JP6945777B2 - 障害物検出装置 - Google Patents

Description

本発明は、障害物検出装置に関する。

従来、車両等の移動体（以下総称して「移動体」という。）に設けられたソナーを用いて、移動体の周囲における障害物等の物体（以下総称して「障害物」という。）を検出する装置、すなわち障害物検出装置が開発されている。また、障害物検出装置において、ドップラーシフト量を演算することにより、移動体に対する障害物の相対速度を算出する技術が開発されている（例えば、特許文献１参照。）。

特開２０１８−４７０７１号公報

ドップラーシフト量の演算には、ＦＦＴ（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）解析が用いられる。したがって、ドップラーシフト量の演算における周波数分解能は、ＦＦＴ解析における周波数分解能により制限される。通常、ドップラーシフト量の演算における周波数分解能は、ＦＦＴ解析における周波数分解能と同等の値となる。これに対して、ドップラーシフト量の演算における周波数分解能を向上することが求められている。

本発明は、上記のような課題を解決するためになされたものであり、ドップラーシフト量の演算における周波数分解能を向上することを目的とする。

本発明の障害物検出装置は、正弦波状の探索波を送信するソナーと、ソナーにより受信された反射波に基づき障害物の有無を検出する障害物検出部と、反射波の波形に対する歪波形を生成する歪波形生成部と、歪波形に基づき反射波に対する高調波を抽出する高調波抽出部と、高調波に基づきドップラーシフト量を演算することにより、障害物が静止物であるか動体であるかを判別する種別判別部と、を備え、障害物検出部による検出結果及び種別判別部による判別結果を示す信号が出力されるものであり、前記高調波は、複数次の高調波を含み、前記種別判別部は、前記複数次の高調波を用いて回帰直線を導出することにより、前記複数次の高調波に対する基本波の周波数における前記ドップラーシフト量を演算するものである。

本発明によれば、上記のように構成したので、ドップラーシフト量の演算における周波数分解能を向上することができる。

実施の形態１に係る障害物検出装置を用いた衝突回避装置の要部を示すブロック図である。 実施の形態１に係る障害物検出装置における処理回路の要部を示すブロック図である。 １パルス分の探索波の例及び対応する反射波の例を示す説明図である。 図４Ａは、送信信号の波形の例を示す説明図である。図４Ｂは、受信信号の波形の例を示す説明図である。図４Ｃは、受信信号の強度の例を示す説明図である。 図５Ａは、反射波形の例を示す説明図である。図５Ｂは、歪波形の例を示す説明図である。 ＦＦＴ解析により得られる周波数スペクトルの例を示す説明図である。 車両速度プロファイルの例を示す説明図である。 実施の形態１に係る障害物検出装置の動作を示すフローチャートである。 ドップラーシフト量の演算に高調波を用いることによる効果を示す説明図である。 実施の形態２に係る障害物検出装置を用いた衝突回避装置の要部を示すブロック図である。 実施の形態２に係る障害物検出装置における処理回路の要部を示すブロック図である。 図１２Ａは、反射波形の例を示す説明図である。図１２Ｂは、歪波形の例を示す説明図である。 ＦＦＴ解析により得られる周波数スペクトルの例を示す説明図である。 実施の形態２に係る障害物検出装置の動作を示すフローチャートである。 実施の形態３に係る障害物検出装置を用いた衝突回避装置の要部を示すブロック図である。 実施の形態３に係る障害物検出装置における処理回路の要部を示すブロック図である。 図１７Ａは、反射波形の例を示す説明図である。図１７Ｂは、歪波形の例を示す説明図である。 実施の形態３に係る障害物検出装置の動作を示すフローチャートである。 実施の形態４に係る障害物検出装置を用いた衝突回避装置の要部を示すブロック図である。 実施の形態４に係る障害物検出装置における処理回路の要部を示すブロック図である。 図２１Ａは、反射波形の例を示す説明図である。図２１Ｂは、歪波形の例を示す説明図である。 実施の形態４に係る障害物検出装置の動作を示すフローチャートである。 実施の形態５に係る障害物検出装置を用いた衝突回避装置の要部を示すブロック図である。 実施の形態５に係る障害物検出装置における処理回路の要部を示すブロック図である。 奇数次の高調波に基づく回帰直線の例を示す説明図である。 実施の形態５に係る障害物検出装置の動作を示すフローチャートである。 実施の形態６に係る障害物検出装置を用いた衝突回避装置の要部を示すブロック図である。 実施の形態６に係る障害物検出装置における処理回路の要部を示すブロック図である。 偶数次の高調波に基づく回帰直線の例を示す説明図である。 実施の形態６に係る障害物検出装置の動作を示すフローチャートである。

以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。

実施の形態１．
図１は、実施の形態１に係る障害物検出装置を用いた衝突回避装置の要部を示すブロック図である。図２は、実施の形態１に係る障害物検出装置における処理回路の要部を示すブロック図である。図１及び図２を参照して、実施の形態１に係る障害物検出装置について説明する。また、この障害物検出装置を用いた衝突回避装置について説明する。

車両１は、ソナー２を有している。ソナー２は、１個又は複数個の超音波センサにより構成されている。ソナー２は、例えば、車両１のフロントバンパ又はリアバンパに設けられている。これにより、ソナー２は、車両１の前方又は後方に超音波（以下「探索波」という。）ＳＷを送信するものである。また、ソナー２は、車両１の前方又は後方における障害物Ｏにより探索波ＳＷが反射されたとき、当該反射された探索波（以下「反射波」ということがある。）ＲＷを受信するものである。

送信信号生成部１１は、ソナー２により送信される探索波ＳＷに対応するデジタル信号を生成するものである。送信信号生成部１１は、当該生成されたデジタル信号を出力するものである。

デジタルアナログコンバータ（以下「ＤＡＣ」と記載する。）３は、送信信号生成部１１により出力されたデジタル信号の入力を受け付けるものである。ＤＡＣ３は、当該入力されたデジタル信号をアナログ信号に変換するものである。ＤＡＣ３は、当該変換されたアナログ信号を出力するものである。

送信回路４は、ＤＡＣ３により出力されたアナログ信号の入力を受け付けるものである。送信回路４は、当該入力されたアナログ信号を増幅するものである。送信回路４は、当該増幅されたアナログ信号を出力するものである。送信回路４は、１個又は複数個のアナログ回路により構成されている。

以下、これらの信号を総称して「送信信号」という。ソナー２は、送信回路４により出力された送信信号ＴＳの入力を受け付ける。ソナー２は、当該入力された送信信号ＴＳに対応する探索波ＳＷを送信する。

ここで、送信回路４により出力される送信信号ＴＳは、パルス信号である。当該パルス信号における搬送波は、所定の周波数ｆを有する正弦波である。当該パルス信号における個々のパルスは、所定周期（例えば８周期、３２周期又は６４周期）分の正弦波により構成されている。このため、ソナー２により送信される探索波ＳＷは、パルス波となる。当該パルス波における個々のパルスは、所定周期分の正弦波により構成されている。

ソナー２により出力されるアナログ信号は、ソナー２により反射波ＲＷが受信されたとき、当該受信された反射波ＲＷに対応するものとなる。換言すれば、ソナー２は、反射波ＲＷが受信されたとき、当該受信された反射波ＲＷに対応するアナログ信号を出力する。

受信回路５は、ソナー２により出力されたアナログ信号の入力を受け付けるものである。受信回路５は、当該入力されたアナログ信号を増幅するものである。受信回路５は、フィルタを用いて、当該増幅されたアナログ信号に含まれるノイズを除去するものである。受信回路５は、当該ノイズが除去されたアナログ信号を出力するものである。受信回路５は、例えば、１個又は複数個のアナログ回路により構成されている。

アナログデジタルコンバータ（以下「ＡＤＣ」と記載する。）６は、受信回路５により出力されたアナログ信号の入力を受け付けるものである。ＡＤＣ６は、当該入力されたアナログ信号をデジタル信号に変換するものである。ＡＤＣ６は、当該変換されたデジタル信号を出力するものである。

以下、これらの信号を総称して「受信信号」という。受信信号取得部１２は、ＡＤＣ６により出力された受信信号ＲＳを取得するものである。受信信号取得部１２は、当該取得された受信信号ＲＳを用いて、所定時間分の受信信号ＲＳを示すデータ（以下「受信信号データ」という。）を生成するものである。受信信号取得部１２は、当該生成された受信信号データを出力するものである。

障害物検出部１３は、受信信号取得部１２により出力された受信信号データを取得するものである。障害物検出部１３は、当該取得された受信信号データを用いて、障害物Ｏの有無を検出するものである。また、障害物検出部１３は、障害物Ｏが存在すると判定された場合、当該取得された受信信号データを用いて、車両１と障害物Ｏ間の距離Ｌを算出するものである。

ここで、図３及び図４を参照して、障害物Ｏの有無の検出方法について説明する。また、距離Ｌの算出方法について説明する。

図３は、１パルス分の探索波ＳＷの例及び対応する反射波ＲＷの例を示している。図３に示す如く、１パルス分の探索波ＳＷは正弦波状である。このため、対応する反射波ＲＷも正弦波状である。ただし、反射波ＲＷの周波数ｆ’は、探索波ＳＷの周波数ｆと異なり得るものである。これは、ドップラーシフトによるものである。

図４Ａは、送信信号ＴＳの波形の例を示している。図４Ｂは、受信信号ＲＳの波形の例を示している。図４Ｃは、受信信号ＲＳの強度ＲＳＳの例を示している。図４Ａに示す送信信号ＴＳは、図３に示す探索波ＳＷに対応している。図４Ｂに示す受信信号ＲＳは、図３に示す反射波ＲＷに対応している。図４Ｃに示す強度ＲＳＳは、図４Ｂに示す受信信号ＲＳに対応している。

障害物検出部１３は、受信信号データを用いて、強度ＲＳＳを算出する。障害物検出部１３は、当該算出された強度ＲＳＳを所定の閾値ＲＳＳｔｈと比較することにより、障害物Ｏの有無を検出する。すなわち、障害物検出部１３は、受信信号ＲＳのうちの強度ＲＳＳが閾値ＲＳＳｔｈを超えている部位を検出する。かかる部位が存在する場合、障害物検出部１３は、障害物Ｏが存在すると判定する。他方、かかる部位が存在しない場合、障害物検出部１３は、障害物Ｏが存在しないと判定する。

障害物検出部１３は、送信信号ＴＳが出力された時刻Ｔ１、すなわち探索波ＳＷが送信された時刻Ｔ１を示す情報を取得する。この情報は、例えば、送信信号生成部１１から取得される。図２において、送信信号生成部１１と障害物検出部１３間の接続線は図示を省略している。障害物検出部１３は、当該取得された情報が示す時刻Ｔ１から、強度ＲＳＳが閾値ＲＳＳｔｈを超えた時刻Ｔ２までの時間ΔＴを算出する。この時間ΔＴは、探索波ＳＷ及び対応する反射波ＲＷの伝搬遅延時間に対応している。

障害物検出部１３には、空気中の探索波ＳＷの伝搬速度ＰＶを示す情報が予め記憶されている。障害物検出部１３は、当該記憶されている情報を用いて、上記算出された時間ΔＴに基づき、以下の式（１）により距離Ｌを算出する。

Ｌ＝（ＰＶ×ΔＴ）／２ （１）

障害物検出部１３は、障害物Ｏが存在すると判定された場合、受信信号ＲＳのうちの障害物Ｏに対応する部位の波形、すなわち受信信号ＲＳのうちの強度ＲＳＳが閾値ＲＳＳｔｈを超えている部位の波形（以下「反射波形」という。）を示す信号（以下「反射波形信号」という。）を生成する。障害物検出部１３は、当該生成された反射波形信号を出力する。

歪波形生成部１４は、障害物検出部１３により出力された反射波形信号を取得するものである。歪波形生成部１４は、当該取得された反射波形信号を用いて、反射波形を歪ませてなる波形（以下「歪波形」という。）を生成するものである。より具体的には、歪波形生成部１４は、反射波形におけるピーク部をクリップすることにより歪波形を生成するものである。

図５Ａは、反射波形の例を示している。図５Ｂは、図５Ａに示す反射波形に対する歪波形の例を示している。図５Ａに示す例においては、反射波形が正弦波状である。これに対して、図５Ｂに示す如く、歪波形は、かかる正弦波におけるピーク部をクリップしてなるものである。

歪波形生成部１４は、当該生成された歪波形を示す信号（以下「歪波形信号」という。）を生成する。歪波形生成部１４は、当該生成された歪波形信号を出力する。

高調波抽出部１５は、歪波形生成部１４により出力された歪波形信号を取得するものである。高調波抽出部１５は、当該取得された歪波形信号に対するＦＦＴ解析を実行するものである。これにより、高調波抽出部１５は、反射波ＲＷに対する高調波Ｈを抽出するものである。

ここで、上記のとおり、歪波形は、反射波形におけるピーク部をクリップしてなるものである。この場合、高調波抽出部１５により、奇数次の高調波Ｈが抽出される。具体的には、例えば、第３次の高調波Ｈ＿３及び第５次の高調波Ｈ＿５が抽出される。

図６は、ＦＦＴ解析により得られる周波数スペクトルＦＳ１，ＦＳ２の例を示している。周波数スペクトルＦＳ１は、歪波形信号に対するＦＦＴ解析の結果に対応するものである。すなわち、周波数スペクトルＦＳ１は、高調波抽出部１５により実行されるＦＦＴ解析の結果に対応するものである。これに対して、周波数スペクトルＦＳ２は、反射波形信号に対するＦＦＴ解析の結果に対応するものである。すなわち、周波数スペクトルＦＳ２は、周波数スペクトルＦＳ１に対する比較用の周波数スペクトルである。

図６に示す如く、反射波形信号には、反射波ＲＷの周波数ｆ’に対応する成分が含まれている。このため、周波数スペクトルＦＳ２は、周波数ｆ’にピークを有している。

他方、歪波形信号には、反射波ＲＷの周波数ｆ’に対応する成分（すなわち第１次の高調波Ｈ＿１に対応する成分）が含まれているのはもちろんのこと、周波数ｆ’に対する３倍の周波数３ｆ’に対応する成分（すなわち第３次の高調波Ｈ＿３に対応する成分）が含まれており、かつ、周波数ｆ’に対する５倍の周波数５ｆ’に対応する成分（すなわち第５次の高調波Ｈ＿５に対応する成分）が含まれている。このため、周波数スペクトルＦＳ１は、周波数ｆ’，３ｆ’，５ｆ’の各々にピークを有している。

高調波抽出部１５は、当該抽出された高調波Ｈの周波数を示す値を出力する。より具体的には、高調波抽出部１５は、周波数３ｆ’の値又は周波数５ｆ’の値を出力する。

種別判別部１６は、高調波抽出部１５により出力された値を取得するものである。種別判別部１６は、当該取得された値を用いて、ドップラーシフト量を演算するものである。種別判別部１６は、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、障害物Ｏが静止物（例えば壁）であるか動体（例えば歩行者）であるかを判別するものである。また、種別判別部１６は、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、障害物Ｏが車両１に対して次第に相対的に近づいている物体（以下「接近物」という。）であるか車両１に対して次第に相対的に離れている物体（以下「離反物」という。）であるかを判別するものである。また、種別判別部１６は、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、車両１に対する障害物Ｏの相対速度ＲＶを算出するものである。

ドップラーシフト量の演算方法は、以下のとおりである。

種別判別部１６は、探索波ＳＷの周波数ｆを示す情報を取得する。この情報は、例えば、送信信号生成部１１から取得される。図２において、送信信号生成部１１と種別判別部１６間の接続線は図示を省略している。

種別判別部１６は、上記取得された情報を用いて、以下の式（２）により、周波数ｆに対する３倍の周波数３ｆの値を算出する。次いで、種別判別部１６は、以下の式（３）により、当該算出された周波数３ｆの値と上記取得された周波数３ｆ’の値との差分値３ＤＳを算出する。次いで、種別判別部１６は、以下の式（４）により、当該算出された差分値３ＤＳに対する３分の１の値ＤＳを算出する。

３ｆ＝ｆ×３ （２）
３ＤＳ＝３ｆ’−３ｆ （３）
ＤＳ＝３ＤＳ／３ （４）

または、種別判別部１６は、上記取得された情報を用いて、以下の式（５）により、周波数ｆに対する５倍の周波数５ｆの値を算出する。次いで、種別判別部１６は、以下の式（６）により、当該算出された周波数５ｆの値と上記取得された周波数５ｆ’の値との差分値５ＤＳを算出する。次いで、種別判別部１６は、以下の式（７）により、当該算出された差分値５ＤＳに対する５分の１の値ＤＳを算出する。

５ｆ＝ｆ×５ （５）
５ＤＳ＝５ｆ’−５ｆ （６）
ＤＳ＝５ＤＳ／５ （７）

これらの値（ＤＳ，３ＤＳ，５ＤＳ）は、ドップラーシフト量に対応している。このようにして、ドップラーシフト量が演算される。

障害物Ｏが静止物であるか動体であるかの判別方法は、以下のとおりである。

種別判別部１６は、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、３ＤＳの絶対値｜３ＤＳ｜を所定値と比較する。種別判別部１６は、絶対値｜３ＤＳ｜が所定値以上である場合、障害物Ｏが動体であると判別する。他方、絶対値｜３ＤＳ｜が所定値未満である場合、種別判別部１６は、障害物Ｏが静止物であると判別する。

または、種別判別部１６は、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、５ＤＳの絶対値｜５ＤＳ｜を他の所定値と比較する。種別判別部１６は、絶対値｜５ＤＳ｜が所定値以上である場合、障害物Ｏが動体であると判別する。他方、絶対値｜５ＤＳ｜が所定値未満である場合、種別判別部１６は、障害物Ｏが静止物であると判別する。

障害物Ｏが接近物であるか離反物であるかの判別方法は、以下のとおりである。

種別判別部１６は、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、３ＤＳの正負を判定する。種別判別部１６は、３ＤＳが正の値である場合、障害物Ｏが接近物であると判別する。他方、３ＤＳが負の値である場合、種別判別部１６は、障害物Ｏが離反物であると判別する。

または、種別判別部１６は、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、５ＤＳの正負を判定する。種別判別部１６は、５ＤＳが正の値である場合、障害物Ｏが接近物であると判別する。他方、５ＤＳが負の値である場合、種別判別部１６は、障害物Ｏが離反物であると判別する。

相対速度ＲＶの算出方法は、以下のとおりである。

通常、周波数ｆ、周波数ｆ’、伝搬速度ＰＶ及び相対速度ＲＶの関係は、以下の式（８）に基づくものである。

ｆ’＝ｆ＋ＤＳ＝ｆ×｛（ＰＶ＋ＲＶ）／（ＰＶ−ＲＶ）｝ （８）

上記式（８）を変形することにより、以下の式（９）が得られる。

ＲＶ＝（ＰＶ×ＤＳ）／｛（２×ｆ）＋ＤＳ｝ （９）

種別判別部１６には、伝搬速度ＰＶを示す情報が予め記憶されている。種別判別部１６は、当該記憶されている情報が示す伝搬速度ＰＶの値と、上記取得された情報が示す周波数ｆの値と、上記算出されたＤＳの値とを用いて、上記式（９）により相対速度ＲＶを算出する。

結果信号生成部１７は、障害物検出部１３による検出結果及び種別判別部１６による判別結果を示す信号（以下「結果信号」という。）を生成するものである。結果信号生成部１７は、当該生成された結果信号を出力するものである。

すなわち、結果信号は、障害物Ｏの有無の検出結果を含むものである。また、障害物Ｏが存在すると判定された場合、結果信号は、距離Ｌの値、障害物Ｏが静止物であるか動体であるかの判別結果、障害物Ｏが接近物であるか離反物であるかの判別結果、及び相対速度ＲＶの値を含むものである。

送信信号生成部１１、受信信号取得部１２、障害物検出部１３、歪波形生成部１４、高調波抽出部１５、種別判別部１６及び結果信号生成部１７の機能は、専用の処理回路７により実現される。

処理回路７は、１個又は複数個のデジタル回路により構成されている。または、処理回路７は、１個又は複数個のデジタル回路及び１個又は複数個のアナログ回路により構成されている。すなわち、処理回路７は、１個又は複数個の処理回路により構成されている。個々の処理回路は、例えば、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）、ＰＬＤ（Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｌｏｇｉｃ Ｄｅｖｉｃｅ）、ＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）、ＳｏＣ（Ｓｙｓｔｅｍ−ｏｎ−ａ−Ｃｈｉｐ）又はシステムＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ−Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）を用いたものである。

以下、処理回路７により実行される処理のうちの送信信号生成部１１に対応する処理を総称して「送信処理」という。すなわち、送信処理は、送信信号ＴＳを生成する処理、及び送信信号ＴＳを出力する処理などを含むものである。

また、処理回路７により実行される処理のうちの受信信号取得部１２に対応する処理を総称して「受信処理」という。すなわち、受信処理は、受信信号ＲＳを取得する処理、受信信号データを生成する処理、及び受信信号データを出力する処理などを含むものである。

また、処理回路７により実行される処理のうちの障害物検出部１３に対応する処理を総称して「障害物検出処理」という。すなわち、障害物検出処理は、障害物Ｏの有無を検出する処理、距離Ｌを算出する処理、反射波形信号を生成する処理、及び反射波形信号を出力する処理などを含むものである。

また、処理回路７により実行される処理のうちの歪波形生成部１４に対応する処理を総称して「歪波形生成処理」という。すなわち、歪波形生成処理は、反射波形信号を取得する処理、歪波形を生成する処理、歪波形信号を生成する処理、及び歪波形信号を出力する処理などを含むものである。

また、処理回路７により実行される処理のうちの高調波抽出部１５に対応する処理を総称して「高調波抽出処理」という。すなわち、高調波抽出処理は、歪波形信号を取得する処理、歪波形信号に対するＦＦＴ解析を実行することにより高調波Ｈを抽出する処理、及び高調波Ｈの周波数を示す値を出力する処理などを含むものである。

また、処理回路７により実行される処理のうちの種別判別部１６に対応する処理を総称して「種別判別処理」という。すなわち、種別判別処理は、高調波Ｈの周波数を示す値を取得する処理、ドップラーシフト量を演算する処理、障害物Ｏが静止物であるか動体であるかを判別する処理、障害物Ｏが接近物であるか離反物であるかを判別する処理、及び相対速度ＲＶを算出する処理などを含むものである。

また、処理回路７により実行される処理のうちの結果信号生成部１７に対応する処理を総称して「出力処理」という。すなわち、出力処理は、結果信号を生成する処理、及び結果信号を出力する処理などを含むものである。

通信インタフェース（以下「通信ＩＦ」と記載する。）８は、結果信号生成部１７により出力された結果信号の入力を受け付けるものである。通信ＩＦ８は、当該入力された結果信号を車両制御装置９に送信するものである。

車両制御装置９は、通信ＩＦ８により送信された結果信号を受信するものである。車両制御装置９は、当該受信された結果信号を用いて、車両１と障害物Ｏとの衝突を回避するための制御（以下「衝突回避制御」という。）を実行するものである。車両制御装置９は、例えば、ＥＣＵ（Ｅｌｅｃｔｒｏｎｉｃ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）により構成されている。

例えば、車両制御装置９には、距離Ｌと障害物Ｏに対する衝突を回避可能な車両１の走行速度Ｖの上限値Ｖｍａｘとの対応関係（以下「車両速度プロファイル」という。）を示す情報が予め記憶されている。図７は、車両速度プロファイルの例を示している。車両制御装置９は、現在の走行速度Ｖを示す情報を取得する。車両制御装置９は、車両速度プロファイルを用いて、結果信号が示す距離Ｌに基づき、現在の走行速度Ｖが対応する上限値Ｖｍａｘ未満であるか否かを判定する。車両制御装置９は、現在の走行速度Ｖが対応する上限値Ｖｍａｘ以上であると判定された場合、走行速度Ｖが対応する上限値Ｖｍａｘ未満となるように、車両１のブレーキ及びスロットルなどを制御する。

そのほか、衝突回避制御には、公知の種々の技術を用いることができる。これらの技術についての詳細な説明は省略する。

ソナー２、ＤＡＣ３、送信回路４、受信回路５、ＡＤＣ６、処理回路７及び通信ＩＦ８により、障害物検出装置１００の要部が構成されている。障害物検出装置１００及び車両制御装置９により、衝突回避装置２００の要部が構成されている。

次に、図８のフローチャートを参照して、障害物検出装置１００の動作について説明する。より具体的には、処理回路７により実行される処理について説明する。

まず、送信信号生成部１１が送信処理を実行する（ステップＳＴ１）。次いで、受信信号取得部１２が受信処理を実行する（ステップＳＴ２）。次いで、障害物検出部１３が障害物検出処理を実行する（ステップＳＴ３）。障害物Ｏが存在しないと判定された場合（ステップＳＴ４“ＮＯ”）、処理回路７の処理はステップＳＴ１に戻る。他方、障害物Ｏが存在すると判定された場合（ステップＳＴ４“ＹＥＳ”）、処理回路７の処理はステップＳＴ５に進む。

次いで、歪波形生成部１４が歪波形生成処理を実行する（ステップＳＴ５）。次いで、高調波抽出部１５が高調波抽出処理を実行する（ステップＳＴ６）。次いで、種別判別部１６が種別判別処理を実行する（ステップＳＴ７）。次いで、結果信号生成部１７が出力処理を実行する（ステップＳＴ８）。

次に、図９を参照して、ドップラーシフト量の演算に高調波Ｈを用いることによる効果について説明する。

仮に反射波ＲＷがドップラーシフト量の演算に用いられるものである場合、ＦＦＴ解析により得られた周波数ｆ’の値を用いて、以下の式（１０）によりＤＳが算出される。

ＤＳ＝ｆ’−ｆ （１０）

この場合、ＤＳの算出における周波数分解能がＦＦＴ解析における周波数分解能Δｆにより制限されることになる。したがって、ＤＳの絶対値｜ＤＳ｜が周波数分解能Δｆよりも大きいとき（｜ＤＳ｜＞Δｆ）は、ＤＳの算出が可能である。しかしながら、絶対値｜ＤＳ｜が周波数分解能Δｆ以下であるとき（｜ＤＳ｜≦Δｆ）は、ＤＳの算出が不可能である。このため、例えば、障害物Ｏが動体である場合において、相対速度ＲＶが小さいことにより絶対値｜ＤＳ｜が周波数分解能Δｆ以下であるとき、ＤＳが算出されないことにより障害物Ｏが静止物であると誤判別される問題が生ずる。

また、この場合、上記式（１０）により算出されるＤＳは、Δｆ毎の離散値となる。このため、ＤＳの離散幅が大きいことにより、相対速度ＲＶを正確に算出することが困難であるという問題が生ずる。

このように、仮に反射波ＲＷがドップラーシフト量の演算に用いられるものである場合、ドップラーシフト量の演算における周波数分解能δｆは、ＦＦＴ解析における周波数分解能Δｆと同等の値となる（δｆ＝Δｆ）。これに対して、上記誤判別の発生を抑制する観点、及び相対速度ＲＶを正確に算出する観点から、周波数分解能δｆを向上するのが好適である。

ここで、ＦＦＴ解析における周波数分解能Δｆを向上することにより、ドップラーシフト量の演算における周波数分解能δｆを向上することが考えられる。周波数分解能Δｆを向上するために、ＦＦＴ解析用のデータ数を増やすことが考えられる。しかしながら、ＦＦＴ解析用のデータ数が増えるにつれて、処理回路７における演算負荷が大きくなる。これにより、処理回路７に要求される演算能力が高くなる。このため、車両１用の障害物検出装置１００において、ＦＦＴ解析用のデータ数を増やすことは経済的に困難である。

そこで、障害物検出装置１００においては、ドップラーシフト量の演算に高調波Ｈが用いられるものである。具体的には、例えば、第３次の高調波Ｈ＿３が用いられるものである。この場合、ＦＦＴ解析により得られた周波数３ｆ’の値を用いて、上記式（３）により３ＤＳが算出される。そして、当該算出された３ＤＳの値を用いて、上記式（４）によりＤＳが算出される。

この場合、３ＤＳの算出における周波数分解能がＦＦＴ解析における周波数分解能Δｆにより制限されることになる。したがって、３ＤＳの絶対値｜３ＤＳ｜が周波数分解能Δｆよりも大きいとき（｜３ＤＳ｜＞Δｆ）、３ＤＳの算出が可能であり、かつ、ＤＳの算出が可能である。換言すれば、ＤＳの絶対値｜ＤＳ｜が周波数分解能Δｆに対する３分の１の値よりも大きいとき（｜ＤＳ｜＞Δｆ／３）、３ＤＳの算出が可能であり、かつ、ＤＳの算出が可能である。

また、この場合、上記式（３）により算出される３ＤＳは、Δｆ毎の離散値となる。したがって、上記式（４）により算出されるＤＳは、（Δｆ／３）毎の離散値となる。

すなわち、第３次の高調波Ｈ＿３を用いることにより、仮に反射波ＲＷを用いた場合に比して、ドップラーシフト量の演算における周波数分解能δｆを３分の１にすることができる（δｆ＝Δｆ／３）。換言すれば、周波数分解能δｆを３倍に向上することができる。これにより、上記誤判別の発生を抑制することができる。また、相対速度ＲＶを正確に算出することができる。

これと同様に、第５次の高調波Ｈ＿５を用いることにより、仮に反射波ＲＷを用いた場合に比して、ドップラーシフト量の演算における周波数分解能δｆを５分の１にすることができる（δｆ＝Δｆ／５）。換言すれば、周波数分解能δｆを５倍に向上することができる。これにより、上記誤判別の発生を更に抑制することができる。また、相対速度ＲＶを更に正確に算出することができる。

図９は、実際の周波数ｆ’とドップラーシフト量の演算結果による周波数ｆ’との対応関係の例を示している。図中Ｉは、第３次の高調波Ｈ＿３を用いた場合の周波数ｆ’に対応している。これに対して、図中ＩＩは、仮に反射波ＲＷを用いた場合の周波数ｆ’に対応している。

図９に示す如く、反射波ＲＷを用いた場合、ドップラーシフト量の演算結果による周波数ｆ’は、Δｆ毎の離散値となる。これは、上記式（１０）により算出されるＤＳがΔｆ毎の離散値となるためである。この場合における周波数分解能δｆは、Δｆと同等の値となる。

これに対して、第３次の高調波Ｈ＿３を用いた場合、ドップラーシフト量の演算結果による周波数ｆ’は、（Δｆ／３）毎の離散値となる。これは、上記式（４）により算出されるＤＳが（Δｆ／３）毎の離散値となるためである。この場合における周波数分解能δｆは、（Δｆ／３）と同等の値となる。

次に、歪波形生成部１４が設けられていることによる効果について説明する。

上記のとおり、障害物検出装置１００においては、高調波Ｈの抽出に歪波形が用いられる。歪波形は、歪波形生成部１４により生成されるものである。このため、ドップラーシフト量の演算に高調波Ｈを用いるものでありながら、ソナー２により送受信される超音波（すなわち探索波ＳＷ及び反射波ＲＷ）を正弦波状にすることができる。換言すれば、ソナー２による矩形波状の超音波の送受信を不要とすることができる。

通常、矩形波は、互いに異なる複数の周波数成分を含むものである。仮に矩形波状の超音波が送信されるものである場合、超音波が空気中を伝搬することにより、当該複数の周波数成分のうちの他の周波数成分に比して高い周波数成分が大きく減衰する。このため、当該高い周波数成分を受信することが困難となる。したがって、当該高い周波数成分をドップラーシフト量の演算に用いることは困難である。これに対して、正弦波状の超音波を送受信するとともに、反射波形に対する歪波形を用いることにより、高調波Ｈを確実に抽出することができる。この結果、ドップラーシフト量を確実に演算することができる。

また、ソナー２により送受信される超音波が正弦波状であることにより、仮に矩形波状の超音波が送受信されるものに比して、ソナー２により送受信される超音波を狭帯域にすることができる。この結果、安価な超音波センサを用いてソナー２を実現することができる。

また、通常、広帯域用のフィルタによるノイズ除去能力は、狭帯域用のフィルタによるノイズ除去能力に比して低い。換言すれば、狭帯域用のフィルタによるノイズ除去能力は、広帯域用のフィルタによるノイズ除去能力に比して高い。

仮にソナー２により矩形波状の超音波が送受信されるものである場合、受信回路５におけるフィルタを広帯域用にすることが求められる。これに対して、ソナー２により送受信される超音波が正弦波状であることにより、受信回路５におけるフィルタを狭帯域用にすることができる。この結果、処理回路７に入力される受信信号ＲＳにおけるＳＮ（Ｓｉｇｎａｌ−Ｎｏｉｓｅ）比を向上することができる。

次に、障害物検出装置１００の変形例について説明する。

１パルス分の探索波ＳＷの波形、すなわち１パルス分の送信信号ＴＳの波形は、完全な正弦波状でなくとも良い。また、反射波形は、完全な正弦波状でなくとも良い。すなわち、これらの波形は、略正弦波状であっても良い。本願の請求の範囲に記載された「正弦波状」の用語の意義は、完全な正弦波状に限定されるものではなく、略正弦波状を包含するものである。

また、障害物検出装置１００の用途は、衝突回避装置２００に限定されるものではない。障害物検出装置１００は、結果信号を用いる装置又はシステムであれば、如何なる装置又はシステムに用いられるものであっても良い。例えば、障害物検出装置１００は、車両１用の周囲監視装置に用いられるものであっても良い。または、例えば、障害物検出装置１００は、車両１用の駐車支援装置に用いられるものであっても良い。

また、車両１におけるソナー２の設置位置は、フロントバンパ又はリアバンパに限定されるものではない。ソナー２による探索波ＳＷの送信方向は、車両１の前方又は後方に限定されるものではない。車両１におけるソナー２の設置位置及びソナー２による探索波ＳＷの送信方向は、障害物検出装置１００の用途に応じて設定されるものであれば良い。

また、歪波形の生成方法は、反射波形におけるピーク部のクリップに限定されるものではない。後述する実施の形態２〜４においては、歪波形の他の生成方法について説明する。

以上のように、実施の形態１に係る障害物検出装置１００は、正弦波状の探索波ＳＷを送信するソナー２と、ソナー２により受信された反射波ＲＷに基づき障害物Ｏの有無を検出する障害物検出部１３と、反射波ＲＷの波形（反射波形）に対する歪波形を生成する歪波形生成部１４と、歪波形に基づき反射波ＲＷに対する高調波Ｈを抽出する高調波抽出部１５と、高調波Ｈに基づきドップラーシフト量を演算することにより、障害物Ｏが静止物であるか動体であるかを判別する種別判別部１６と、を備え、障害物検出部１３による検出結果及び種別判別部１６による判別結果を示す信号（結果信号）が出力されるものである。高調波Ｈを用いることにより、ドップラーシフト量の演算における周波数分解能δｆを向上することができる。

また、歪波形生成部１４は、反射波ＲＷの波形（反射波形）におけるピーク部をクリップすることにより歪波形を生成する。当該生成された歪波形を用いることにより、奇数次の高調波Ｈを抽出することができる。当該抽出された高調波Ｈを用いることにより、例えば、周波数分解能δｆを周波数分解能Δｆに対して３倍又は５倍に向上することができる。

また、種別判別部１６は、ドップラーシフト量に基づき障害物Ｏの相対速度ＲＶを算出する。ドップラーシフト量を用いることにより、ソナー２による超音波（すなわち探索波ＳＷ及び反射波ＲＷ）の１回の送受信により相対速度ＲＶを算出することができる。

実施の形態２．
図１０は、実施の形態２に係る障害物検出装置を用いた衝突回避装置の要部を示すブロック図である。図１１は、実施の形態２に係る障害物検出装置における処理回路の要部を示すブロック図である。図１０及び図１１を参照して、実施の形態２に係る障害物検出装置について説明する。

なお、図１０において、図１に示すブロックと同様のブロックには同一符号を付して説明を省略する。また、図１１において、図２に示すブロックと同様のブロックには同一符号を付して説明を省略する。

歪波形生成部１４ａは、障害物検出部１３により出力された反射波形信号を取得するものである。歪波形生成部１４ａは、当該取得された反射波形信号を用いて、反射波形に対する歪波形を生成するものである。より具体的には、歪波形生成部１４ａは、反射波形に対する全波整流をすることにより歪波形を生成するものである。

図１２Ａは、反射波形の例を示している。図１２Ｂは、図１２Ａに示す反射波形に対する歪波形の例を示している。図１２Ａに示す例においては、反射波形が正弦波状である。これに対して、図１２Ｂに示す如く、歪波形生成部１４ａにより生成される歪波形は、かかる正弦波に対する全波整流をしてなるものである。

歪波形生成部１４ａは、当該生成された歪波形を示す信号、すなわち歪波形信号を生成する。歪波形生成部１４は、当該生成された歪波形信号を出力する。

高調波抽出部１５ａは、歪波形生成部１４ａにより出力された歪波形信号を取得するものである。高調波抽出部１５ａは、当該取得された歪波形信号に対するＦＦＴ解析を実行するものである。これにより、高調波抽出部１５ａは、反射波ＲＷに対する高調波Ｈを抽出するものである。

ここで、上記のとおり、歪波形は、反射波形に対する全波整流をしてなるものである。このため、高調波抽出部１５ａにより、偶数次の高調波Ｈが抽出される。具体的には、例えば、第２次の高調波Ｈ＿２、第４次の高調波Ｈ＿４及び第６次の高調波Ｈ＿６が抽出される。

図１３は、ＦＦＴ解析により得られる周波数スペクトルＦＳ１，ＦＳ２の例を示している。周波数スペクトルＦＳ１は、歪波形信号に対するＦＦＴ解析の結果に対応するものである。すなわち、周波数スペクトルＦＳ１は、高調波抽出部１５ａにより実行されるＦＦＴ解析の結果に対応するものである。これに対して、周波数スペクトルＦＳ２は、反射波形信号に対するＦＦＴ解析の結果に対応するものである。すなわち、周波数スペクトルＦＳ２は、周波数スペクトルＦＳ１に対する比較用の周波数スペクトルである。

図１３に示す如く、反射波形信号には、反射波ＲＷの周波数ｆ’に対応する成分が含まれている。したがって、周波数スペクトルＦＳ２は、周波数ｆ’にピークを有している。

他方、歪波形信号には、周波数ｆ’に対する２倍の周波数２ｆ’に対応する成分（すなわち第２次の高調波Ｈ＿２に対応する成分）が含まれており、かつ、周波数ｆ’に対する４倍の周波数４ｆ’に対応する成分（すなわち第４次の高調波Ｈ＿４に対応する成分）が含まれており、かつ、周波数ｆ’に対する６倍の周波数６ｆ’に対応する成分（すなわち第６次の高調波Ｈ＿６に対応する成分）が含まれている。このため、周波数スペクトルＦＳ１は、周波数２ｆ’，４ｆ’，６ｆ’の各々にピークを有している。

高調波抽出部１５ａは、当該抽出された高調波Ｈの周波数を示す値を出力する。より具体的には、高調波抽出部１５ａは、周波数２ｆ’の値、周波数４ｆ’の値又は周波数６ｆ’の値を出力する。

種別判別部１６ａは、高調波抽出部１５ａにより出力された値を取得するものである。種別判別部１６ａは、当該取得された値を用いて、ドップラーシフト量を演算するものである。種別判別部１６ａは、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、障害物Ｏが静止物であるか動体であるかを判別するものである。また、種別判別部１６ａは、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、障害物Ｏが接近物であるか離反物であるかを判別するものである。また、種別判別部１６ａは、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、相対速度ＲＶを算出するものである。

ドップラーシフト量の演算方法は、以下のとおりである。

種別判別部１６ａは、探索波ＳＷの周波数ｆを示す情報を取得する。この情報は、例えば、送信信号生成部１１から取得される。図１１において、送信信号生成部１１と種別判別部１６ａ間の接続線は図示を省略している。

種別判別部１６ａは、上記取得された情報を用いて、以下の式（１１）により、周波数ｆに対する２倍の周波数２ｆの値を算出する。次いで、種別判別部１６ａは、以下の式（１２）により、当該算出された周波数２ｆの値と上記取得された周波数２ｆ’の値との差分値２ＤＳを算出する。次いで、種別判別部１６ａは、以下の式（１３）により、当該算出された差分値２ＤＳに対する２分の１の値ＤＳを算出する。

２ｆ＝ｆ×２ （１１）
２ＤＳ＝２ｆ’−２ｆ （１２）
ＤＳ＝２ＤＳ／２ （１３）

または、種別判別部１６ａは、上記取得された情報を用いて、以下の式（１４）により、周波数ｆに対する４倍の周波数４ｆの値を算出する。次いで、種別判別部１６ａは、以下の式（１５）により、当該算出された周波数４ｆの値と上記取得された周波数４ｆ’の値との差分値４ＤＳを算出する。次いで、種別判別部１６ａは、以下の式（１６）により、当該算出された差分値４ＤＳに対する４分の１の値ＤＳを算出する。

４ｆ＝ｆ×４ （１４）
４ＤＳ＝４ｆ’−４ｆ （１５）
ＤＳ＝４ＤＳ／４ （１６）

または、種別判別部１６ａは、上記取得された情報を用いて、以下の式（１７）により、周波数ｆに対する６倍の周波数６ｆの値を算出する。次いで、種別判別部１６ａは、以下の式（１８）により、当該算出された周波数６ｆの値と上記取得された周波数６ｆ’の値との差分値６ＤＳを算出する。次いで、種別判別部１６ａは、以下の式（１９）により、当該算出された差分値６ＤＳに対する６分の１の値ＤＳを算出する。

６ｆ＝ｆ×６ （１７）
６ＤＳ＝６ｆ’−６ｆ （１８）
ＤＳ＝６ＤＳ／６ （１９）

これらの値（ＤＳ，２ＤＳ，４ＤＳ，６ＤＳ）は、ドップラーシフト量に対応している。このようにして、ドップラーシフト量が演算される。

障害物Ｏが静止物であるか動体であるかの判別方法は、以下のとおりである。

種別判別部１６ａは、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、２ＤＳの絶対値｜２ＤＳ｜を所定値と比較する。種別判別部１６ａは、絶対値｜２ＤＳ｜が所定値以上である場合、障害物Ｏが動体であると判別する。他方、絶対値｜２ＤＳ｜が所定値未満である場合、種別判別部１６ａは、障害物Ｏが静止物であると判別する。

または、種別判別部１６ａは、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、４ＤＳの絶対値｜４ＤＳ｜を他の所定値と比較する。種別判別部１６ａは、絶対値｜４ＤＳ｜が所定値以上である場合、障害物Ｏが動体であると判別する。他方、絶対値｜４ＤＳ｜が所定値未満である場合、種別判別部１６ａは、障害物Ｏが静止物であると判別する。

または、種別判別部１６ａは、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、６ＤＳの絶対値｜６ＤＳ｜を他の所定値と比較する。種別判別部１６ａは、絶対値｜６ＤＳ｜が所定値以上である場合、障害物Ｏが動体であると判別する。他方、絶対値｜６ＤＳ｜が所定値未満である場合、種別判別部１６ａは、障害物Ｏが静止物であると判別する。

障害物Ｏが接近物であるか離反物であるかの判別方法は、以下のとおりである。

種別判別部１６ａは、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、２ＤＳの正負を判定する。種別判別部１６ａは、２ＤＳが正の値である場合、障害物Ｏが接近物であると判別する。他方、２ＤＳが負の値である場合、種別判別部１６ａは、障害物Ｏが離反物であると判別する。

または、種別判別部１６ａは、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、４ＤＳの正負を判定する。種別判別部１６ａは、４ＤＳが正の値である場合、障害物Ｏが接近物であると判別する。他方、４ＤＳが負の値である場合、種別判別部１６ａは、障害物Ｏが離反物であると判別する。

または、種別判別部１６ａは、ドップラーシフト量の演算結果に基づき、６ＤＳの正負を判定する。種別判別部１６ａは、６ＤＳが正の値である場合、障害物Ｏが接近物であると判別する。他方、６ＤＳが負の値である場合、種別判別部１６ａは、障害物Ｏが離反物であると判別する。

相対速度ＲＶの算出方法は、実施の形態１にて説明したものと同様である。このため、再度の説明は省略する。

このように、歪波形生成部１４ａは、歪波形生成処理を実行するものである。また、高調波抽出部１５ａは、高調波抽出処理を実行するものである。また、種別判別部１６ａは、種別判別処理を実行するものである。

送信信号生成部１１、受信信号取得部１２、障害物検出部１３、歪波形生成部１４ａ、高調波抽出部１５ａ、種別判別部１６ａ及び結果信号生成部１７の機能は、専用の処理回路７ａにより実現される。処理回路７ａは、１個又は複数個の処理回路により構成されている。個々の処理回路は、例えば、ＡＳＩＣ、ＰＬＤ、ＦＰＧＡ、ＳｏＣ又はシステムＬＳＩを用いたものである。

ソナー２、ＤＡＣ３、送信回路４、受信回路５、ＡＤＣ６、処理回路７ａ及び通信ＩＦ８により、障害物検出装置１００ａの要部が構成されている。障害物検出装置１００ａ及び車両制御装置９により、衝突回避装置２００ａの要部が構成されている。

次に、図１４のフローチャートを参照して、障害物検出装置１００ａの動作について説明する。より具体的には、処理回路７ａにより実行される処理について説明する。なお、図１４において、図８に示すステップと同様のステップには同一符号を付して説明を省略する。

まず、ステップＳＴ１〜ＳＴ３の処理が実行される。障害物検出処理により障害物Ｏが存在しないと判定された場合（ステップＳＴ４“ＮＯ”）、処理回路７ａの処理はステップＳＴ１に戻る。他方、障害物検出処理により障害物Ｏが存在すると判定された場合（ステップＳＴ４“ＹＥＳ”）、処理回路７ａの処理はステップＳＴ５ａに進む。

次いで、歪波形生成部１４ａが歪波形生成処理を実行する（ステップＳＴ５ａ）。次いで、高調波抽出部１５ａが高調波抽出処理を実行する（ステップＳＴ６ａ）。次いで、種別判別部１６ａが種別判別処理を実行する（ステップＳＴ７ａ）。次いで、ステップＳＴ８の処理が実行される。

なお、障害物検出装置１００ａは、実施の形態１にて説明したものと同様の種々の変形例を採用することができる。

以上のように、実施の形態２に係る障害物検出装置１００ａにおいて、歪波形生成部１４ａは、反射波ＲＷの波形（反射波形）に対する全波整流をすることにより歪波形を生成する。当該生成された歪波形を用いることにより、偶数次の高調波Ｈを抽出することができる。当該抽出された高調波Ｈを用いることにより、例えば、周波数分解能δｆを周波数分解能Δｆに対して２倍、４倍又は６倍に向上することができる。

実施の形態３．
図１５は、実施の形態３に係る障害物検出装置を用いた衝突回避装置の要部を示すブロック図である。図１６は、実施の形態３に係る障害物検出装置における処理回路の要部を示すブロック図である。図１５及び図１６を参照して、実施の形態３に係る障害物検出装置について説明する。

なお、図１５において、図１０に示すブロックと同様のブロックには同一符号を付して説明を省略する。また、図１６において、図１１に示すブロックと同様のブロックには同一符号を付して説明を省略する。

歪波形生成部１４ｂは、障害物検出部１３により出力された反射波形信号を取得するものである。歪波形生成部１４ｂは、当該取得された反射波形信号を用いて、反射波形に対する歪波形を生成するものである。より具体的には、歪波形生成部１４ｂは、反射波形に対する全波整流をするとともに、当該全波整流がなされた波形におけるピーク部をクリップすることにより、歪波形を生成するものである。

図１７Ａは、反射波形の例を示している。図１７Ｂは、図１７Ａに示す反射波形に対する歪波形の例を示している。図１７Ａに示す例においては、反射波形が正弦波状である。これに対して、図１７Ｂに示す如く、歪波形生成部１４ｂにより生成される歪波形は、かかる正弦波に対する全波整流をするとともに、当該全波整流がなされた波形におけるピーク部をクリップしてなるものである。

歪波形生成部１４ｂは、当該生成された歪波形を示す信号、すなわち歪波形信号を生成する。歪波形生成部１４ｂは、当該生成された歪波形信号を出力する。

このように、歪波形生成部１４ｂは、歪波形生成処理を実行するものである。

高調波抽出部１５ａにおいては、かかる歪波形信号に対するＦＦＴ解析により、偶数次の高調波Ｈが抽出される。具体的には、例えば、第２次の高調波Ｈ＿２、第４次の高調波Ｈ＿４及び第６次の高調波Ｈ＿６が抽出される。

送信信号生成部１１、受信信号取得部１２、障害物検出部１３、歪波形生成部１４ｂ、高調波抽出部１５ａ、種別判別部１６ａ及び結果信号生成部１７の機能は、専用の処理回路７ｂにより実現される。処理回路７ｂは、１個又は複数個の処理回路により構成されている。個々の処理回路は、例えば、ＡＳＩＣ、ＰＬＤ、ＦＰＧＡ、ＳｏＣ又はシステムＬＳＩを用いたものである。

ソナー２、ＤＡＣ３、送信回路４、受信回路５、ＡＤＣ６、処理回路７ｂ及び通信ＩＦ８により、障害物検出装置１００ｂの要部が構成されている。障害物検出装置１００ｂ及び車両制御装置９により、衝突回避装置２００ｂの要部が構成されている。

次に、図１８のフローチャートを参照して、障害物検出装置１００ｂの動作について説明する。より具体的には、処理回路７ｂにより実行される処理について説明する。なお、図１８において、図１４に示すステップと同様のステップには同一符号を付して説明を省略する。

まず、ステップＳＴ１〜ＳＴ３の処理が実行される。障害物検出処理により障害物Ｏが存在しないと判定された場合（ステップＳＴ４“ＮＯ”）、処理回路７ｂの処理はステップＳＴ１に戻る。他方、障害物検出処理により障害物Ｏが存在すると判定された場合（ステップＳＴ４“ＹＥＳ”）、処理回路７ｂの処理はステップＳＴ５ｂに進む。

次いで、歪波形生成部１４ｂが歪波形生成処理を実行する（ステップＳＴ５ｂ）。次いで、ステップＳＴ６ａ，ＳＴ７ａ，ＳＴ８の処理が実行される。

なお、障害物検出装置１００ｂは、実施の形態１にて説明したものと同様の種々の変形例を採用することができる。

以上のように、実施の形態３に係る障害物検出装置１００ｂにおいて、歪波形生成部１４ｂは、反射波ＲＷの波形（反射波形）に対する全波整流をするとともに、当該全波整流がなされた波形におけるピーク部をクリップすることにより歪波形を生成する。当該生成された歪波形を用いることにより、偶数次の高調波Ｈを抽出することができる。当該抽出された高調波Ｈを用いることにより、例えば、周波数分解能δｆを周波数分解能Δｆに対して２倍、４倍又は６倍に向上することができる。

実施の形態４．
図１９は、実施の形態４に係る障害物検出装置を用いた衝突回避装置の要部を示すブロック図である。図２０は、実施の形態４に係る障害物検出装置における処理回路の要部を示すブロック図である。図１９及び図２０を参照して、実施の形態４に係る障害物検出装置について説明する。

なお、図１９において、図１に示すブロックと同様のブロックには同一符号を付して説明を省略する。また、図２０において、図２に示すブロックと同様のブロックには同一符号を付して説明を省略する。

歪波形生成部１４ｃは、障害物検出部１３により出力された反射波形信号を取得するものである。歪波形生成部１４ｃは、当該取得された反射波形信号を用いて、反射波形に対する歪波形を生成するものである。より具体的には、歪波形生成部１４ｃは、反射波形を矩形波に整形することにより歪波形を生成するものである。

図２１Ａは、反射波形の例を示している。図２１Ｂは、図２１Ａに示す反射波形に対する歪波形の例を示している。図２１Ａに示す例においては、反射波形が正弦波状である。これに対して、図２１Ｂに示す如く、歪波形生成部１４ｃにより生成される歪波形は、かかる正弦波を矩形波に整形してなるものである。

歪波形生成部１４ｃは、当該生成された歪波形を示す信号、すなわち歪波形信号を生成する。歪波形生成部１４ｃは、当該生成された歪波形信号を出力する。

このように、歪波形生成部１４ｃは、歪波形生成処理を実行するものである。

高調波抽出部１５においては、かかる歪波形信号に対するＦＦＴ解析により、奇数次の高調波Ｈが抽出される。具体的には、例えば、第３次の高調波Ｈ＿３及び第５次の高調波Ｈ＿５が抽出される。

送信信号生成部１１、受信信号取得部１２、障害物検出部１３、歪波形生成部１４ｃ、高調波抽出部１５、種別判別部１６及び結果信号生成部１７の機能は、専用の処理回路７ｃにより実現される。処理回路７ｃは、１個又は複数個の処理回路により構成されている。個々の処理回路は、例えば、ＡＳＩＣ、ＰＬＤ、ＦＰＧＡ、ＳｏＣ又はシステムＬＳＩを用いたものである。

ソナー２、ＤＡＣ３、送信回路４、受信回路５、ＡＤＣ６、処理回路７ｃ及び通信ＩＦ８により、障害物検出装置１００ｃの要部が構成されている。障害物検出装置１００ｃ及び車両制御装置９により、衝突回避装置２００ｃの要部が構成されている。

次に、図２２のフローチャートを参照して、障害物検出装置１００ｃの動作について説明する。より具体的には、処理回路７ｃにより実行される処理について説明する。なお、図２２において、図８に示すステップと同様のステップには同一符号を付して説明を省略する。

まず、ステップＳＴ１〜ＳＴ３の処理が実行される。障害物検出処理により障害物Ｏが存在しないと判定された場合（ステップＳＴ４“ＮＯ”）、処理回路７ｃの処理はステップＳＴ１に戻る。他方、障害物検出処理により障害物Ｏが存在すると判定された場合（ステップＳＴ４“ＹＥＳ”）、処理回路７ｃの処理はステップＳＴ５ｃに進む。

次いで、歪波形生成部１４ｃが歪波形生成処理を実行する（ステップＳＴ５ｃ）。次いで、ステップＳＴ６〜ＳＴ８の処理が実行される。

なお、障害物検出装置１００ｃは、実施の形態１にて説明したものと同様の種々の変形例を採用することができる。

以上のように、実施の形態４に係る障害物検出装置１００ｃにおいて、歪波形生成部１４ｃは、反射波ＲＷの波形（反射波形）を矩形波に整形することにより歪波形を生成する。当該生成された歪波形を用いることにより、奇数次の高調波Ｈを抽出することができる。当該抽出された高調波Ｈを用いることにより、例えば、周波数分解能δｆを周波数分解能Δｆに対して３倍又は５倍に向上することができる。

実施の形態５．
図２３は、実施の形態５に係る障害物検出装置を用いた衝突回避装置の要部を示すブロック図である。図２４は、実施の形態５に係る障害物検出装置における処理回路の要部を示すブロック図である。図２３及び図２４を参照して、実施の形態５に係る障害物検出装置について説明する。

なお、図２３において、図１に示すブロックと同様のブロックには同一符号を付して説明を省略する。また、図２４において、図２に示すブロックと同様のブロックには同一符号を付して説明を省略する。

障害物検出装置１００における高調波抽出部１５は、周波数３ｆ’の値又は周波数５ｆ’の値を出力するものであった。これに対して、障害物検出装置１００ｄにおける高調波抽出部１５は、周波数３ｆ’の値及び周波数５ｆ’の値を出力するものである。すなわち、障害物検出装置１００ｄにおける高調波抽出部１５は、複数次の高調波Ｈ＿３，Ｈ＿５に対応する周波数３ｆ’，５ｆ’の値を出力するものである。

種別判別部１６ｂは、種別判別部１６により実行される種別判別処理と同様の種別判別処理を実行するものである。ただし、種別判別部１６ｂによるＤＳの算出方法は、種別判別部１６によるＤＳの算出方法と異なるものである。以下、種別判別部１６ｂによるＤＳの算出方法について説明する。

図２５は、種別判別部１６ｂによるＤＳの算出に用いられる回帰直線ＲＬの例を示している。図２５に示す如く、回帰直線ＲＬは、座標系ＣＳにおける直線である。座標系ＣＳは、高調波Ｈの次数に対応する第１軸及び周波数に対応する第２軸を有する２次元座標系である。

種別判別部１６ｂは、高調波抽出部１５により出力された周波数３ｆ’の値及び周波数５ｆ’の値を取得する。種別判別部１６ｂは、当該取得された周波数３ｆ’の値を座標系ＣＳにプロットするとともに、当該取得された周波数５ｆ’の値を座標系ＣＳにプロットする。種別判別部１６ｂは、当該プロットされた点Ｐ＿３，Ｐ＿５を通る直線を導出することにより、回帰直線ＲＬを導出する。

回帰直線ＲＬは、以下の式（２１）に示す関数に対応するものである。当該関数における変数ｎは、高調波Ｈの次数に対応している。当該関数における係数ａ，ｂが算出されることにより、回帰直線ＲＬが導出される。すなわち、係数ａ，ｂは、種別判別部１６ｂにより算出されるものである。

ｆ（ｎ）＝ａ×ｎ＋ｂ （２１）

次いで、種別判別部１６ｂは、当該導出された回帰直線ＲＬに基づき、複数次の高調波Ｈ＿３，Ｈ＿５に対する基本波ＦＨの周波数ｆ’を算出する。すなわち、種別判別部１６ｂは、上記式（２１）に示す関数における変数ｎに１を代入することにより、基本波ＦＨの周波数ｆ’を算出する。換言すれば、種別判別部１６ｂは、以下の式（２２）より周波数ｆ’を算出する。

ｆ’＝ａ＋ｂ （２２）

種別判別部１６ｂは、探索波ＳＷの周波数ｆを示す情報を取得する。種別判別部１６ｂは、当該取得された情報が示す周波数ｆの値、及び上記算出された周波数ｆ’の値を用いて、以下の式（２３）によりＤＳを算出する。

ＤＳ＝ｆ’−ｆ （２３）

すなわち、上記式（２３）により算出されるＤＳは、基本波ＦＨの周波数ｆ’におけるドップラーシフト量に対応するものである。種別判別部１６ｂは、上記式（２３）により算出されたＤＳを用いて、上記式（９）により相対速度ＲＶを算出する。

このように、ＤＳの算出に複数次の高調波Ｈ＿３，Ｈ＿５を用いることにより、ＤＳの算出精度を向上することができる。換言すれば、ドップラーシフト量の演算における誤差を低減することができる。当該算出されたＤＳを用いることにより、相対速度ＲＶの算出精度を向上することができる。

送信信号生成部１１、受信信号取得部１２、障害物検出部１３、歪波形生成部１４、高調波抽出部１５、種別判別部１６ｂ及び結果信号生成部１７の機能は、専用の処理回路７ｄにより実現される。処理回路７ｄは、１個又は複数個の処理回路により構成されている。個々の処理回路は、例えば、ＡＳＩＣ、ＰＬＤ、ＦＰＧＡ、ＳｏＣ又はシステムＬＳＩを用いたものである。

ソナー２、ＤＡＣ３、送信回路４、受信回路５、ＡＤＣ６、処理回路７ｄ及び通信ＩＦ８により、障害物検出装置１００ｄの要部が構成されている。障害物検出装置１００ｄ及び車両制御装置９により、衝突回避装置２００ｄの要部が構成されている。

次に、図２６のフローチャートを参照して、障害物検出装置１００ｄの動作について説明する。より具体的には、処理回路７ｄにより実行される処理について説明する。なお、図２６において、図８に示すステップと同様のステップには同一符号を付して説明を省略する。

まず、ステップＳＴ１〜ＳＴ３の処理が実行される。障害物検出処理により障害物Ｏが存在しないと判定された場合（ステップＳＴ４“ＮＯ”）、処理回路７ｄの処理はステップＳＴ１に戻る。他方、障害物検出処理により障害物Ｏが存在すると判定された場合（ステップＳＴ４“ＹＥＳ”）、処理回路７ｄの処理はステップＳＴ５に進む。

次いで、ステップＳＴ５，ＳＴ６の処理が実行される。次いで、種別判別部１６ｂが種別判別処理を実行する（ステップＳＴ７ｂ）。次いで、ステップＳＴ８の処理が実行される。

なお、障害物検出装置１００ｄにおいて、歪波形生成部１４に代えて歪波形生成部１４ｃが設けられているものであっても良い。

また、障害物検出装置１００ｄは、実施の形態１にて説明したものと同様の種々の変形例を採用することができる。

以上のように、実施の形態５に係る障害物検出装置１００ｄにおいて、高調波Ｈは、複数次の高調波Ｈ＿３，Ｈ＿５を含み、種別判別部１６ｂは、複数次の高調波Ｈ＿３，Ｈ＿５を用いて回帰直線ＲＬを導出することにより、複数次の高調波Ｈ＿３，Ｈ＿５に対する基本波ＦＨの周波数ｆ’におけるドップラーシフト量を演算する。複数次の高調波Ｈ＿３，Ｈ＿５を用いることにより、ドップラーシフト量の演算における誤差を低減することができる。

実施の形態６．
図２７は、実施の形態６に係る障害物検出装置を用いた衝突回避装置の要部を示すブロック図である。図２８は、実施の形態６に係る障害物検出装置における処理回路の要部を示すブロック図である。図２７及び図２８を参照して、実施の形態６に係る障害物検出装置について説明する。

なお、図２７において、図１０に示すブロックと同様のブロックには同一符号を付して説明を省略する。また、図２８において、図１１に示すブロックと同様のブロックには同一符号を付して説明を省略する。

障害物検出装置１００ａにおける高調波抽出部１５ａは、周波数２ｆ’の値、周波数４ｆ’の値又は周波数６ｆ’の値を出力するものであった。これに対して、障害物検出装置１００ｅにおける高調波抽出部１５ａは、周波数２ｆ’の値、周波数４ｆ’の値及び周波数６ｆ’の値のうちの選択された２個以上の値を出力するものである。具体的には、例えば、障害物検出装置１００ｅにおける高調波抽出部１５ａは、周波数２ｆ’の値及び周波数４ｆ’の値を出力するものである。すなわち、障害物検出装置１００ｅにおける高調波抽出部１５ａは、複数次の高調波Ｈ＿２，Ｈ＿４に対応する周波数２ｆ’，４ｆ’の値を出力するものである。

種別判別部１６ｃは、種別判別部１６ａにより実行される種別判別処理と同様の種別判別処理を実行するものである。ただし、種別判別部１６ｃによるＤＳの算出方法は、種別判別部１６ａによるＤＳの算出方法と異なるものである。以下、種別判別部１６ｃによるＤＳの算出方法について説明する。

図２９は、種別判別部１６ｃによるＤＳの算出に用いられる回帰直線ＲＬの例を示している。種別判別部１６ｃは、高調波抽出部１５ａにより出力された周波数２ｆ’の値及び周波数４ｆ’の値を取得する。種別判別部１６ｃは、当該取得された周波数２ｆ’の値を座標系ＣＳにプロットするとともに、当該取得された周波数４ｆ’の値を座標系ＣＳにプロットする。種別判別部１６ｃは、当該プロットされた点Ｐ＿２，Ｐ＿４を通る直線を導出することにより、回帰直線ＲＬを導出する。

回帰直線ＲＬを用いたＤＳの算出方法は、実施の形態５にて説明したものと同様である。このため、再度の説明は省略する。

送信信号生成部１１、受信信号取得部１２、障害物検出部１３、歪波形生成部１４ａ、高調波抽出部１５ａ、種別判別部１６ｃ及び結果信号生成部１７の機能は、専用の処理回路７ｅにより実現される。処理回路７ｅは、１個又は複数個の処理回路により構成されている。個々の処理回路は、例えば、ＡＳＩＣ、ＰＬＤ、ＦＰＧＡ、ＳｏＣ又はシステムＬＳＩを用いたものである。

ソナー２、ＤＡＣ３、送信回路４、受信回路５、ＡＤＣ６、処理回路７ｅ及び通信ＩＦ８により、障害物検出装置１００ｅの要部が構成されている。障害物検出装置１００ｅ及び車両制御装置９により、衝突回避装置２００ｅの要部が構成されている。

次に、図３０のフローチャートを参照して、障害物検出装置１００ｅの動作について説明する。より具体的には、処理回路７ｅにより実行される処理について説明する。なお、図３０において、図１４に示すステップと同様のステップには同一符号を付して説明を省略する。

まず、ステップＳＴ１〜ＳＴ３の処理が実行される。障害物検出処理により障害物Ｏが存在しないと判定された場合（ステップＳＴ４“ＮＯ”）、処理回路７ｅの処理はステップＳＴ１に戻る。他方、障害物検出処理により障害物Ｏが存在すると判定された場合（ステップＳＴ４“ＹＥＳ”）、処理回路７ｅの処理はステップＳＴ５ａに進む。

次いで、ステップＳＴ５ａ，ＳＴ６ａの処理が実行される。次いで、種別判別部１６ｃが種別判別処理を実行する（ステップＳＴ７ｃ）。次いで、ステップＳＴ８の処理が実行される。

なお、障害物検出装置１００ｅにおいて、歪波形生成部１４ａに代えて歪波形生成部１４ｂが設けられているものであっても良い。

また、障害物検出装置１００ｅは、実施の形態１にて説明したものと同様の種々の変形例を採用することができる。

以上のように、実施の形態６に係る障害物検出装置１００ｅにおいて、高調波Ｈは、複数次の高調波Ｈ＿２，Ｈ＿４を含み、種別判別部１６ｃは、複数次の高調波Ｈ＿２，Ｈ＿４を用いて回帰直線ＲＬを導出することにより、複数次の高調波Ｈ＿２，Ｈ＿４に対する基本波ＦＨの周波数ｆ’におけるドップラーシフト量を演算する。複数次の高調波Ｈ＿２，Ｈ＿４を用いることにより、ドップラーシフト量の演算における誤差を低減することができる。

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

本発明の障害物検出装置は、例えば、衝突回避装置に用いることができる。

１ 車両、２ ソナー、３ デジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）、４ 送信回路、５ 受信回路、６ アナログデジタルコンバータ（ＡＤＣ）、７，７ａ，７ｂ，７ｃ，７ｄ，７ｅ 処理回路、８ 通信インタフェース（通信ＩＦ）、９ 車両制御装置、１１ 送信信号生成部、１２ 受信信号取得部、１３ 障害物検出部、１４，１４ａ，１４ｂ，１４ｃ 歪波形生成部、１５，１５ａ 高調波抽出部、１６，１６ａ，１６ｂ，１６ｃ 種別判別部、１７ 結果信号生成部、１００，１００ａ，１００ｂ，１００ｃ，１００ｄ，１００ｅ 障害物検出装置、２００，２００ａ，２００ｂ，２００ｃ，２００ｄ，２００ｅ 衝突回避装置。

Claims (6)

1. 正弦波状の探索波を送信するソナーと、
   前記ソナーにより受信された反射波に基づき障害物の有無を検出する障害物検出部と、
   前記反射波の波形に対する歪波形を生成する歪波形生成部と、
   前記歪波形に基づき前記反射波に対する高調波を抽出する高調波抽出部と、
   前記高調波に基づきドップラーシフト量を演算することにより、前記障害物が静止物であるか動体であるかを判別する種別判別部と、を備え、
   前記障害物検出部による検出結果及び前記種別判別部による判別結果を示す信号が出力されるものであり、
   前記高調波は、複数次の高調波を含み、
   前記種別判別部は、前記複数次の高調波を用いて回帰直線を導出することにより、前記複数次の高調波に対する基本波の周波数における前記ドップラーシフト量を演算する
   ことを特徴とする障害物検出装置。
2. 前記歪波形生成部は、前記反射波の波形におけるピーク部をクリップすることにより前記歪波形を生成することを特徴とする請求項１記載の障害物検出装置。
3. 前記歪波形生成部は、前記反射波の波形に対する全波整流をすることにより前記歪波形を生成することを特徴とする請求項１記載の障害物検出装置。
4. 前記歪波形生成部は、前記反射波の波形に対する全波整流をするとともに、当該全波整流がなされた波形におけるピーク部をクリップすることにより前記歪波形を生成することを特徴とする請求項１記載の障害物検出装置。
5. 前記歪波形生成部は、前記反射波の波形を矩形波に整形することにより前記歪波形を生成することを特徴とする請求項１記載の障害物検出装置。
6. 前記種別判別部は、前記ドップラーシフト量に基づき前記障害物の相対速度を算出することを特徴とする請求項１記載の障害物検出装置。

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