WO2023171202A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

スイッチング電源装置 Download PDF

Info

Publication number
WO2023171202A1
WO2023171202A1 PCT/JP2023/003959 JP2023003959W WO2023171202A1 WO 2023171202 A1 WO2023171202 A1 WO 2023171202A1 JP 2023003959 W JP2023003959 W JP 2023003959W WO 2023171202 A1 WO2023171202 A1 WO 2023171202A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
resonant
circuit
power supply
circuit elements
natural number
Prior art date
Application number
PCT/JP2023/003959
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
明輝 千葉
Original Assignee
株式会社Ｇｓユアサ
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority claimed from JP2022079372A external-priority patent/JP2023133054A/ja
Application filed by 株式会社Ｇｓユアサ filed Critical 株式会社Ｇｓユアサ
Publication of WO2023171202A1 publication Critical patent/WO2023171202A1/ja

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
    • H02M3/22—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac
    • H02M3/24—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters
    • H02M3/28—Conversion of dc power input into dc power output with intermediate conversion into ac by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate ac

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply device that converts an input voltage into an output voltage using a plurality of LLC converters connected in parallel.
  • One aspect of the present invention provides a switching power supply device that can realize large power by parallelizing resonant circuits without increasing the number of complementary gate drive signals.
  • a switching power supply device includes a plurality of half-bridge LLC converters in which resonant circuits are arranged in parallel as circuit elements.
  • the circuit elements include a first switching element and a second switching element connected in series to both ends of a DC power supply, and a resonant reactor and a transformer having one end connected to a connection point between the first switching element and the second switching element. and n (n is a natural number of 2 or more) primary resonant capacitors to n-th resonant capacitors, which are parallelized (m is a natural number of 2 or more). and a resonant circuit.
  • the k-th resonant capacitor (k is a natural number from 1 to n) of the q-th parallelized resonant circuit (q is a natural number from 1 to m) has one end connected to the resonant reactor and one end connected to the primary winding of the transformer. They are connected in series and parallelized in other circuit elements so that the other end constitutes a k-dimensional multi-phase LLC converter with a phase difference of 360°/Pk by Pk (Pk is any natural number) circuit elements.
  • the k-th resonant capacitor of the q-th resonant circuit is connected to the k-th resonant capacitor of the q-th resonant circuit.
  • a switching power supply device includes a plurality of half-bridge LLC converters as circuit elements in which resonant circuits (circuit portions excluding a resonant reactor) are arranged in parallel.
  • the circuit elements include a first switching element and a second switching element connected in series to both ends of a DC power supply, and a resonant reactor having one end connected to a connection point between the first switching element and the second switching element.
  • m is a natural number of 2 or more) resonant circuits.
  • the k-th resonant capacitor (k is a natural number from 1 to n) of the q-th parallelized resonant circuit (q is a natural number from 1 to m) has one end connected to the resonant reactor and one end connected to the primary winding of the transformer. They are connected in series and parallelized in other circuit elements so that the other end constitutes a k-dimensional multi-phase LLC converter with a phase difference of 360°/Pk by Pk (Pk is any natural number) circuit elements.
  • the k-th resonant capacitor of the q-th resonant circuit is connected to the k-th resonant capacitor of the q-th resonant circuit.
  • the number of complementary gate drive signals can be made smaller than the total number of circuit elements, and resonant circuits can be parallelized to achieve higher power without increasing the number of complementary gate drive signals.
  • FIG. 1 is a diagram showing a circuit configuration of an embodiment of a switching power supply device.
  • 2 is a diagram illustrating a circuit that controls the operation of the switching power supply device shown in FIG. 1.
  • FIG. FIG. 2 is a diagram illustrating multidimensionalization (one to three dimensions) of a switching power supply device.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating multidimensionalization (4 to 6 dimensions) of a switching power supply device.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating further multidimensionalization of the switching power supply device. It is a figure which shows the other example of a structure of a circuit element. It is a figure which shows the other example of a structure of a circuit element. It is a figure which shows the other example of a structure of a circuit element. It is a figure which shows the other example of a structure of a circuit element. It is a figure which shows the other example of a structure of a circuit element.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating parallelization and multidimensionalization of switching power supply devices.
  • the switching power supply device 1 of this embodiment includes a plurality ( ⁇ ) of half-bridge LLC converters (hereinafter referred to as circuit elements 10).
  • each of the 1st to nth dimensions is configured as a multiphase LLC converter. That is, the switching power supply device 1 is a multiphase multiplex LLC converter.
  • n is a natural number of 2 or more, and the switching power supply device 1 composed of a two-dimensional or more multi-phase LLC converter will be described below.
  • the circuit element 10 is a first switch element connected in series between a high potential input terminal Tin + connected to the positive pole of the DC power supply Vin and a low potential input terminal Tin ⁇ connected to the negative pole of the DC power supply Vin.
  • QH and a second switch element QL The circuit element 10 includes a resonant reactor Lr whose one end is connected to the connection point between the first switch element QH and the second switch element QL, a primary winding N1 of the transformer Tr, and n+1 resonant capacitors Cr0 to Crn. and a resonant circuit.
  • the circuit element 10 includes a rectifying and smoothing circuit including synchronous rectifiers SR1 and SR2 that rectify and smooth the voltage of the secondary winding N2 of the transformer Tr, and an output capacitor Cout.
  • a rectifying and smoothing circuit including synchronous rectifiers SR1 and SR2 that rectify and smooth the voltage of the secondary winding N2 of the transformer Tr, and an output capacitor Cout.
  • the rectifying and smoothing circuit can employ rectification methods such as center tap rectification, bridge rectification, voltage doubler rectification, and Cock-Walton rectification.
  • An input capacitor Cin is connected between the high potential input terminal Tin + and the low potential input terminal Tin - , and both ends of the output capacitor Cout are connected to the high potential output terminal Vout + and the low potential output terminal Vout - . .
  • the resonant capacitor Cr0 has one end connected in series to the resonant reactor Lr and the primary winding N1 of the transformer Tr, and the other end connected to the low potential input terminal Tin - .
  • each of the resonant capacitors Cr1 to Crn is connected in series to the resonant reactor Lr and the primary winding N1 of the transformer Tr, and the other end is connected to the bypass terminals T1 to Tn, respectively.
  • the other end (bypass terminal Tk) of the k-th (k is a natural number from 1 to n) resonant capacitor Crk is connected to a k-dimensional circuit with a phase difference of 360°/Pk by Pk (Pk is an arbitrary natural number) circuit elements 10. It is connected to the other end (bypass terminal Tk) of the k-th resonant capacitor Crk of another circuit element 10 so as to constitute a multi-phase LLC converter.
  • each of the n interconnection points of the bypass terminals T1 to Tn is referred to as a k dimension, regardless of the orthogonality of the dimensions.
  • the total number ⁇ of circuit elements 10 is expressed by the following equation (1) using Pk, which is the number of phases of each k dimension.
  • the switching power supply device 1 includes a control circuit 20 and a selection signal generation circuit 30.
  • the circuit 41 is controlled to select operation/stop of the ⁇ circuit elements 10 for each dimension and each phase.
  • the number of phases P1 to Pn in the 1st to nth dimensions may be different, but by making them all the same, the same complementary gate drive signal G Pk can be used in each dimension.
  • the same complementary gate drive signal GPk it is possible to easily expand the power by making the circuits multi-phase, without increasing the scale of the circuits involved in control. Even if the phase number Pk is 2 or another divisor of the phase number Pk, complementary gate drive signals G Pk (1 to n) of other dimensions can be similarly used.
  • the complementary gate drive signals generated by the control circuit 20 are G 1 , G 2 , G
  • a one-dimensional three-phase LLC converter configured of three circuit elements 10 having only a resonant capacitor Cr1 has a phase difference of 360°/3 in each circuit element 10.
  • the circuit elements 10 are represented by cubes with three different concentrations, and the connection point for interconnecting the other end (bypass terminal T1) of the resonant capacitor Cr1 passes through the three cubes. It is expressed with a single line.
  • one resonant capacitor Cr1 of the circuit element 10 having two resonant capacitors Cr1 and Cr2 is connected in the one-dimensional direction, and the other resonant capacitor Cr2 is connected in the two-dimensional direction at the connection point. Connect them so that their phases do not overlap.
  • FIG. 3(b) three connection points are added in the two-dimensional direction, and a two-dimensional three-phase triplex LLC converter is configured with nine circuit elements 10 having six interconnection points. .
  • FIG. 3(b) only connection points in two-dimensional directions are shown.
  • two resonant capacitors Cr1, Cr2 of the circuit element 10 having three resonant capacitors Cr1, Cr2, Cr3 are connected in one-dimensional direction and two-dimensional direction, respectively.
  • the eye resonance capacitors Cr3 are interconnected in three dimensions so that the phases do not overlap at the connection points.
  • nine interconnection points are added in the three-dimensional direction, and a three-dimensional three-phase ninefold LLC converter is configured with 27 circuit elements 10 having 27 interconnection points. be done.
  • FIG. 3(c) only connection points in three-dimensional directions are shown.
  • the switching power supply device 1 is a multi-phase LLC converter at one connection point, and when comparing the connection points, the multi-phase LLC converters overlap to form a multiple LLC converter. Therefore, the switching power supply device of this embodiment can be referred to as a multiphase multiplex LLC converter.
  • the four dimensions can be recognized in the same way as the one dimension, as shown in FIG. 4(a).
  • the three resonant capacitors Cr1, Cr2, Cr3 of the circuit element 10 having the four resonant capacitors Cr1, Cr2, Cr3, Cr4 are connected in three dimensions as described above,
  • the third resonant capacitor Cr4 is connected in the four-dimensional direction.
  • a four-dimensional three-phase twenty-seven-fold LLC converter is configured with three cubes, which constitute a three-dimensional three-phase nine-fold LLC converter, and a total of 81 circuit elements 10.
  • the 4-dimensional three-phase 27-layer LLC converter has 27 connection points in the cube of the 3-dimensional three-phase nine-layer LLC converter, and since there are three, there are 81 connection points, and an additional 27 connection points in the 4-dimensional direction. In addition, there are a total of 108 connection points.
  • FIG. 4(a) shows one of the connection points in the four-dimensional direction.
  • FIG. 4(b) When expanded in the five-dimensional direction, as shown in FIG. 4(b), a five-dimensional three-phase 81-fold LLC converter is configured with 243 circuit elements 10 having 405 interconnection points.
  • FIG. 4(b) shows one of the connection points in the five-dimensional direction.
  • FIG. 4(c) shows one of the connection points in the six-dimensional direction.
  • a 6-dimensional three-phase 243-fold LLC converter expanded to 6 dimensions can be expressed as a single cube, and the number of circuits can be increased as 7-dimensional, 8-dimensional, and 9-dimensional, as shown in Figure 5.
  • I can go.
  • Further increase in dimensionality can be realized by adding dimension axes by using a multidimensional multiplex LLC converter composed of 3N (N is a natural number) dimensions as one cube. Therefore, when a three-phase LLC converter is made into n-dimensional converter, it becomes an n-dimensional three-phase 3 n-1 double LLC converter. In this way, high power can be achieved without increasing the number of complementary gate drive signals from three phases.
  • the switching power supply device 1 has a multidimensional, fractal structure obtained by overlapping three-dimensional orthogonal axes. Even if expanded to three or more dimensions, it is not necessary to set the phase difference to 360°/ ⁇ as in the conventional multi-phase system, depending on the total number ⁇ of circuit elements 10. Since there is no need to prepare a complementary gate drive signal generation circuit that generates ⁇ phase differences, it is possible to prevent the circuits involved in control from increasing in scale. In particular, when the number of phases Pk in each dimension is the same, a circuit that generates Pk complementary gate drive signals can be created by configuring a multiphase LLC converter with a phase difference of 360°/Pk for a certain connection point.
  • the switching power supply device 1 of this embodiment can be configured as an integrated circuit (e.g., as a power supply IC or a system-on-chip (SoC)) in which a semiconductor and magnetic components are mixed in a package with a limited size. can.
  • SoC system-on-chip
  • a switching power supply device 1 with an output power of 1 kW (kilowatt) can be realized by connecting ten circuit elements 10 that output power of 100 W.
  • a multiphase multiplex converter configured with an integrated circuit may be applied to a Micro Electro Mechanical System (MEMS).
  • MEMS Micro Electro Mechanical System
  • the circuit element 10 of the switching power supply device 1 includes resonant capacitors Cr1 to Crn divided into n pieces.
  • the other end (bypass terminal Tk) of the k-th (1 to n) resonant capacitor Crk is connected to other circuit elements 10 so that Pk circuit elements 10 configure a multi-phase LLC converter with a phase difference of 360°/Pk. is connected to the other end (bypass terminal Tk) of the k-th resonant capacitor Crk.
  • the total number ⁇ of circuit elements 10 constituting the switching power supply 1 is expressed by the above equation (1)
  • the total number ⁇ c of interconnection points by the resonant capacitors Cr1 to Crn is expressed by the following equation (2). be done.
  • Resonant frequency ⁇ r when all ⁇ circuit elements 10 of the switching power supply 1 operate is expressed by the following equation (3).
  • the resonant frequency ⁇ r when the capacitances of the resonant capacitors Cr0 to Crn are equal is expressed by the following equation (4).
  • the total number ⁇ of the circuit elements 10 and the connection points can be limited to 1:1.
  • the presence of the resonant capacitor Cr0 allows the circuit element 10 to perform single-phase operation during light loads (when the output power is small). However, if single-phase operation is not required, the resonant capacitor Cr0 may be omitted. By omitting the resonant capacitor Cr0, current balance between the LLC converters can be easily maintained even if the ground potentials of the LLC converters installed apart are different.
  • the resonant frequency ⁇ r when the capacitances of the resonant capacitors Cr1 to Crn are equal is expressed by the following equation (7).
  • FIG. 6 shows a circuit element 10a in which m pieces of the configuration other than the first switch element QH and the second switch element QL are arranged in parallel and made into a module.
  • FIG. 6 only the main circuit of the circuit element 10a is shown within a solid line frame (corresponding to a module).
  • the circuit element 10a includes resonant reactors Lr 1 to Lr m having one end connected to a connection point between the first switching element QH and the second switching element QL.
  • m is a natural number of 2 or more.
  • the circuit element 10a includes m resonant circuits including a resonant reactor Lr q (q is a natural number from 1 to m), a primary winding N1 q of a transformer Tr q , and n+1 resonant capacitors Cr0 q to Crn q .
  • the circuit element 10a includes m rectifying and smoothing circuits including synchronous rectifiers SR1 q and SR2 q that rectify and smooth the voltage of the secondary winding N2 q of the transformer Tr q , and an output capacitor Cout q .
  • the rectifying and smoothing circuit can employ rectification methods such as center tap rectification, bridge rectification, voltage doubler rectification, and Cock-Walton rectification.
  • the resonant capacitor Cr0 q has one end connected in series to the resonant reactor Lr q and the primary winding N1 q of the transformer Tr q , and the other end connected to the low potential input terminal Tin - .
  • the resonant capacitors Cr1 q to Crn q have one end connected in series to the resonant reactor Lr q and the primary winding N1 q of the transformer Tr q , and the other ends connected to the bypass terminals T1 q to Tn q , respectively. .
  • the other end (bypass terminal Tk q ) of the k-th (k is a natural number from 1 to n) resonant capacitor Crk q has a phase difference of 360°/Pk due to Pk (Pk is any natural number) circuit elements 10a.
  • the k-th resonant capacitor Crk q of the other circuit element 10 is connected to the other end (bypass terminal Tk q ) of the other circuit element 10 so as to constitute a dimensional multi-phase LLC converter.
  • FIG. 7 shows a circuit element 10b in which the resonant capacitors Cr0 1 to Cr0 m are omitted from the circuit element 10a.
  • the circuit elements 10a, 10b will be powered up by m resonant circuits.
  • the resonant reactors Lr 1 to Lr m have the same capacity Lr and the flowing current is i
  • the magnetic flux ⁇ of the resonant reactor Lr q is expressed by the following equation (8).
  • FIG. 8 and 9 show a circuit element 10c and a circuit element 10d in which the resonant reactors Lr 1 to Lr m are combined into one resonant reactor represented by the reference symbol "Lr/m".
  • the capacity of the resonant reactor "Lr/m” is 1/m of the above-mentioned Lr.
  • the circuit element 10c combines the resonant reactors Lr 1 to Lr m of the circuit element 10a shown in FIG. 6 into one resonant reactor "Lr/m”.
  • the circuit element 10d combines the resonant reactors Lr 1 to Lr m of the circuit element 10b shown in FIG. 7 into a resonant reactor "Lr/m”.
  • the current flowing through the resonant reactor "Lr/m” is mi because it is the sum of the currents i flowing through the resonant reactors Lr 1 to Lr m . Therefore, the magnetic flux ⁇ of the resonant reactor “Lr/m” is expressed by the following formula (9), and is the same as the magnetic flux ⁇ determined by formula (8).
  • the resonance frequency ⁇ r when all ⁇ circuit elements 10c operate is the same as the above equations (3) and (4).
  • the resonance frequency ⁇ r when all ⁇ circuit elements 10d operate is the same as the above equations (6) and (7).
  • the m resonant reactors Lr 1 to Lr m of the circuit elements 10a and 10b are one resonant reactor " It can be summarized as "Lr/m”.
  • the capacitance of the resonant reactor "Lr/m” of the circuit elements 10c and 10d may be 1/m of the capacitance of the resonant reactor Lr of the circuit element 10. Therefore, in the switching power supply device 1 composed of the circuit elements 10c and 10d, the total size of the resonant reactor can be reduced to 1/m, and the total weight is also 1/m compared to the switching power supply device 1 of the same number of dimensions composed of the circuit elements 10. /m can be done.
  • the switching power supply device 1 can make the resonance reactor Lr smaller as it is parallelized, and the resonance capacitor Cr can be made smaller as it becomes more multidimensional.
  • the switching power supply device 1 can reduce the transformers Tr 1 to T m as they are parallelized, making it suitable for integration and reducing component size.
  • FIG. 10 shows a two-dimensional three-phase triplex LLC converter in which each resonant circuit of circuit elements 10a to 10d is represented by a cube, and cubes with different phases are represented by three different concentrations, and the number of parallelization is m. .
  • parallelization of the resonant circuits in the circuit elements 10a to 10d is equivalent to increasing the number of dimensions by one.
  • this embodiment includes a plurality ( ⁇ ) of half-bridge LLC converters in which resonant circuits are arranged in parallel as circuit elements 10a and 10b.
  • the circuit elements 10a and 10b include a first switch element QH and a second switch element QL connected in series between the positive and negative poles of the DC power supply Vin, and a first switch element QH and the second switch element QL.
  • a resonant reactor Lr with one end connected to the connection point, a primary winding N1 of the transformer Tr, and n (n is a natural number of 2 or more) primary resonant capacitors (resonant capacitor Cr1) to n-th resonant capacitors.
  • the resonant capacitor Crk q (k is a natural number from 1 to n) of the q-th (q is a natural number from 1 to m) resonant circuit parallelized has one end connected to the resonant reactor Lr q and the primary winding N1 of the transformer Tr q . connected in series with q .
  • the resonant capacitor Crk q of the q-th parallelized resonant circuit forms a k-dimensional multi-phase LLC converter with a phase difference of 360°/Pk at the other end by Pk (Pk is any natural number) circuit elements.
  • the number of complementary gate drive signals can be made smaller than the total number ⁇ of circuit elements 10a and 10b, and the number of complementary gate drive signals is not increased.
  • the total number ⁇ of circuit elements 10 is increased, and the current balance between each circuit element 10 is maintained, thereby realizing large power.
  • circuit elements 10c and 10d of this embodiment include a plurality of half-bridge LLC converters ( ⁇ ) equipped.
  • the circuit elements 10c and 10d include a first switch element QH and a second switch element QL connected in series between the positive and negative poles of the DC power supply Vin, and a first switch element QH and the second switch element QL.
  • the resonant capacitor Crk q (k is a natural number from 1 to n) of the q-th (q is a natural number from 1 to m) resonant circuit parallelized has one end connected to the resonant reactor Lr q and the primary winding N1 of the transformer Tr q . connected in series with q .
  • the resonant capacitor Crk q of the q-th parallelized resonant circuit forms a k-dimensional multi-phase LLC converter with a phase difference of 360°/Pk at the other end by Pk (Pk is any natural number) circuit elements. It is connected to the resonant capacitor Crk q of the q-th parallelized resonant circuit in the other circuit elements 10a and 10b.
  • the switching power supply device 1 composed of the circuit elements 10c and 10d can have a total size of resonant reactors of 1/m compared to the switching power supply device 1 of the same dimensionality composed of the circuit elements 10, and the total weight can also be reduced to 1/m. That is, in order to increase power, the switching power supply device 1 can make the resonance reactor Lr smaller as it is parallelized, and the resonance capacitor Cr can be made smaller as it becomes more multidimensional.
  • the resonant reactor Lr is physically provided in each circuit element 10, but the resonant reactor Lr may alternatively be one that utilizes the leakage inductance of a transformer.
  • Switching power supply 10 10a, 10b, 10c, 10d Circuit elements (half-bridge LLC converter) 20
  • Control circuit 30 Selection signal generation circuit 41
  • Phase selection circuit 42
  • Dimension selection circuit Cin Input capacitor Cout Output capacitor Cr0 to Crn Resonance capacitor Lr Resonance reactor N1 Primary winding N2 Secondary winding
  • QH First switch element QL
  • Second switch element SR1, SR2 Synchronous rectifier Tr Transformer T1 to Tn Bypass terminal Tin + High potential input terminal Tin - Low potential input terminal Vout + High potential output terminal Vout - Low potential output terminal Vin DC power supply

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

回路要素１０ａは、共振回路が並列化されている。並列化されたｑ番目の共振回路の共振コンデンサＣｒｋｑは、一端が共振リアクトルＬｒｑ、トランスＴｒｑの１次巻線Ｎ１ｑに直列に接続されている。並列化されたｑ番目の共振回路の共振コンデンサＣｒｋｑは、他端がＰｋ個の回路要素により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１０ａにおける並列化されたｑ番目の前記共振回路の共振コンデンサＣｒｋｑに接続されている。

Description

スイッチング電源装置
　本発明は、並列接続された複数のＬＬＣコンバータを用いて入力電圧を出力電圧に変換するスイッチング電源装置に関する。
　近年、出力負荷の増大に伴って大電流化や低リップル化を実現するために、動作フェーズ数（相数）を複数にし、位相をずらして各動作フェーズを駆動するマルチフェーズ型のスイッチング電源装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。
特許第６６９６６１７号公報
　しかしながら、相数が増えるほど、用意する相補スイッチの相補ゲートドライブ信号も増加する。従って、相数の増加に伴う制御も複雑となり、制御に関わる回路が大規模化するなど、多相化による電力拡張は容易にできなかった。
　本発明の一態様は、相補ゲートドライブ信号を増やすことなく、共振回路を並列化して大電力化を実現できるスイッチング電源装置を提供する。
　本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、共振回路が並列化されているハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素として複数個備える。回路要素は、直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点に一端が接続された共振リアクトル、トランスの１次巻線、及び、ｎ個（ｎは２以上の自然数）の第１次共振コンデンサ～第ｎ次共振コンデンサ、をそれぞれが含む、並列化されたｍ個（ｍは２以上の自然数）の共振回路と、を有する。並列化されたｑ番目（ｑは１～ｍの自然数）の前記共振回路の第ｋ次共振コンデンサ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が前記共振リアクトル、前記トランスの１次巻線に直列に接続されて、他端がＰｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素における並列化されたｑ番目の前記共振回路の第ｋ次共振コンデンサに接続されている。
　また、本発明の一態様に係るスイッチング電源装置は、共振回路（共振リアクトルを除く回路部分）が並列化されているハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素として複数個備える。回路要素は、直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点に一端が接続された共振リアクトルと、前記共振リアクトルの他端に接続された、トランスの１次巻線、及び、ｎ個（ｎは２以上の自然数）の第１次共振コンデンサ～第ｎ次共振コンデンサ、をそれぞれが含む、並列化されたｍ個（ｍは２以上の自然数）の共振回路と、を有する。並列化されたｑ番目（ｑは１～ｍの自然数）の前記共振回路の第ｋ次共振コンデンサ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が前記共振リアクトル、前記トランスの１次巻線に直列に接続されて、他端がＰｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素における並列化されたｑ番目の前記共振回路の第ｋ次共振コンデンサに接続されている。
　本発明の一態様によれば、相補ゲートドライブ信号を回路要素の総数よりも少なくでき、相補ゲートドライブ信号を増やすことなく、共振回路を並列化して大電力化を実現できる。
スイッチング電源装置の実施の形態の回路構成を示す図である。 図１に示すスイッチング電源装置の動作を制御する回路を説明する図である。 スイッチング電源装置の多次元化（１～３次元）を説明する図である。 スイッチング電源装置の多次元化（４～６次元）を説明する図である。 スイッチング電源装置のさらなる多次元化を説明する図である。 回路要素の他の構成例を示す図である。 回路要素の他の構成例を示す図である。 回路要素の他の構成例を示す図である。 回路要素の他の構成例を示す図である。 スイッチング電源装置の並列・多次元化を説明する図である。
　以下、図を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。以下の実施の形態において、同様の機能を示す構成には、同一の符号を付して適宜説明を省略する。
　本実施の形態のスイッチング電源装置１は、図１を参照すると、複数（Σ）個のハーフブリッジＬＬＣコンバータ（以下、回路要素１０と称す）を備える。スイッチング電源装置１は、１～ｎ次元のそれぞれがマルチフェーズＬＬＣコンバータとして構成されている。すなわち、スイッチング電源装置１は、多相多重ＬＬＣコンバータである。ここで、ｎは、２以上の自然数であり、２次元以上のマルチフェーズＬＬＣコンバータから構成されるスイッチング電源装置１を以下説明する。
　回路要素１０は、直流電源Ｖｉｎの正極に接続される高電位入力端子Ｔｉｎ＋と、直流電源Ｖｉｎの負極に接続される低電位入力端子Ｔｉｎ－との間に直列に接続された第１スイッチ素子ＱＨ及び第２スイッチ素子ＱＬを備える。
　回路要素１０は、第１スイッチ素子ＱＨと第２スイッチ素子ＱＬとの接続点に一端が接続された共振リアクトルＬｒ、トランスＴｒの１次巻線Ｎ１、及び、ｎ＋１個の共振コンデンサＣｒ０～Ｃｒｎを含む、共振回路を備える。
　回路要素１０は、トランスＴｒの２次巻線Ｎ２の電圧を整流平滑する同期整流素子ＳＲ１、ＳＲ２、及び、出力コンデンサＣｏｕｔを含む、整流平滑回路を備える。
　図１では、実線枠内（モジュールに相当）に、回路要素１０の主回路のみを記している。整流平滑回路は、センタータップ整流、ブリッジ整流、倍電圧整流、コックウォルトン整流などの整流方式を採用できる。
　高電位入力端子Ｔｉｎ＋と低電位入力端子Ｔｉｎ－との間には、入力コンデンサＣｉｎが接続され、出力コンデンサＣｏｕｔの両端が高電位出力端子Ｖｏｕｔ＋と低電位出力端子Ｖｏｕｔ－に接続されている。
　共振コンデンサＣｒ０は、一端が共振リアクトルＬｒ、トランスＴｒの１次巻線Ｎ１に直列に接続され、他端が低電位入力端子Ｔｉｎ－に接続されている。
　共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎは、一端がいずれも共振リアクトルＬｒ、トランスＴｒの１次巻線Ｎ１に直列に接続され、他端がそれぞれバイパス端子Ｔ１～Ｔｎに接続されている。ｋ番目（ｋは１～ｎの自然数）の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）は、Ｐｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素１０により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１０のｋ番目の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）に接続されている。本明細書では、次元の直交性は問わずに、バイパス端子Ｔ１～Ｔｎのｎ個の相互接続点をそれぞれｋ次元と称している。
　回路要素１０の総数Σは、ｋ次元のそれぞれの相数であるＰｋを用いて、以下の式(１)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　スイッチング電源装置１は、図２（ａ）を参照すると、制御回路２０と、選択信号生成回路３０とを備えている。制御回路２０は、Σ個の回路要素１０の第１スイッチ素子ＱＨ及び第２スイッチ素子ＱＬを、相補ゲートドライブ信号ＧｋＰｋ（ｋ＝１～ｎ）によって交互にオンオフさせる。選択信号生成回路３０は、次元選択信号Ｙｋによって次元選択回路４２を制御して回路要素１０の動作／停止を次元毎に選択すると共に、相選択信号ＸｋＰｋ（ｋ＝１～ｎ）によって相選択回路４１を制御してΣ個の回路要素１０の動作／停止を次元毎・相毎に選択する。
　１～ｎ次元のそれぞれの相数Ｐ１～Ｐｎは、異なっていてもよいが、全て同一にすることで、各次元で同じ相補ゲートドライブ信号ＧＰｋを使用することができる。同じ相補ゲートドライブ信号ＧＰｋの使用により、制御に関わる回路が大規模化することなく、多相化によって電力拡張を容易に行うことができる。相数Ｐｋは、２や他の相数Ｐｋの約数であっても、同様に他の次元の相補ゲートドライブ信号ＧＰｋ（１～ｎ）を使用できる。
　例えば、１～ｎ次元のそれぞれの相数Ｐ１～Ｐｎを全て３にした場合、図２（ｂ）に示すように、制御回路２０が生成する相補ゲートドライブ信号は、Ｇ１、Ｇ２、Ｇ３の３個、選択信号生成回路３０が生成する相選択信号もＸ１、Ｘ２、Ｘ３の３個である。
　共振コンデンサＣｒ１のみを有する３個の回路要素１０で構成する１次元三相ＬＬＣコンバータは、各回路要素１０において３６０°／３ずつ位相が異なる。図３（ａ）は、それら回路要素１０を三種類の濃度の異なるキューブ（Ｃｕｂｅ）で表現し、共振コンデンサＣｒ１の他端（バイパス端子Ｔ１）を相互接続する接続点を三つのキューブを貫通する1本の線で表現している。
　２次元方向への拡張のためには、二つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２を有する回路要素１０の一つの共振コンデンサＣｒ１を１次元方向に、もう一つの共振コンデンサＣｒ２を２次元方向に、接続点で位相が重ならないようにそれぞれ接続する。これにより、図３（ｂ）に示すように、２次元方向に三つの接続点が加わり、６つの相互接続点を有する９個の回路要素１０で、２次元三相三重ＬＬＣコンバータが構成される。図３（ｂ）には、２次元方向の接続点のみが示されている。
　さらに、３次元方向への拡張のためには、三つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２、Ｃｒ３を持つ回路要素１０の二つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２をそれぞれ１次元方向、２次元方向に接続し、三つ目の共振コンデンサＣｒ３を３次元方向に、接続点で位相が重ならないように相互接続する。これにより、図３（ｃ）に示すように、３次元方向に９つの相互接続点が加わり、２７個の相互接続点を有する２７個の回路要素１０で、３次元三相九重ＬＬＣコンバータが構成される。図３（ｃ）には、３次元方向の接続点のみが示されている。
　このように、スイッチング電源装置１は、ある一つの接続点では多相ＬＬＣコンバータになっており、接続点同志で比較すると、多相ＬＬＣコンバータが重なって多重ＬＬＣコンバータになっている。従って、本実施の形態のスイッチング電源装置は、多相多重ＬＬＣコンバータと称することができる。
　さらに、図３（ｂ）に示す３次元三相九重ＬＬＣコンバータを一つのキューブとして表現すれば、図４（ａ）に示すように、４次元を１次元同様に認識することができる。４次元方向への拡張のためには、４つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２、Ｃｒ３、Ｃｒ４を有する回路要素１０の三つの共振コンデンサＣｒ１、Ｃｒ２、Ｃｒ３は、前述のように３次元で接続し、四つ目の共振コンデンサＣｒ４は、４次元方向に接続する。これにより、３次元三相九重ＬＬＣコンバータを構成するキューブが三つ、合計８１個の回路要素１０で、４次元三相二十七重ＬＬＣコンバータが構成される。４次元三相二十七重ＬＬＣコンバータの接続点は、３次元三相九重ＬＬＣコンバータのキューブですでに２７個の接続点を内包し、三つあるので８１個、さらに４次元方向に２７個加わり、合計１０８個の接続点を有する。図４（ａ）には、４次元方向の接続点の一つが示されている。
　５次元方向に拡張すると、図４（ｂ）に示すように、４０５個の相互接続点を有する２４３個の回路要素１０で、５次元三相八十一重ＬＬＣコンバータが構成される。図４（ｂ）には、５次元方向の接続点の一つが示されている。
　さらに、６次元方向に拡張すると、図４（ｃ）に示すように、１４５８個の相互接続点を有する７２９個の回路要素１０で、６次元三相二百四十三重ＬＬＣコンバータが構成される。図４（ｃ）には、６次元方向の接続点の一つが示されている。
　同様に、６次元に拡張された６次元三相二百四十三重ＬＬＣコンバータを一つのキューブで表現して、図５に示すように、７次元、８次元、９次元として回路数を増やしていくことができる。さらなる高次元化は、３Ｎ（Ｎは自然数）次元で構成される多次元多重ＬＬＣコンバータを一つのキューブとして次元軸を加えていくことで実現される。従って、三相ＬＬＣコンバータをｎ次元化すると、ｎ次元三相３ｎ－１重ＬＬＣコンバータとなる。このように、相補ゲートドライブ信号を３相から増やすことなく、大電力化を実現できる。
　このようにスイッチング電源装置１は、３次元直交軸を重ねて得られる多次元で、フラクタル構造を持つ。３次元以上に拡張しても、回路要素１０の総数Σに応じて、従来のマルチフェーズ方式のように位相差を３６０°／Σとする必要はない。Σ個の位相差を作る相補ゲートドライブ信号生成回路を用意する必要はないため、制御に関わる回路の大規模化が抑止される。特に、各次元の相数Ｐｋを同一にした場合、ある接続点に対して位相差３６０°／Ｐｋを持つマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成することで、Ｐｋ個の相補ゲートドライブ信号を生成する回路を用い、電流バランスを行いつつ回路数を増やして電力を増やすことができる。
　本実施の形態のスイッチング電源装置１は、限られたサイズのパッケージに半導体と磁気部品がミックスされた集積回路として（例えば、電源ＩＣ、又はシステム・オン・チップ（ＳｏＣ）として）構成することができる。簡略化された例として、出力電力１ｋＷ（キロワット）のスイッチング電源装置１を、１００Ｗの電力を出力する１０個の回路要素１０をつないで実現できる。Ｍｉｃｒｏ　Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍｅｃｈａｎｉｃａｌ　Ｓｙｓｔｅｍ（ＭＥＭＳ）に、集積回路で構成された多相多重コンバータを適用してもよい。
　スイッチング電源装置１の回路要素１０は、他端が低電位入力端子Ｔｉｎ－に接続された共振コンデンサＣｒ０以外に、ｎ個に分割された共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎを有する。ｋ番目（１～ｎ）の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）は、Ｐｋ個の回路要素１０により位相差３６０°／ＰｋであるマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１０のｋ番目の共振コンデンサＣｒｋの他端（バイパス端子Ｔｋ）に接続されている。この場合、スイッチング電源装置１を構成する回路要素１０の総数Σは、上記の式(１)で表され、共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎによる相互接続点の総数Σcは、以下の式(２)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　スイッチング電源装置１のΣ個の回路要素１０の全てが動作するときの共振周波数ωr
は、以下の
式(３)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　共振コンデンサＣｒ０～Ｃｒｎの容量が等しい場合の共振周波数ωrは、以下の
式(４)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　回路要素１０の総数Σと相互接続点が一致するのは、式（１），（２）より以下の式（５）で示す条件となる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　特に、回路要素１０を図１に示すようにモジュール化する際に、回路要素１０の総数Σと接続点を１：１に限定できる。
　回路要素１０は、共振コンデンサＣｒ０があることで、軽負荷時（出力電力が小さい時）に単相動作させることができる。しかし、単相動作の必要がない場合、共振コンデンサＣｒ０は、省略してもよい。共振コンデンサＣｒ０を省略することで、離れて設置されたＬＬＣコンバータのグランド電位が異なっていても、各ＬＬＣコンバータ間の電流バランスが取りやすくなる。
　共振コンデンサＣｒ０を省略した場合、スイッチング電源装置１のΣ個の回路要素１０の全てが動作するときの共振周波数ωrは、以下の式(６)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　また、共振コンデンサＣｒ１～Ｃｒｎの容量が等しい場合の共振周波数ωrは、以下の
式(７)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　図６は、第１スイッチ素子ＱＨ及び第２スイッチ素子ＱＬ以外の構成をｍ個並列化してモジュール化した回路要素１０ａである。図６では、実線枠内（モジュールに相当）に、回路要素１０ａの主回路のみを記している。
　回路要素１０ａは、第１スイッチ素子ＱＨと第２スイッチ素子ＱＬとの接続点に一端が接続された共振リアクトルＬｒ１～Ｌｒｍを備える。ここで、ｍは、２以上の自然数である。
　回路要素１０ａは、共振リアクトルＬｒｑ（ｑは１～ｍの自然数）、トランスＴｒｑの１次巻線Ｎ１ｑ、及び、ｎ＋１個の共振コンデンサＣｒ０ｑ～Ｃｒｎｑを含む、ｍ個の共振回路を備える。
　回路要素１０ａは、トランスＴｒｑの２次巻線Ｎ２ｑの電圧を整流平滑する同期整流素子ＳＲ１ｑ、ＳＲ２ｑ、及び、出力コンデンサＣｏｕｔｑを含む、ｍ個の整流平滑回路を備える。整流平滑回路は、センタータップ整流、ブリッジ整流、倍電圧整流、コックウォルトン整流などの整流方式を採用できる。
　共振コンデンサＣｒ０ｑは、一端が共振リアクトルＬｒｑ、トランスＴｒｑの１次巻線Ｎ１ｑに直列に接続され、他端が低電位入力端子Ｔｉｎ－に接続されている。
　共振コンデンサＣｒ１ｑ～Ｃｒｎｑは、一端がいずれも共振リアクトルＬｒｑ、トランスＴｒｑの１次巻線Ｎ１ｑに直列に接続され、他端がそれぞれバイパス端子Ｔ１ｑ～Ｔｎｑに接続されている。ｋ番目（ｋは１～ｎの自然数）の共振コンデンサＣｒｋｑの他端（バイパス端子Ｔｋｑ）は、Ｐｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素１０ａにより位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１０のｋ番目の共振コンデンサＣｒｋｑの他端（バイパス端子Ｔｋｑ）に接続される。
　単相動作の必要がない場合、回路要素１０ａの共振コンデンサＣｒ０１～Ｃｒ０ｍは、省略してもよい。図７は、回路要素１０ａから共振コンデンサＣｒ０１～Ｃｒ０ｍを省略した回路要素１０ｂである。
　回路要素１０ａ、１０ｂは、ｍ個の共振回路によって、電力拡大されることになる。ここで、共振リアクトルＬｒ１～Ｌｒｍを同一容量Ｌｒとし、流れる電流をｉとすると、共振リアクトルＬｒｑの磁束Φは、以下の式(８)で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　図８及び図９は、共振リアクトルＬｒ１～Ｌｒｍを、参照符号“Ｌｒ／ｍ”で表される1個の共振リアクトルにまとめた回路要素１０ｃ及び回路要素１０ｄである。共振リアクトルＬｒ１～Ｌｒｍを同一容量Ｌｒとしたとき、共振リアクトル“Ｌｒ／ｍ”の容量は、前述のＬｒの１／ｍである。回路要素１０ｃは、図６に示す回路要素１０ａの共振リアクトルＬｒ１～Ｌｒｍを1個の共振リアクトル“Ｌｒ／ｍ”にまとめている。回路要素１０ｄは、図７に示す回路要素１０ｂの共振リアクトルＬｒ１～Ｌｒｍを共振リアクトル“Ｌｒ／ｍ”にまとめている。
　共振リアクトル“Ｌｒ／ｍ”を流れる電流は、共振リアクトルＬｒ１～Ｌｒｍを流れる電流iの合計であるため、ｍｉである。従って、共振リアクトル“Ｌｒ／ｍ”の共振リアクトルの磁束Φは、以下の式(９)で表され、式(８)で求められる磁束Φと同じとなる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　すなわち、回路要素１０ｃ及び回路要素１０ｄの単位での共振リアクトルは、回路要素１０の共振リアクトルＬｒと同じである。従って、回路要素１０ｃで構成したスイッチング電源装置１において、Σ個の回路要素１０ｃの全てが動作するときの共振周波数ωrは、上記の式(３)、（４）と同じである。回路要素１０ｄで構成したスイッチング電源装置１において、Σ個の回路要素１０ｄの全てが動作するときの共振周波数ωrは、上記の式(６)、（７）と同じである。
　このように、回路要素１０ａ、１０ｂのｍ個の共振リアクトルＬｒ１～Ｌｒｍは、共振コンデンサＣｒ０１～Ｃｒ０ｍの有無に拘わらず、回路要素１０ｃ、１０ｄのように、１個の共振リアクトル“Ｌｒ／ｍ”に集約できる。回路要素１０ｃ、１０ｄの共振リアクトル“Ｌｒ／ｍ”の容量は、回路要素１０の共振リアクトルＬｒの容量の１／ｍでよい。従って、回路要素１０ｃ、１０ｄで構成したスイッチング電源装置１は、回路要素１０で構成した同一次元数のスイッチング電源装置１に対して、共振リアクトルの合計サイズを１/ｍにでき、合計重量も１/ｍにできる。すなわち、電力拡大にあたり、スイッチング電源装置１は、並列化するほど共振リアクトルＬｒを小さくでき、多次元化するほど共振コンデンサＣｒを小さくできる。電力が規定されている場合、スイッチング電源装置１は、並列化するほどトランスＴｒ１～Ｔｍを小さくでき、集積化に適し、部品サイズを小さくできる。
　図１０は、回路要素１０ａ～１０ｄの各共振回路をキューブで表現し、位相の異なるキューブを三種類の異なる濃度で表した、並列化の個数がｍである２次元三相三重ＬＬＣコンバータである。図１０を参照すると、回路要素１０ａ～１０ｄにおける共振回路の並列化は、次元数を１つ増やすことと同義であることが分かる。
　以上説明したように、本実施の形態は、共振回路が並列化されているハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素１０ａ、１０ｂとして複数個（Σ個）備えている。回路要素１０ａ、１０ｂは、直流電源Ｖｉｎの正極と負極との間に直列に接続された第１スイッチ素子ＱＨ及び第２スイッチ素子ＱＬと、第１スイッチ素子ＱＨと前記第２スイッチ素子ＱＬとの接続点に一端が接続された共振リアクトルＬｒ、トランスＴｒの１次巻線Ｎ１、及び、ｎ個（ｎは２以上の自然数）の第１次共振コンデンサ（共振コンデンサＣｒ１）～第ｎ次共振コンデンサ（共振コンデンサＣｒｎ）、をそれぞれが含む、並列化されたｍ個（ｍは２以上の自然数）の共振回路と、を有する。並列化されたｑ番目（ｑは１～ｍの自然数）の共振回路の共振コンデンサＣｒｋｑ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が共振リアクトルＬｒｑ、トランスＴｒｑの１次巻線Ｎ１ｑに直列に接続されている。並列化されたｑ番目の共振回路の共振コンデンサＣｒｋｑは、他端がＰｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１０ａ、１０ｂにおける並列化されたｑ番目の前記共振回路の共振コンデンサＣｒｋｑに接続されている。
　この構成により、本実施の形態は、相補ゲートドライブ信号を回路要素１０ａ、１０ｂの総数Σよりも少なくでき、相補ゲートドライブ信号を増やすことがない。本実施の形態は、共振回路を並列化することで、回路要素１０ａ、１０ｂの大電力化を実現できる。本実施の形態は、回路要素１０の総数Σを増やし、各回路要素１０間の電流バランスを取って大電力化を実現できる。
　また、本実施の形態の回路要素１０ｃ、１０ｄは、共振回路（共振リアクトル“Ｌｒ／ｍ”を除く回路部分）が並列化されているハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素１０ａ、１０ｂとして複数個（Σ個）備えている。回路要素１０ｃ、１０ｄは、直流電源Ｖｉｎの正極と負極との間に直列に接続された第１スイッチ素子ＱＨ及び第２スイッチ素子ＱＬと、第１スイッチ素子ＱＨと前記第２スイッチ素子ＱＬとの接続点に一端が接続された共振リアクトル“Ｌｒ／ｍ”と、共振リアクトル“Ｌｒ/ｍ”の他端に接続された、ト
ランスＴｒの１次巻線Ｎ１、及び、ｎ個（ｎは２以上の自然数）の第１次共振コンデンサ（共振コンデンサＣｒ１）～第ｎ次共振コンデンサ（共振コンデンサＣｒｎ）、をそれぞれが含む、並列化されたｍ個（ｍは２以上の自然数）の共振回路と、を有する。並列化されたｑ番目（ｑは１～ｍの自然数）の共振回路の共振コンデンサＣｒｋｑ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が共振リアクトルＬｒｑ、トランスＴｒｑの１次巻線Ｎ１ｑに直列に接続されている。並列化されたｑ番目の共振回路の共振コンデンサＣｒｋｑは、他端がＰｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素１０ａ、１０ｂにおける並列化されたｑ番目の前記共振回路の共振コンデンサＣｒｋｑに接続されている。
　この構成により、回路要素１０ｃ、１０ｄで構成したスイッチング電源装置１は、回路要素１０で構成した同一次元数のスイッチング電源装置１に対して、共振リアクトルの合計サイズを１/ｍにでき、合計重量も１/ｍにできる。すなわち、電力拡大にあたり、スイッチング電源装置１は、並列化するほど共振リアクトルＬｒを小さくでき、多次元化するほど共振コンデンサＣｒを小さくできる。
　さらに、本実施の形態によれば、回路要素１０ａ～１０ｄの総数Σは、各次元に含まれる相数の積（Σ＝Ｐ１×Ｐ２×・・・×Ｐｎ）である。
　この構成により、次元を増加させて回路要素０ａ～１０ｄの総数Σを指数的に増加させることができ、大電力化に対応することができる。
　以上、本発明を具体的な実施形態で説明したが、上記実施形態は例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で変更して実施できることは言うまでも無い。
　上記実施形態では、各回路要素１０に共振リアクトルＬｒを物理的に設けたが、代替的に共振リアクトルＬｒは、トランスの漏れインダクタンスを利用したものであってもよい。
１　スイッチング電源装置
１０、１０ａ、１０ｂ、１０c、１０d　回路要素（ハーフブリッジＬＬＣコンバータ）
２０　制御回路
３０　選択信号生成回路
４１　相選択回路
４２　次元選択回路
Ｃｉｎ　入力コンデンサ
Ｃｏｕｔ　出力コンデンサ
Ｃｒ０～Ｃｒｎ　共振コンデンサ
Ｌｒ　共振リアクトル
Ｎ１　１次巻線
Ｎ２　２次巻線
ＱＨ　第１スイッチ素子
ＱＬ　第２スイッチ素子
ＳＲ１、ＳＲ２　同期整流素子
Ｔｒ　トランス
Ｔ１～Ｔｎ　バイパス端子
Ｔｉｎ＋　高電位入力端子
Ｔｉｎ－　低電位入力端子
Ｖｏｕｔ＋　高電位出力端子
Ｖｏｕｔ－　低電位出力端子
Ｖｉｎ　直流電源

Claims (4)

  1. 　直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
    　前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点に一端が接続された共振リアクトル、トランスの１次巻線、及び、ｎ個（ｎは２以上の自然数）の第１次共振コンデンサ～第ｎ次共振コンデンサ、をそれぞれが含む、並列化されたｍ個（ｍは２以上の自然数）の共振回路と、を有するハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素として複数個備え、
    　並列化されたｑ番目（ｑは１～ｍの自然数）の前記共振回路の第ｋ次共振コンデンサ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が前記共振リアクトル、前記トランスの１次巻線に直列に接続されて、他端がＰｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素における並列化されたｑ番目の前記共振回路の第ｋ次共振コンデンサに接続されているスイッチング電源装置。
  2. 　直流電源の両端に直列に接続された第１スイッチ素子及び第２スイッチ素子と、
    　前記第１スイッチ素子と前記第２スイッチ素子との接続点に一端が接続された共振リアクトルと、
    　前記共振リアクトルの他端に接続された、トランスの１次巻線、及び、ｎ個（ｎは２以上の自然数）の第１次共振コンデンサ～第ｎ次共振コンデンサ、をそれぞれが含む、並列化されたｍ個（ｍは２以上の自然数）の共振回路と、を有するハーフブリッジＬＬＣコンバータを回路要素として複数個備え、
    　並列化されたｑ番目（ｑは１～ｍの自然数）の前記共振回路の第ｋ次共振コンデンサ（ｋは１～ｎの自然数）は、一端が前記共振リアクトル、前記トランスの１次巻線に直列に接続されて、他端がＰｋ個（Ｐｋは任意の自然数）の回路要素により位相差３６０°／Ｐｋであるｋ次元のマルチフェーズＬＬＣコンバータを構成するように他の回路要素における並列化されたｑ番目の前記共振回路の第ｋ次共振コンデンサに接続されているスイッチング電源装置。
  3. 　前記回路要素の総数は、各次元に含まれる相数の積である請求項１又は請求項２記載のスイッチング電源装置。
  4. 　前記共振回路の総数は、各次元に含まれる相数の積と、並列数ｍ（ｍは２以上の自然数）との積である請求項３記載のスイッチング電源装置。
PCT/JP2023/003959 2022-03-10 2023-02-07 スイッチング電源装置 WO2023171202A1 (ja)

Applications Claiming Priority (4)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2022037368 2022-03-10
JP2022-037368 2022-03-10
JP2022079372A JP2023133054A (ja) 2022-03-10 2022-05-13 スイッチング電源装置
JP2022-079372 2022-05-13

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2023171202A1 true WO2023171202A1 (ja) 2023-09-14

Family

ID=87936737

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2023/003959 WO2023171202A1 (ja) 2022-03-10 2023-02-07 スイッチング電源装置

Country Status (1)

Country Link
WO (1) WO2023171202A1 (ja)

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007006669A (ja) * 2005-06-27 2007-01-11 Mitsumi Electric Co Ltd 電流共振型マルチフェーズｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御方法
JP2021035200A (ja) * 2019-08-27 2021-03-01 サンケン電気株式会社 マルチフェーズｌｌｃコンバータ
JP2021153382A (ja) * 2020-03-18 2021-09-30 株式会社Ｇｓユアサ インフラシステムズ ３相ｌｌｃコンバータ

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2007006669A (ja) * 2005-06-27 2007-01-11 Mitsumi Electric Co Ltd 電流共振型マルチフェーズｄｃ／ｄｃコンバータおよびその制御方法
JP2021035200A (ja) * 2019-08-27 2021-03-01 サンケン電気株式会社 マルチフェーズｌｌｃコンバータ
JP2021153382A (ja) * 2020-03-18 2021-09-30 株式会社Ｇｓユアサ インフラシステムズ ３相ｌｌｃコンバータ

Similar Documents

Publication Publication Date Title
US20200212795A1 (en) Hybrid converter family and methods thereof
EP3734826A1 (en) Switched-capacitor converter with multi-tapped autotransformer
Rehman et al. Multiinput DC–DC converters in renewable energy applications–An overview
US9425693B2 (en) Systems and methods for high power DC/DC conversion using voltage converter cells
Siwakoti et al. Impedance-source networks for electric power conversion part I: A topological review
Forouzesh et al. A survey on voltage boosting techniques for step-up DC-DC converters
CN101031986B (zh) 用于多相变压器的装置和方法
US8792253B2 (en) System and methods for high power DC/DC converter
US9148064B2 (en) Multi-phase switching power conversion circuit
US8238122B2 (en) DC/DC converter
US20090116266A1 (en) Paralleled power conditioning system with circulating current filter
US20060028187A1 (en) DC to DC converter with high frequency zigzag transformer
WO2018071366A1 (en) Coupled split path power conversion architecture
US20200350117A1 (en) Magnetic integration of matrix transformer with controllable leakage inductance
US8068355B1 (en) Apparatus for isolated switching power supply with coupled output inductors
Zhu et al. A Dickson-squared hybrid switched-capacitor converter for direct 48 V to point-of-load conversion
EP3734825B1 (en) Power supply multi-tapped autotransformer
Forest et al. Design of a 28 V-to-300 V/12 kW multicell interleaved flyback converter using intercell transformers
KR20230003276A (ko) 모듈러 스테이지들을 갖는 전력 컨버터
Zhu et al. A multi-phase cascaded series-parallel (CaSP) hybrid converter for direct 48 V to point-of-load applications
US20230025144A1 (en) High and Medium Voltage Power Converters with Switch Modules Parallel Driving a Single Transformer Primary
Zhu et al. A 48-V-to-1-V switching bus converter for ultra-high-current applications
WO2023171202A1 (ja) スイッチング電源装置
JP2023133054A (ja) スイッチング電源装置
WO2023153350A1 (ja) スイッチング電源装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application

Ref document number: 23766382

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1