JP2023115880A

JP2023115880A - スイッチング電源装置

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Publication number: JP2023115880A
Application number: JP2022079370A
Authority: JP
Inventors: 明輝千葉; Akiteru Chiba
Original assignee: GS Yuasa Corp
Current assignee: GS Yuasa Corp
Priority date: 2022-02-08
Filing date: 2022-05-13
Publication date: 2023-08-21

Abstract

【課題】相補ゲートドライブ信号を増やすことなく、大電力化を実現できるスイッチング電源装置を提供する。【解決手段】共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎを含む共振回路を有するハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素１０として複数個備え、各回路要素１０の共振コンデンサＣｒｋ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎに直列に接続され、他端が、Ｐｋ個（Ｐｋは２以上の任意の自然数）の回路要素１０により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１０の共振コンデンサＣｒｋに接続され、同じ位相で動作する回路要素１０のトランスの２次巻線Ｓが直列接続され、それらがスター結線されている。【選択図】図６

Description

本発明は、並列接続された複数のＬＬＣコンバータを用いて入力電圧を出力電圧に変換するスイッチング電源装置に関する。

近年、出力負荷の増大に伴って大電流化や低リップル化を実現するために、動作フェーズ数（相数）を複数にし、位相をずらして各動作フェーズを駆動するマルチフェーズ型のスイッチング電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特許第６６９６６１７号公報

しかしながら、相数が増えるほど、用意する相補スイッチの相補ゲートドライブ信号も増加する。従って、相数の増加に伴う制御も複雑となり、制御に関わる回路が大規模化するなど、多相化による電力拡張は容易にできなかった。

本発明の一態様は、相補ゲートドライブ信号を増やすことなく、大電力化を実現できるスイッチング電源装置を提供する。

本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点に一端が接続された共振リアクトル、トランスの１次巻線、及び、ｎ個（ｎは２以上の自然数）の第１次共振コンデンサ～第ｎ次共振コンデンサ、を含む共振回路と、を有するハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素として複数個備える。スイッチング電源装置において、各回路要素の第ｋ次共振コンデンサ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が前記共振リアクトル、前記トランスの１次巻線に直列に接続されて、他端が、Ｐｋ個（Ｐｋは２以上の任意の自然数）の回路要素により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素の第ｋ次共振コンデンサに接続され、同じ位相で動作する回路要素のトランスの２次巻線が直列接続され、それらがスター結線されている。
また、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点に一端が接続された共振リアクトル、トランスの１次巻線、及び、（ｎ－１）個（ｎは２以上の自然数）の第１次共振コンデンサ～第（ｎ－１）次共振コンデンサ、を含む共振回路と、を有するハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素として複数個備える。スイッチング電源装置において、各回路要素の第ｋ次共振コンデンサ（ｋは１～（ｎ－１）の自然数）は、一端が前記共振リアクトル、前記トランスの１次巻線に直列に接続されて、他端が、Ｐｋ個（Ｐｋは２以上の任意の自然数）の回路要素により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素の第ｋ次共振コンデンサに接続され、同じ位相で動作する回路要素のトランスの２次巻線が直列接続され、それらがスター結線された、前記（ｎ－１）次元多相多重ＬＬＣコンバータを備える。

本発明の一態様によれば、相補ゲートドライブ信号を回路要素の総数よりも少なくでき、相補ゲートドライブ信号を増やすことなく、大電力化を実現できる。

スイッチング電源装置の実施の形態の回路構成を示す図である。図１に示すスイッチング電源装置の動作を制御する回路を説明する図である。スイッチング電源装置の多次元化（１～３次元）を説明する図である。スイッチング電源装置の多次元化（４～６次元）を説明する図である。スイッチング電源装置のさらなる多次元化を説明する図である。スイッチング電源装置の実施の形態の他の構成例を示す図である。図６に示す２次元三相三重ＬＬＣコンバータの変形例を示す図である。図７に示す変形例の動作を説明する図である。

以下、図を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。以下の実施の形態において、同様の機能を示す構成には、同一の符号を付して適宜説明を省略する。

本実施の形態のスイッチング電源装置１は、図１を参照すると、複数（Σ）個のハーフブリッジＬＬＣコンバータ（以下、回路要素１０と称す）を備える。スイッチング電源装置１は、１～ｎ次元のそれぞれがマルチフェーズＬＬＣコンバータとして構成されている。すなわち、スイッチング電源装置１は、多相多重ＬＬＣコンバータである。ここで、ｎは、２以上の自然数であり、２次元以上のマルチフェーズＬＬＣコンバータから構成されるスイッチング電源装置１を以下説明する。

回路要素１０は、直流電源Ｖｉｎの正極に接続される高電位入力端子Ｔｉｎ^＋と、直流電源Ｖｉｎの負極に接続される低電位入力端子Ｔｉｎ^－との間に直列に接続された第１スイッチ素子ＱＨ及び第２スイッチ素子ＱＬを備える。
回路要素１０は、第１スイッチ素子ＱＨと第２スイッチ素子ＱＬとの接続点に一端が接続された共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎ、及び、ｎ＋１個の共振コンデンサＣｒ０～Ｃｒｎを含む、共振回路を備える。
回路要素１０は、トランスＴの２次巻線Ｓの電圧を整流平滑する同期整流素子ＳＲ１、ＳＲ２及び出力コンデンサＣｏｕｔを含む、整流平滑回路を備える。
図１では、実線枠内（モジュールに相当）に、回路要素１０の主回路のみを記している。整流平滑回路は、センタータップ整流、ブリッジ整流、倍電圧整流、コックウォルトン整流などの整流方式を採用できる。

高電位入力端子Ｔｉｎ^＋と低電位入力端子Ｔｉｎ^－との間には、入力コンデンサＣｉｎが接続され、出力コンデンサＣｏｕｔの両端が高電位出力端子Ｖｏｕｔ^＋と低電位出力端子Ｖｏｕｔ^－に接続されている。

共振コンデンサＣｒ０は、一端が共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎに直列に接続され、他端が低電位入力端子Ｔｉｎ^－に接続されている。

共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎは、一端がいずれも共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎ１に直列に接続され、他端がそれぞれバイパス端子Ｔ１～Ｔｎに接続されている。ｋ番目（ｋは１～ｎの自然数）の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）は、Ｐｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素１０により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１０のｋ番目の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）に接続されている。本明細書では、次元の直交性は問わずに、バイパス端子Ｔ１～Ｔｎのｎ個の相互接続点をそれぞれｋ次元と称している。

回路要素１０の総数Σは、ｋ次元のそれぞれの相数であるＰｋを用いて、以下の式(１)で表される。

スイッチング電源装置１は、図２（ａ）を参照すると、制御回路２０と、選択信号生成回路３０とを備えている。制御回路２０は、Σ個の回路要素１０の第１スイッチ素子ＱＨ及び第２スイッチ素子ＱＬを、相補ゲートドライブ信号Ｇｋ_{Ｐｋ（ｋ＝１～ｎ）}によって交互にオンオフさせる。選択信号生成回路３０は、次元選択信号Ｙｋによって次元選択回路４２を制御して回路要素１０の動作／停止を次元毎に選択すると共とに、相選択信号Ｘｋ_{Ｐｋ（ｋ＝１～ｎ）}によって相選択回路４１を制御してΣ個の回路要素１０の動作／停止を次元毎・相毎に選択する。

１～ｎ次元のそれぞれの相数Ｐ１～Ｐｎは、異なっていてもよいが、全て同一にすることで、各次元で同じ相補ゲートドライブ信号ＧＰｋを使用することができる。同じ相補ゲートドライブ信号ＧＰｋの使用により、制御に関わる回路が大規模化することなく、多相化によって電力拡張を容易に行うことができる。相数Ｐｋは、２や他の相数Ｐｋの約数であっても、同様に他の次元の相補ゲートドライブ信号Ｇ_{Ｐｋ（１～ｎ）}を使用できる。

例えば、１～ｎ次元のそれぞれの相数Ｐ１～Ｐｎを全て３にした場合、図２（ｂ）に示すように、制御回路２０が生成する相補ゲートドライブ信号は、Ｇ_１、Ｇ_２、Ｇ_３の３個、選択信号生成回路３０が生成する相選択信号もＸ_１、Ｘ_２、Ｘ_３の３個である。

共振コンデンサＣｒ１のみを有する３個の回路要素１０で構成する１次元三相ＬＬＣコンバータは、各回路要素１０において３６０°／３ずつ位相が異なる。図３（ａ）は、それら回路要素１０を三種類の濃度の異なるキューブ（Ｃｕｂｅ）で表現し、共振コンデンサＣｒ１の他端（バイパス端子Ｔ１）を相互接続する接続点を三つのキューブを貫通する1本の線で表現している。

２次元方向への拡張のためには、二つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２を有する回路要素１０の一つの共振コンデンサＣｒ１を１次元方向に、もう一つの共振コンデンサＣｒ２を２次元方向に、接続点で位相が重ならないようにそれぞれ接続する。これにより、図３（ｂ）に示すように、２次元方向に三つの接続点が加わり、６つの相互接続点を有する９個の回路要素１０で、２次元三相三重ＬＬＣコンバータが構成される。図３（ｂ）には、２次元方向の接続点のみが示されている。

さらに、３次元方向への拡張のためには、三つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２、Ｃｒ３を持つ回路要素１０の二つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２をそれぞれ１次元方向、２次元方向に接続し、三つ目の共振コンデンサＣｒ３を３次元方向に、接続点で位相が重ならないように相互接続する。これにより、図３（ｃ）に示すように、３次元方向に９つの相互接続点が加わり、２７個の相互接続点を有する２７個の回路要素１０で、３次元三相九重ＬＬＣコンバータが構成される。図３（ｃ）には、３次元方向の接続点のみが示されている。

このように、スイッチング電源装置１は、ある一つの接続点では多相ＬＬＣコンバータになっており、接続点同志で比較すると、多相ＬＬＣコンバータが重なって多重ＬＬＣコンバータになっている。従って、本実施の形態のスイッチング電源装置は、多相多重ＬＬＣコンバータと称することができる。

さらに、図３（ｂ）に示す３次元三相九重ＬＬＣコンバータを一つのキューブとして表現すれば、図４（ａ）に示すように、４次元を１次元同様に認識することができる。４次元方向への拡張のためには、４つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２、Ｃｒ３、Ｃｒ４を有する回路要素１０の三つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２、Ｃｒ３は、前述のように３次元で接続し、四つ目の共振コンデンサＣｒ４は、４次元方向に接続する。これにより、３次元三相九重ＬＬＣコンバータを構成するキューブが三つ、合計８１個の回路要素１０で、４次元三相二十七重ＬＬＣコンバータが構成される。４次元三相二十七重ＬＬＣコンバータの接続点は、３次元三相九重ＬＬＣコンバータのキューブですでに２７個の接続点を内包し、三つあるので８１個、さらに４次元方向に２７個加わり、合計１０８個の接続点を有する。図４（ａ）には、４次元方向の接続点の一つが示されている。

５次元方向に拡張すると、図４（ｂ）に示すように、４０５個の相互接続点を有する２４３個の回路要素１０で、５次元三相八十一重ＬＬＣコンバータが構成される。図４（ｂ）には、５次元方向の接続点の一つが示されている。

６次元方向に拡張すると、図４（ｃ）に示すように、１４５８個の相互接続点を有する７２９個の回路要素１０で、６次元三相二百四十三重ＬＬＣコンバータが構成される。図４（ｃ）には、６次元方向の接続点の一つが示されている。

同様に、６次元に拡張された６次元三相二百四十三重ＬＬＣコンバータを一つのキューブで表現して、図５に示すように、７次元、８次元、９次元として回路数を増やしていくことができる。さらなる高次元化は、３Ｎ（Ｎは自然数）次元で構成される多次元多重ＬＬＣコンバータを一つのキューブとして次元軸を加えていくことで実現される。従って、三相ＬＬＣコンバータをｎ次元化すると、ｎ次元三相３^ｎ－１重ＬＬＣコンバータとなる。このように、相補ゲートドライブ信号を３相から増やすことなく、大電力化を実現できる。

このようにスイッチング電源装置１は、３次元直交軸を重ねて得られる多次元で、フラクタル構造を持つ。３次元以上に拡張しても、回路要素１０の総数Σに応じて、従来のマルチフェーズ方式のように位相差を３６０°／Σとする必要はない。Σ個の位相差を作る相補ゲートドライブ信号生成回路を用意する必要はないため、制御に関わる回路の大規模化が抑止される。特に、各次元の相数Ｐｋを同一にした場合、ある接続点に対して位相差３６０°／Ｐｋを持つマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成することで、Ｐｋ個の相補ゲートドライブ信号を生成する回路を用い、電流バランスを行いつつ回路数を増やして電力を増やすことができる。
本実施の形態のスイッチング電源装置１は、限られたサイズのパッケージに半導体と磁気部品がミックスされた集積回路として（例えば、電源ＩＣ、又はシステム・オン・チップ（ＳｏＣ）として）構成することができる。簡略化された例として、出力電力１ｋＷ（キロワット）のスイッチング電源装置１を、１００Ｗの電力を出力する１０個の回路要素１０をつないで実現できる。ＭｉｃｒｏＥｌｅｃｔｒｏＭｅｃｈａｎｉｃａｌＳｙｓｔｅｍ（ＭＥＭＳ）に、集積回路で構成された多相多重コンバータを適用してもよい。

スイッチング電源装置１の回路要素１０は、他端が低電位入力端子Ｔｉｎ^－に接続された共振コンデンサＣｒ０以外に、ｎ個に分割された共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎを有する。ｋ番目（１～ｎ）の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）は、Ｐｋ個の回路要素１０により位相差３６０°／ＰｋであるマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１０のｋ番目の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）に接続されている。この場合、スイッチング電源装置１を構成する回路要素１０の総数Σは、上記の式(１)で表され、共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎによる相互接続点の総数Σcは、以下の式(２)で表される。

スイッチング電源装置１のΣ個の回路要素１０の全てが動作するときの共振周波数ωｒは、以下の
式(３)で表される。

共振コンデンサＣｒ０～Ｃｒｎの容量が等しい場合の共振周波数ωｒは、以下の
式(４)で表される。

回路要素１０の総数Σと相互接続点が一致するのは、式（１）,（２）より以下の式（５）で示す条件となる。

特に、回路要素１０を図１に示すようにモジュール化する際に、回路要素１０の総数Σと接続点を１：１に限定できる。

本実施の形態のスイッチング電源装置１は、位相が重なる多重コンバータの性質も持っている。従って、例えば、図３（ｂ）に示す２次元三相三重ＬＬＣコンバータにおいて、図６に示すように、２次側の同じ位相で動作する２次巻線Ｓを直列接続して、それらをスター結線することができる。図６において、添え字（ｘ，ｙ）は、ｘが１次元方向のフェーズを、ｙが２次元方向のフェーズを示す。図６は、共振コンデンサＣｒ０（図１参照）を省略した２次元三相三重ＬＬＣコンバータを示す。２次側のコンデンサＣｓは、回路要素１０の動作・停止を切り替える際のスター結線部の電位安定を保証するコンデンサとして２次側電源ラインに接続されている。

図６では、１次元の第１相で動作する２次巻線Ｓ（１，１）と、２次巻線Ｓ（３，２）、Ｓ（２，３）とが直列に接続され、１次元の第２相で動作する２次巻線Ｓ（２，１）と、２次巻線Ｓ（１，２）、Ｓ（３，３）とが直列に接続され、１次元の第３相で動作する２次巻線Ｓ（３，１）と、２次巻線Ｓ（２，２）、Ｓ（１，３）とが直列に接続され、それらがスター結線されている。図３（ｂ）に示す９個のキューブにおける、濃度が同じ３個のキューブが、それぞれ直列に接続されている。

図６に示す２次元三相三重ＬＬＣコンバータでは、共振コンデンサＣｒｋの他端（１次巻線Ｎに接続された一端とは反対側）が接続された複数の回路要素１０の動作を切り替えることで出力電圧Ｖｏを変化させることができる。例えば、選択信号生成回路３０によって、図６における１行目の２次元方向の接続点（共振コンデンサＣｒ２の他端）に連なる回路要素１０（１，１）、１０（１，２）、１０（１，３）を動作停止させれば、出力電圧Ｖｏは、全回路要素動作時に得られる出力電圧の２/３になる。さらに、選択信号生成回路３０によって、図６における２行目の２次元方向の接続点（共振コンデンサＣｒ２の他端）に連なる回路要素１０（２，１）、１０（２，２）、１０（２，３）も動作停止させれば、出力電圧Ｖｏは、全回路要素動作時に得られる出力電圧の１／３になる。

直列接続された２次巻線Ｓでは、同じ電流が流れ、アンペアターン則によって１次巻線Ｎにも同じ電流が流れる。図６に示す２次元三相三重ＬＬＣコンバータは、１次元方向では共振コンデンサＣｒ１の接続によって電流バランスされ、２次元方向では２次巻線Ｓの直列接続によって電流バランスされる。

従って、２次元方向の共振コンデンサＣｒ２の接続を省くことができる。図７は、図６に示す２次元三相三重ＬＬＣコンバータから共振コンデンサＣｒ２を省いたものである。１次側は、１次元方向に接続された三相ＬＬＣコンバータが３並列になっている。図６に示す共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２の容量をα／２とした場合、図７に示す共振コンデンサＣｒ１の容量は、αに設定される。

図７に示す三相ＬＬＣコンバータの動作の例を、図８を参照して説明する。２次巻線Ｓ（１，１）、Ｓ（３，２）、Ｓ（２，３）は、直列接続されていて、これらは同相である第１相の相補ゲートドライブ信号１Ｈ／１Ｌで動作している。２次巻線Ｓ（１，１）、Ｓ（３，２）、Ｓ（２，３）は、直列回路なので同じ電流ｉｓ１が流れる。従って、１次巻線Ｎ（１，１）、Ｎ（３，２）、Ｎ（２，３）にもアンペアターン則により同じ電流ｉｐ１が流れる。同様に、２次巻線Ｓ（２，１）、Ｓ（１，２）、Ｓ（３，３）の直列回路と、２次巻線Ｓ（３，１）、Ｓ（２，２）、Ｓ（１，３）の直列回路とにそれぞれｉｓ２、ｉｓ３が流れ、１次側にもそれぞれｉｐ２、ｉｐ３が流れる。そして、図８の１次元方向に三相ＬＬＣコンバータとしてバランスされ、ｉｐ１＝ｉｐ２＝ｉｐ３となって、２次側出力電流もｉｓ１＝ｉｓ２＝ｉｓ３として電流バランスする。

このように、直列接続による強制性によって２次巻線Ｓ（１，１）、Ｓ（３，２）、Ｓ（２，３）あるいは２次巻線Ｓ（２，１）、Ｓ（１，２）、Ｓ（３，３）あるいは２次巻線Ｓ（３，１）、Ｓ（２，２）、Ｓ（１，３）は、それぞれ同じ電流が流れる。そして、アンペアターン則によって行方向の同相な１次巻線Ｎも同じ電流が流れる。そして、列方向すなわち１次元方向は、共振コンデンサＣｒ１の列方向の接続点（スター結線）でバランスされるため、全ての回路要素１０は同じ電流が流れる。

このように、ｎ次元多相多重コンバータでは、トランスＴの２次巻線Ｓを直列接続することで、各回路要素１０の共振コンデンサＣｒｋを１次元分、つまり一つ減らすことができる。この共振コンデンサＣｒｋの削減効果は、スイッチング電源装置を多次元拡張するほど大きくなる。

すなわち、（ｎ－１）次元の多相多重ＬＬＣコンバータは、位相が重なる２次巻線Ｓを直列接続してスター結線することで、ｎ次元多相多重ＬＬＣコンバータとなる。そして、ある接続点に連なるハーフブリッジＬＬＣコンバータの回路要素ごと動作・停止することで出力電圧Ｖｏを任意に変えることができる。

以上説明したように、本実施の形態によれば、直流電源Ｖｉｎの両端に直列に接続された第１スイッチ素子ＱＨ及び第２スイッチ素子ＱＬと、第１スイッチ素子ＱＨと第２スイッチ素子ＱＬとの接続点に一端が接続された共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎ、及び、ｎ個（ｎは２以上の自然数）の第１次共振コンデンサ～第ｎ次共振コンデンサ（共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎ）を含む共振回路と、を有するハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素１０として複数個（Σ個）備える。各回路要素１０の共振コンデンサＣｒｋ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎに直列に接続され、他端が、Ｐｋ個（Ｐｋは２以上の任意の自然数）の回路要素１０により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１０の共振コンデンサＣｒｋの他端に接続されている。同じ位相で動作する回路要素１０のトランスＴの２次巻線Ｓが直列接続され、それらがスター結線されている。
この構成により、相補ゲートドライブ信号を回路要素の総数よりも少なくできるため、相補ゲートドライブ信号を増やすことなく、大電力化を実現できる。

また、本実施の形態によれば、直流電源Ｖｉｎの両端に直列に接続された第１スイッチ素子ＱＨ及び第２スイッチ素子ＱＬと、第１スイッチ素子ＱＨと第２スイッチ素子ＱＬとの接続点に一端が接続された共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎ、及び、（ｎ－１）個（ｎは２以上の自然数）の第１次共振コンデンサ～第（ｎ－１）次共振コンデンサ（共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒ（ｎ－１））を含む共振回路と、を有するハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素１０として複数個（Σ個）備える。各回路要素の共振コンデンサＣｒｋ（ｋは１～（ｎ－１）の自然数）は、一端が共振リアクトルＬｒ、トランスＴの１次巻線Ｎに直列に接続されて、他端が、Ｐｋ個（Ｐｋは２以上の任意の自然数）の回路要素１０により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１０の共振コンデンサＣｒｋに接続され、同じ位相で動作する回路要素１０のトランスＴの２次巻線が直列接続され、それらがスター結線された、（ｎ－１）次元多相多重ＬＬＣコンバータを備える。
この構成により、相補ゲートドライブ信号を回路要素の総数よりも少なくできるため、相補ゲートドライブ信号を増やすことなく、大電力化を実現できると共に、回路要素１０の共振コンデンサＣｒｋを１次元分、つまり一つ減らすことができる。この共振コンデンサＣｒｋの削減効果は、スイッチング電源装置を多次元拡張するほど大きくなる。

さらに、本実施の形態によれば、回路要素１０の動作／停止を次元単位で選択する次元選択回路４２と、次元選択回路１０を制御する次元選択信号を生成する選択信号生成回路３０とを備えている。
この構成により、次元単位、すなわち同じ共振コンデンサＣｒｋの他端に連なる回路要素１０の動作を切り替えることで出力電圧Ｖｏを変化させることができる。

以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。
上記実施形態では、各回路要素１０に共振リアクトルＬｒを物理的に設けたが、代替的に共振リアクトルＬｒは、トランスの漏れインダクタンスを利用したものであってもよい。

１スイッチング電源装置
１０、１０ａ、１０ｂ回路要素（ハーフブリッジＬＬＣコンバータ）
２０制御回路
３０選択信号生成回路
４１相選択回路
４２次元選択回路
１００１次元Ｐｋ相ＬＬＣコンバータ
Ｃｉｎ入力コンデンサ
Ｃｏｕｔ出力コンデンサ
Ｃｒ０～Ｃｒｎ共振コンデンサ
Ｌｒ共振リアクトル
Ｎ１次巻線
Ｓ２次巻線
ＱＨ第１スイッチ素子
ＱＬ第２スイッチ素子
ＳＲ１、ＳＲ２同期整流素子
Ｔトランス
Ｔ１～Ｔｎバイパス端子
Ｔｉｎ^＋高電位入力端子
Ｔｉｎ^－低電位入力端子
Ｖｏｕｔ^＋高電位出力端子
Ｖｏｕｔ^－低電位出力端子
Ｖｉｎ直流電源

Claims

直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点に一端が接続された共振リアクトル、トランスの１次巻線、及び、ｎ個（ｎは２以上の自然数）の第１次共振コンデンサ～第ｎ次共振コンデンサ、を含む共振回路と、を有するハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素として複数個備え、
各回路要素の第ｋ次共振コンデンサ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が前記共振リアクトル、前記トランスの１次巻線に直列に接続されて、他端が、Ｐｋ個（Ｐｋは２以上の任意の自然数）の回路要素により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素の第ｋ次共振コンデンサに接続され、
同じ位相で動作する回路要素のトランスの２次巻線が直列接続され、それらがスター結線されているスイッチング電源装置。
直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点に一端が接続された共振リアクトル、トランスの１次巻線、及び、（ｎ－１）個（ｎは２以上の自然数）の第１次共振コンデンサ～第（ｎ－１）次共振コンデンサ、を含む共振回路と、を有するハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素として複数個備え、
各回路要素の第ｋ次共振コンデンサ（ｋは１～（ｎ－１）の自然数）は、一端が前記共振リアクトル、前記トランスの１次巻線に直列に接続されて、他端が、Ｐｋ個（Ｐｋは２以上の任意の自然数）の回路要素により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素の第ｋ次共振コンデンサに接続され、
同じ位相で動作する回路要素のトランスの２次巻線が直列接続され、それらがスター結線された、（ｎ－１）次元多相多重ＬＬＣコンバータを備えるスイッチング電源装置。
回路要素の動作／停止を次元単位で選択する次元選択回路と、
前記次元選択回路を制御する次元選択信号を生成する選択信号生成回路と、を備える請求項１又は２記載のスイッチング電源装置。