される。４次元～６次元方向への拡張は、図４（ａ）～図４（ｃ）に示される。７次元～９次元方向への拡張は、図５に示される。相補ゲートドライブ信号を３相から増やすことなく、大電力化を実現できる。
　このようにスイッチング電源装置１０１は、３次元直交軸を重ねて得られる多次元で、フラクタル構造を持つ。３次元以上に拡張しても、回路要素１１０の総数Σに応じて、従来のマルチフェーズ方式のように位相差を３６０°／Σとする必要はない。Σ個の位相差を作る相補ゲートドライブ信号生成回路を用意する必要はないため、制御に関わる回路の大規模化が抑止される。特に、各次元の相数Ｐｋを同一にした場合、ある接続点に対して位相差３６０°／Ｐｋを持つマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成することで、Ｐｋ個の相補ゲートドライブ信号を生成する回路を用い、電流バランスを行いつつ回路数を増やして電力を増やすことができる。
　本実施の形態のスイッチング電源装置１０１は、限られたサイズのパッケージに半導体と磁気部品がミックスされた集積回路として（例えば、電源ＩＣ、又はシステム・オン・チップ（ＳｏＣ）として）構成することができる。簡略化された例として、出力電力１ｋＷ（キロワット）のスイッチング電源装置１０１を、１００Ｗの電力を出力する１０個の回路要素１１０をつないで実現できる。Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍ（ＭＥＭＳ）に、集積回路で構成された多相多重コンバータを適用してもよい。
　スイッチング電源装置１０１の回路要素１１０は、ｎ個に分割された共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎを有する。ｋ番目（１～ｎ）の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）は、Ｐｋ個の回路要素１１０により位相差３６０°／ＰｋであるマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１１０のｋ番目の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）に接続されている。この場合、スイッチング電源装置１０１を構成する回路要素１１０の総数Σは、上記の式(１)で表され、共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎによる相互接続点の総数Σcは、上記の式(２)で表される。
　スイッチング電源装置１０１のΣ個の回路要素１１０の全てが動作するとき共振周波数ωrは、以下の式(１１)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎの容量が等しい場合の共振周波数ωrは、以下の式(１２)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　回路要素１１０の総数Σと相互接続点が一致するのは、上記の式（５）で示す条件となる。
　特に、回路要素１１０を図１１に示すようにモジュール化する際に、回路要素１１０の総数Σと接続点を１：１に限定できる。
　図１２に示す回路要素１１０ａは、最大４次元に拡張することを想定してモジュール化されたものであり、４個の共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒ４を備えている。４次元に拡張しない場合、４個の共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒ４の接続点（バイパス端子Ｔ１～Ｔ４）は、接続する接続点を共有したり、電源ラインに接続したりしてもよい。図１２では、実線枠内（モジュールに相当）に、回路要素１１０ａの主回路のみを記している。平滑コンデンサとして入力コンデンサＣｉｎ及び出力コンデンサＣｏｕｔを設けることで、モジュール化された回路要素１１０ａ内での入出力リプル電流は補償される。従って、モジュールを多数接続しても平滑コンデンサ（入力コンデンサＣｉｎ、出力コンデンサＣｏｕｔ）の許容リプル電流を超えることはない。
　図１３に示す回路要素１１０ｂは、ｎ個の共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎを接続可能な次元拡張用の共振コンデンサ追加端子Ｔａｄｄを備えてモジュール化されたものである。すなわち、回路要素１１０ｂは、共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎを除く構成がモジュール化され、トランスＴの１次巻線Ｎ１に接続された共振コンデンサ追加端子Ｔａｄｄを備えている。共振コンデンサ追加端子Ｔａｄｄにより、ｎ個の共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎは、点線枠で示すマザーボード等の他の基板上で外付け可能になる。図１３では、実線枠内（モジュールに相当）に、回路要素１１０ｂの主回路のみを記している。
　図１４に示す１次元Ｐｋ相ＬＬＣコンバータ１１００は、３個の共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒ３を備えた回路要素１１０ｂが1次元接続されてモジュール化されたものである。各回路要素１１０ｂは、２個の共振コンデンサＣｒ２～Ｃｒ３の接続点（バイパス端子Ｔ２～Ｔ３）を持ち、２次元方向、３次元方向に拡張することができる。１次元Ｐｋ相ＬＬＣコンバータ１１００には、リプル電流の低減を目的として、入出力に平滑コンデンサ（入力コンデンサＣｉｎ、出力コンデンサＣｏｕｔ）が設けられている。入出力に平滑コンデンサを設けることで、モジュールを直並列に接続したとき、入出力電圧の安定を保証できる。
　スイッチング電源装置１０１は、図２に示した相選択回路４１及び次元選択回路４２を相選択信号ＸｋＰｋ（ｋ＝１～ｎ）及び次元選択信号Ｙｋによって制御することで、回路要素１０の動作／停止を相単位・次元単位で制御して、動作する回路要素１１０の数を切り替えることができる。
　簡略化のため、１次元方向に三相ＬＬＣコンバータ、２次元方向に二相ＬＬＣコンバータを構成する、図１５に示す６個の回路要素１１０を有する多相多重コンバータを例に回路数の切り替えについて説明する。図１５において、各回路要素１１０に付してある（ｘ，ｙ）は、ｘが１次元方向のフェーズを、ｙが２次元方向のフェーズを示す。すなわち、ｘ＝１は位相ゼロ、ｘ＝２は位相３６０°／３＝１２０°、ｘ＝３は位相２×３６０°／３＝２４０°であり、ｙ＝１は位相ゼロ、ｙ＝２は位相３６０°／２＝１８０°である。
　図１６には、軽負荷時（出力電力が小さい時）には要素（１，１）、（１，２）のみで動作させ、負荷の上昇に伴って（１，１），（２，１），（３，１）のみで動作させ、重負荷時には６個の回路要素を動作させたときの効率グラフを示す。
　各回路要素１１０の共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２の容量をそれぞれαＣｒ、βＣｒとし、以下の式（１３）のように設定する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　この場合、６個の回路要素１１０が全て動作しているときの共振周波数ωｒは、以下の式（１４）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　回路要素（１，１）のように一つのハーフブリッジＬＬＣ回路要素のみでは、動作しないが、回路要素（１，１），（１，２）のように、２次元方向に二つのハーフブリッジＬＬＣ回路要素のみが動作するときの共振周波数ωｒ，２φは、以下の式（１５）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　同様に、回路要素（１，１），（２，１），（３，１）のように、１次元方向に三つのハーフブリッジＬＬＣ回路要素のみが動作するときの共振周波数ωｒ，３φは、以下の式（１６）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　α＝β＝１／２とすると、６回路動作時の共振周波数に対して、１回路動作時共振周波数は２５．８％上昇、２回路動作時には８％上昇、３回路動作時には１１．８％上昇となる。実際のスイッチング周波数も、ほぼこれに準ずる。
　このように、単にマルチフェーズの動作相数を切り替えるのではなく、多次元の回路要素１１０の動作／停止を切り替えることで、負荷に応じて効率を維持することができる。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、直流電源Ｖｉｎの正極と負極との間に直列に接続された第１スイッチ素子ＱＨ及び第２スイッチ素子ＱＬと、第１スイッチ素子ＱＨと前記第２スイッチ素子ＱＬとの接続点に一端が接続された共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎ１、及び、ｎ個（ｎは２以上の自然数）の第１次共振コンデンサ（共振コンデンサＣｒ１）～第ｎ次共振コンデンサ（共振コンデンサＣｒｎ）からなる共振回路と、を有するハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素１１０として複数個（Σ個）備え、回路要素１１０の共振コンデンサＣｒｋ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が、コンデンサを介して直流電源Ｖｉｎの負極に接続されることなく、前記共振リアクトル、前記トランスの１次巻線に直列に接続されて、他端が、Ｐｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素１１０により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１１０の共振コンデンサＣｒｋに接続されている。
　この構成により、本実施の形態は、相補ゲートドライブ信号を回路要素１１０の総数Σよりも少なくでき、相補ゲートドライブ信号を増やすことがない。本実施の形態は、直流電源Ｖｉｎの負極に接続されたコンデンサが省略されているため、電流バランスを取りやすい。本実施の形態は、回路要素１１０の総数Σを増やし、各回路要素１１０間の電流バランスを取って大電力化を実現できる。
　本実施の形態によれば、回路要素１１０の総数Σは、各次元に含まれる相数の積（Σ＝Ｐ１×Ｐ２×・・・×Ｐｎ）である。
　この構成により、次元を増加させることで、回路要素１１０の総数Σを指数的に増加させることができ、大電力化に対応することができる。
　１～ｎ次元それぞれの相数Ｐｋが同一に設定されていれば、各次元で同じ相補ゲートドライブ信号ＧＰｋ（１～ｎ）を使用でき、制御に関わる回路が大規模化することなく、多相化によって電力拡張を容易に行うことができる。
　本実施の形態によれば、回路要素１１０の動作／停止を次元単位で選択する次元選択回路４２と、次元選択回路４２を制御する次元選択信号Ｙｋを生成する選択信号生成回路３０とを備える。
　この構成により、負荷に応じ動作回路数を切り替えて効率を維持することができる。さらに、回路要素１１０の動作／停止を相単位で選択する相選択回路４１を用いることで、１つの回路要素１１０のみを動作させる軽負荷時から全ての回路要素１１０を動作させる重負荷時まで幅広く効率を維持できる。
　以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。
　上記実施形態では、各回路要素１０に共振リアクトルＬｒを物理的に設けたが、代替的に共振リアクトルＬｒは、トランスの漏れインダクタンスを利用したものであってもよい。
１、１０１　スイッチング電源装置
１０、１０ａ、１０ｂ、１１０、１１０ａ、１１０ｂ　回路要素（ハーフブリッジＬＬＣコンバータ）
２０　制御回路
３０　選択信号生成回路
４１　相選択回路
４２　次元選択回路
１００、１１００　１次元Ｐｋ相ＬＬＣコンバータ
Ｃｉｎ　入力コンデンサ
Ｃｏｕｔ　出力コンデンサ
Ｃｒ０～Ｃｒｎ　共振コンデンサ
Ｌｒ　共振リアクトル
Ｎ１　１次巻線
Ｎ２　２次巻線
ＱＨ　第１スイッチ素子
ＱＬ　第２スイッチ素子
ＳＲ１、ＳＲ２　同期整流素子
Ｔ　トランス
Ｔ１～Ｔｎ　バイパス端子
Ｔｉｎ＋　高電位入力端子
Ｔｉｎ－　低電位入力端子
Ｖｏｕｔ＋　高電位出力端子
Ｖｏｕｔ－　低電位出力端子
Ｖｉｎ　直流電源

Claims (9)

  1. 　直流電源の正極と負極との間に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
    　前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点に一端が接続された共振リアクトル、トランスの１次巻線、及び、ｎ＋１個（ｎは３以上の自然数）の第０次共振コンデンサ～第ｎ次共振コンデンサ、を含む共振回路と、を有するハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素として複数個備え、
    　各回路要素の第０次共振コンデンサは、一端が前記共振リアクトル、前記トランスの１次巻線に直列に接続されて、他端が電源ラインに接続され、
    　各回路要素の第ｋ次共振コンデンサ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が前記共振リアクトル、前記トランスの１次巻線に直列に接続されて、他端がＰｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素の第ｋ次共振コンデンサに接続されているスイッチング電源装置。
  2. 　直流電源の正極と負極との間に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
    　前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点に一端が接続された共振リアクトル、トランスの１次巻線、及び、ｎ個（ｎは２以上の自然数）の第１次共振コンデンサ～第ｎ次共振コンデンサ、を含む振回路と、を有するハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素として複数個備え、
    　各回路要素の第ｋ次共振コンデンサ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が、コンデンサを介して前記負極に接続されることなく、前記共振リアクトル、前記トランスの１次巻線に直列に接続されて、他端が、Ｐｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素の第ｋ次共振コンデンサに接続されているスイッチング電源装置。
  3. 　回路要素の総数は、各次元に含まれる相数の積である請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
  4. 　１～ｎ次元それぞれの相数は、同一に設定されている請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
  5. 　回路要素の動作／停止を次元単位で選択する次元選択回路と、
    　前記次元選択回路を制御する次元選択信号を生成する選択信号生成回路と、を備える請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
  6. 　ｎ＋１個の前記共振コンデンサを含んでモジュール化された回路要素が、複数個、多次元に接続されて構成される請求項１記載のスイッチング電源装置。
  7. 　ｎ個の前記共振コンデンサを含んでモジュール化された回路要素が、複数個、多次元に接続されて構成される請求項２記載のスイッチング電源装置。
  8. 　ｎ個の前記共振コンデンサを接続可能な次元拡張用の共振コンデンサ追加端子が設けられてモジュール化された回路要素が、複数個、多次元に接続されて構成される請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
  9. 　Ｐｋ個の前記回路要素を含んでモジュール化されたＰｋ相ＬＬＣコンバータが、複数個、多次元に接続されて構成される請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
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