JP6837573B2 - 線形性強化ミキサ - Google Patents

Description

関連出願の参照
［０００１］本出願は、２０１７年３月２７日出願の米国仮出願６２／４７７，３４６号および２０１７年１２月１４日出願の米国仮出願６２／５９８，７３９号の利益を主張するものであり、これらの全ては、参照によりその全体が組み込まれる。

技術分野
［０００２］本発明は、一般的にアナログ回路の分野に関し、より具体的には強化された線形周波数混合のための新規かつ有益なシステムおよび方法に関する。

［０００３］従来の無線通信システムは半二重であり、すなわちそれらは単一の無線通信チャネル上で同時に信号を送信および受信することができない。無線通信分野における最近の研究は、全二重無線通信システムの開発に進歩をもたらしており、これらのシステムは、成功裏に実装された場合、無線通信分野に多大な利益を提供することができる。例えば、セルラーネットワークによって全二重通信を使用すると、スペクトルニーズの半分をカットすることができる。全二重通信の好適な実装についての１つの主な障害として、自己干渉の問題がある。

［０００４］アドレス自己干渉について多くの解決法は、混合回路（例えば、アナログ自己干渉キャンセラの一部として）に依存するが、これらの解決策は、従来の周波数混合に固有の制約により性能に問題がある。したがって、改良された線形性周波数混合のための新規かつ有用なシステムおよび方法を作成することが、無線通信分野で必要とされている。本発明は、このような新規かつ有用なシステムおよび方法を提供するものである。

［０００５］当然ながら、そのような改良された線形性周波数混合システムおよび方法は、アナログ回路での様々な用途における利用性を見出すことができる。

［０００６］図１は、本発明の実施の形態のシステムの構成図である。 ［０００７］図２は、ミキサの出力信号の例示的なグラフである。 ［０００８］図３は、本発明の実施形態のシステムの信号合成の一例である。 ［０００９］図４は、本発明の実施形態のシステムの信号合成の一例である。 ［００１０］図５は、本発明の実施形態のシステムの信号合成の一例である。 ［００１１］図６は、本発明の実施形態のシステムの信号合成の一例である。 ［００１２］図７は、本発明の実施の形態のシステムの構成図である。

［００１３］本発明の実施形態の以下の説明は、本発明をこれらの実施の形態に限定するのではなく、いずれの当業者も本発明を製造および使用できるようにするためのものである。

１．全二重無線通信システム
［００１４］無線通信システムは、世界の通信方法に大変革をもたらし、そのようなシステムを用いた通信の急速な成長は、全ての領域および産業にわたって経済的および教育の機会の増加を提供している。残念ながら、通信に必要な無線スペクトルは有限のリソースであり、無線通信の急速な成長により、このリソースの利用可能性は常に乏しくなりつつある。結果として、スペクトル効率は無線通信システムにとって益々重要になってきている。

［００１５］スペクトル効率を増加させるための１つの有望な解決策は、全二重無線通信システムに見出される。すなわち、同じ無線チャネルで同時に無線信号を送受信できる無線通信システムである。この技術により、標準的な半二重無線通信システムに比べて、周波数利用効率の倍増が可能となる。

［００１６］全二重の無線通信システムは、無線通信分野に顕著な価値を有する一方で、そのようなシステムは、自己干渉に起因する課題に直面することが知られている。同じチャネル上で送信と受信が同時に生じるため、全二重トランシーバにおける受信信号が、送受信機から送信される信号から望ましくない信号成分を含む場合がある。これにより、全二重無線通信システムは、多くの場合、自己干渉を低減するためにアナログおよび／またはデジタル自己干渉キャンセル回路を備える。

［００１７］全二重トランシーバは、好ましくは、ベースバンドデジタル信号、中間周波数（ＩＦ）アナログ信号、または無線周波数（ＲＦ）アナログ信号として送信出力をサンプリングするが、追加または代替として、全二重トランシーバは、任意の適切な方法で送信出力をサンプリングしてもよい（例えば、ＩＦデジタル信号として）。このサンプリングされた送信出力は、受信した無線通信データからの干渉を除去するために、全二重トランシーバによって使用することができる（例えば、ＲＦ／ＩＦアナログ信号またはベースバンドデジタル信号として）。多くの全二重トランシーバでは、アナログ自己干渉キャンセルシステムが、デジタル自己干渉キャンセルシステムと対にされる。アナログ自己干渉キャンセルシステムは、ＲＦ送信信号の遅延、位相シフトおよびスケーリングされたバージョンを合算することによって自己干渉の第１の部分を除去してＲＦ自己干渉キャンセル信号を生成し、これが後にＲＦ受信信号から差し引かれる。代替的に、アナログキャンセルシステムは、中間周波数において同様のタスクを実行してもよい。ＲＦ（またはＩＦ）受信信号にＲＦ／ＩＦ自己干渉キャンセル信号の減算をした後で、受信機のアナログ−デジタル変換器に通される（そしてデジタル受信信号となる）。この段階の後に、デジタル受信信号からデジタル自己干渉キャンセル信号（デジタル送信信号を変換することによって生成される）が減算される。

［００１８］本書で説明されるシステムおよび方法は、回路の複雑さおよび／またはコストの法外な増加なく、高線形性周波数混合を可能にすることにより、全二重トランシーバ（および他の適用可能なシステム）の性能を向上させることができる。他の適用可能なシステムには、能動検知システム（例えば、レーダー）、有線通信システム、無線通信システム、チャネルエミュレータ、反射率計、ＰＩＭ分析装置、および／または、送信および受信帯域周波数に近いが重ならない通信システムを含むアナログ電子機器を特徴とする他のシステムが挙げられる。

２． 拡張線形混合のためのシステム
［００１９］拡張線形混合のためのシステム１００は、図１に示すように、プライマリミキサ１１０と、歪ソースミキサ１２０と、信号カプラ１５０とを備える。システム１００は、さらに、位相シフタ１３０、スケーラ１４０、および／または高調波短絡回路１６０を備えてもよい。

［００２０］システム１００は、周波数ミキサの線形性（より一般的には、周波数ミキサを備えた回路および構成）を向上させる機能を有する。高線形性回路は、多種多様なアナログ電子システムのために、特に、通信システムにおいて重要である。従来、アナログ回路の設計者は、より高い線形性成分をソースとすることによって（大きなコストを生じ得る）、電力レベルを下げることによって（信号対ノイズレベルまたはその他の否定的な結果を生じ得る）、または回路の複雑さおよび電力消費を実質的に増加させることによって、線形性を向上させることができる。

［００２１］第１章で説明した自己干渉キャンセル技術と似た一般原理で動作するシステム１００は、構成要素（例えば、歪ソースミキサ１２０）を利用して、プライマリミキサ１１０の出力（またはプライマリミキサ１１０を含むより一般的な回路）に存在する歪みをモデル化して減算し、これによりプライマリミキサ１１０単独よりもシステム１００の出力がより直線的となる。

［００２２］プライマリミキサ１１０は、第１の周波数の入力信号を第２の周波数にするように機能する。例えば、無線周波数（ＲＦ）から中間周波数（ＩＦ）またはベースバンドへ、またはベースバンドからＲＦまたはＩＦへ、またはＩＦからベースバンドまたはＲＦにする。

［００２３］プライマリミキサ１１０は、好ましくは能動ミキサであるが、追加的または代替的に、受動ミキサとしてもよい。プライマリミキサ１１０は、ディスクリートコンポーネント、アナログ集積回路（ＩＣ）、デジタルＩＣ、および／または任意の他の適切な構成要素を含むことができる。プライマリミキサ１１０は、好ましくは、２以上の電気入力信号を組み合わせて１以上の複合出力にするように機能し、ここで各出力は２以上の入力信号のいくつかの特徴を有する。

［００２４］プライマリミキサ１１０は、入力信号とともに、好ましくは局部発振器（ＬＯ）によって提供される周波数シフト信号を取り込む。局部発振器は、ＰＬＬ（フェーズロックループ）指向デジタル液晶可変周波数発振器（ＶＦＯ）であることが好ましいが、追加または代替として、アナログＶＦＯまたは任意の他の適切な種類の発振器であり得る。局部発振器は、好ましくは、調整可能な発振周波数を有するが、追加的または代替的に、固定の発振周波数を有してもよい。

［００２５］周波数ｆ_１を中心とする入力信号と周波数ｆ_２の周波数シフト信号を与えられ、プライマリミキサ１１０は、ｆ＝ｎｆ_１＋ｍｆ_２の周波数の各々で出力信号を生成し（それぞれ入力信号と周波数シフト信号の生成物）、ここでｎとｍは整数である。例えば、ｆ_１が９００ＭＨｚ、ｆ_２が７５０ＭＨｚであり、所望の出力周波数は１５０ＭＨｚである。この例では、ｆ_１−ｆ_２の主たる出力から以外で、問題の出力は１５０ＭＨｚ付近である。この例では、所望の周波数近くの主たる出力以外の出力は、｛｛ｎ，ｍ｝｝＝｛｛−４，５｝，｛６，−７｝｝である（大部分のミキサにおいてほとんど存在しない）。

［００２６］残念ながら、プライマリミキサ１１０が、（通信でよくあるように）複数の密な間隔の信号に同時に遭遇した場合、状況はより複雑となる。次に、ｆ１とｆ２の２つの入力信号と、ｆ３の周波数シフトを想定し、結果はすべてｆ＝ｎｆ_１＋ｍｆ_２＋ｏｆ_３で提供できる。ｆ_１が９００．００ＭＨｚ、ｆ_２が９００．０５０ＭＨｚ、ｆ_３が７５０ＭＨｚであり、所望の出力周波数が１５０．０００および１５０．０５０ＭＨｚであると仮定する。ここで、問題の出力がある：｛｛ｎ，ｍ，０｝｝＝｛｛２，−１，−１｝，｛−１，２，−１｝｝（三次項）、｛｛ｎ，ｍ，ｏ｝｝＝｛｛３，−２，−１｝，｛−２，３，−１｝｝（５次項）、および｛｛ｎ，ｍ，０｝｝＝｛｛４，−３，−１｝，｛−３，４，−１｝｝（７次項）である。これらの出力は、図２に示す通りである。

［００２７］歪ソースミキサ１２０は、（例えば、図２に示すような）プライマリミキサ１１０の歪をモデル化するように機能する。歪ソースミキサ１２０の出力はその後、プライマリミキサ１１０から減算され、プライマリミキサ１１０の出力に存在する歪みを低減する。

［００２８］歪ミキサの出力の高次成分（すなわち、成分の次数＞１、非線形成分ともいう）に対する一次成分の信号電力比がプライマリミキサの出力におけるよりも好適に高いため、プライマリミキサの出力に存在する歪みが低減され、したがってプライマリミキサの出力から歪ミキサの出力を減算すると、一次成分を低減するより、高次成分が低減される。

［００２９］歪ソースミキサ１２０は、プライマリミキサ１１０と実質的に同様であることが好ましいが、歪ソースミキサ１２０は、プライマリミキサ１１０とは異なる基本特性を有するミキサであってもよい（代替的に、それらは同じでもよい）。

［００３０］第１の構成では、プライマリミキサ１１０および歪ソースミキサ１２０は、実質的に同一の構成および特性と（例えば、入力参照３次インターセプトポイント（ＩＩＰ３）、変換ゲイン、ノイズフロア、周波数応答）、実質的に同一の入力信号を有する。本実施形態では、歪ソースミキサ１２０の出力は、プライマリミキサ１１０に対して減衰（スケーラ１４０による）および反転（位相シフタ１３０による）され、次いで、プライマリミキサ１１０の出力と組み合わせられる。しかしながら、本発明の実施形態において、図３に示すようにプライマリミキサ１１０の歪を低減することは、等しく所望の信号の減少を伴う（例えば、所望の信号と歪が１２ｄＢ低減される）。この構成は望ましくない。

［００３１］第２の構成では、プライマリミキサ１１０と歪ソースミキサ１２０は、実質的に同一の特性（例えば、ＩＩＰ３、変換利得、ノイズフロア、周波数応答）を有するが、入力信号が異なる。この構成では、歪ソースミキサ１２０への入力信号は、プライマリミキサ１１０のものより高いパワーを有する（分割、減衰、および／または利得のうちのいくつかの組合せによる）。３次の相互変調積は、およそ入力電力が３次へと増加するため（５次や７次積も同様）、この構成においては、入力電力が増大すると、歪ソースミキサ１２０により生成される信号は、プライマリミキサ１１０のものよりも非線形となることを意味する。歪ソースミキサ１２０の出力は、減算前に、減衰（またはプライマリミキサ１１０の信号を増幅）させてもよい。これはシステム１００の好ましい構成であり得る。一実施例は、図４に示すようになる。なお、この技術は、より高次の相互変調積により制限される場合がある。すなわち、図５に示されるように、信号（ゲイン）が歪ソースミキサ１２０の入力において十分に増大されたら、ノイズの追加が生じ得る。

［００３２］なお、製造のばらつきに起因して、実質的に同じ特性とすると、ミキサが同一の特性仕様を共有する（例えば、各特徴パラメータが、同一の中央値および同一の誤差範囲を有する）ことを意味し得るが、実際には同一ではない（例えば、両ミキサが３ｄＢ±０．５ｄＢの挿入損失を有する場合、一方のミキサが３．１ｄＢの挿入損失を有し、他方が２．７ｄＢの挿入損失を有する場合がある）。

［００３３］第２の構成の変形例は、同じ入力信号であるがＬＯ信号レベルが異なる信号を用いる。歪ソースミキサに低いＬＯレベルを用いる場合、その非線形性が増大し、そのため相互変調積になる。結果は図４（または図５）に示すプロットと同様になる。

［００３４］第２の構成について説明した両方の方法を組み合わせて、線形性、挿入損失、回路の複雑性、およびノイズ指数を最適化することができる。

［００３５］第３の構成では、プライマリミキサ１１０と歪ソースミキサ１２０は、非同一の構成および／または特性（例えば、ＩＩΡ３、変換利得、ノイズフロア、周波数応答、動作モード）を有するが、実質的に同一の入力信号を有する。例えば、プライマリミキサ１１０および歪ソースミキサ１２０は、同様の変換利得およびノイズフロアを有するが、ＩＩＰ３が異なる。この例では、歪ソースミキサ１２０は、形の上で類似する非直線性を示すが、プライマリミキサ１１０のものより大きく、第２の構成と同様の効果を実現するが、第２の構成と同じ制限（例えば、扱うのに高い電力とミキサの両方を必要とする）を必ずしも受けない。実際、いくつかのミキサにおいては、「低出力」モードにおいて、ミキサをより低い動作電力だが低いＩＩＰ３で動作させることができ、システム１００はシナリオに応じて、プライマリミキサ１１０を「通常モード」、歪ソースミキサを「低電力」モードで利用することができる。これはシステム１００の好ましい構成であり得る。一例が図６に示されている。

［００３６］システム１００は、付加的または代替的に、非同一特性、非同一入力信号、および非同一ＬＯ信号で両ミキサ１１０／１２０を使用することができる。ミキサ１１０／１２０は、任意の方法で構成することができ、与えられた例に限定されない。

［００３７］なお、図１に示すように、プライマリミキサ１１０と歪ソースミキサ１２０は局部発振器ソースを共有する。追加的または代替的に、プライマリミキサ１１０と歪ソースミキサ１２０は、異なる局部発振器信号を使用してもよい。

［００３８］位相シフタ１３０は、好ましくは、歪ソースミキサ１２０の出力が、信号の加算前のプライマリミキサ１１０で位相が１８０度異なるように、プライマリミキサ１１０および歪ソースミキサ１２０の一方の位相をシフトする機能を有する。代替的に、位相シフタ１３０は、任意の位相シフト用途に用いてもよい。

［００３９］位相シフタ１３０は、信号成分の周波数の変化により、位相シフタ１３０の入出力インピーダンス（および／または位相シフト量）の変動を補償するインピーダンス整合ネットワークをその入力および出力において備えてもよく、または単にインピーダンスを位相シフタのコアに適切なインピーダンスレベルへ、およびここから標準インピーダンスレベル（５０オーム）に変換するようにしてもよい。また、位相シフタ１３０は、インピーダンス整合ネットワークを含まなくてもよい。インピーダンス整合ネットワークは、好ましくは調整可能であるが（例えば、連続的または離散的に可変）、追加的または代替的に、静的であってもよい（すなわち、ネットワークを使用して得られるインピーダンス変換が可変でない）。

［００４０］位相シフタ１３０は、好ましくは、複数の位相シフト段のセットへと分離される。これらの位相シフト段は、好ましくは、制御信号に依存して、「オン」（例えば、信号パス内）または「オフ」（例えば、バイパス、信号パス外）に切り替えられる。得られる位相シフトは、どの段がオンであり、どの段がオフであるかによって決定され、例えば、位相シフタ１３０において９０度の位相シフト段と１０度の位相シフト段が「オン」であれば、信号位相が１００度シフトし得る。

［００４１］各位相シフト段は、好ましくは、設定された位相シフト量（すなわち、非可変量）を生じさせる。あるいは、位相シフト段は、調整可能な位相シフト要素を含んでもよい。例えば、ある位相シフト段は、バラクタを備えてもよい。バラクタの制御電圧を変化させることにより、バラクタの容量（したがって、段を通過する信号が受ける位相シフト量）を変化させることができる。

［００４２］位相シフタ１３０は、好ましくは調整回路によって制御されるが、付加的または代替的に、任意の好適な方法で制御されてもよい。

［００４３］なお、位相シフタ１３０は、システム１００内の任意の地点に配置されてもよい。例えば、ＬＯ信号におけるＬＯとプライマリミキサ１１０入力との間、ＬＯ信号におけるＬＯと歪ソースミキサ１２０入力との間、入力信号におけるシステム入力とプライマリミキサ１１０入力との間、入力信号におけるシステム入力と歪ソースミキサ１２０入力との間、プライマリミキサ１１０出力とシステム出力との間、および／または歪ソースミキサ１２０出力とシステム出力との間である。

［００４４］スケーラ１４０は、送信信号成分をスケーリングするように機能する。具体的には、スケーラ１４０は、送信信号成分に係数を有効に乗算する。例えば、３４％の減衰は０．６６の係数として示すことができ、２０％の利得は係数１．２０として表すことができ、１０％の減衰と位相反転は−０．９０の係数として表すことができる。スケールファクタは複雑であってよく、例えばｅ^ｉπ／２の係数は、９０度の位相シフトとして表すことができる。

［００４５］スケーラ１４０は、減衰器、増幅器、位相反転器、および／またはアナログ信号成分をスケーリングするための任意の他の適切なコンポーネントを含むことができる。減衰器は、抵抗減衰器（Ｔパッド、Ｐｉパッド）、単位利得よりも小さい利得を有する増幅器、または任意の他の適切なタイプの減衰器であり得る。増幅器は、トランジスタ増幅器、真空管増幅器、オペアンプ、または任意の他の適切なタイプの増幅器であり得る。位相反転器は任意の位相反転装置であってよく、ＮＰＮ／ＰＮＰ位相反転回路、変圧器および／または反転増幅器が含まれる。

［００４６］スケーラ１４０は、好ましくは、減衰、利得、位相反転が可能であるが、代替として、これらの機能の一部のみ可能であってもよい。各スケーラ１４０は、好ましくは単一の装置（例えば、調整可能な利得と、反転と非反転の２出力を有する増幅器）に３つすべての機能を含むが、付加的または代替的に、個別の機能が異なる部分にあってもよい（例えば、１の増幅器が調整可能な利得を有するが反転機能はなく、別個の位相反転回路と減衰器を伴う）。スケーラ１４０は、好ましくは調整回路によって制御されるが、付加的または代替的に、任意の好適な方法で制御されてもよい。

［００４７］位相シフタ１３０と同様に、スケーラ１４０は、回路内の任意の地点に配置することができる。例えば、図１に示すように、減衰スケーラ１４０を、歪ソースミキサ１２０の出力を減衰させるために用いることができる。追加的または代替的に、増幅スケーラ１４０を、プライマリミキサ１１０の出力を増幅するために使用することができる。

［００４８］いくつかの場合には、機能性（例えば、位相反転）は、位相シフタ１３０とスケーラ１４０の両方によって達成してもよい。

［００４９］信号カプラ１５０は、アナログ信号を分割、および／または結合するように機能する。信号カプラ１５０は、様々な電力量を用いて信号を結合および／または分割し得る。例えば、信号をサンプリングするために意図された信号カプラ１５０は、入力ポートと、出力ポートと、サンプルポートとを有し、カプラ１５０は入力ポートからの電力の大部分を出力ポートにルーティングし、少量をサンプルポートにすることができる（例えば、出力ポートとサンプルポート間で９９．９％／０．１％の電力分割、または任意の他の適切な分割）。

［００５０］信号カプラ１５０は、好ましくは、小区間指向性送信ラインカプラであるが、付加的または代替的に、任意の電力ディバイダ、電力コンバイナ、方向性カプラ、または他のタイプの信号分配器とすることができる。信号カプラ１５０は、受動カプラであることが好ましいが、追加または代替として能動カプラ（例えば、利得ブロックおよび電力増幅器を含む）であってもよい。例えば、信号カプラ１５０は、結合伝送線カプラ、分岐線カプラ、Ｌａｎｇｅカプラ、ウィルキンソン電力ディバイダ、ハイブリッドカプラ、ハイブリッドリングカプラ、複数出力ディバイダ、導波路方向性カプラ、導波路電力カプラ、ハイブリッドトランスカプラ、交差接続トランスカプラ、抵抗性ティー、および／または抵抗性ブリッジハイブリッドカプラを含み得る。

［００５１］例えば、信号カプラ１５０は、入力ソース信号（システム１００への入力）を２の入力信号へと分割し、その一方はプライマリミキサ１１０への入力（プライマリミキサ入力信号）となり、もう一方が歪ソースミキサ１２０への入力（歪ミキサ入力信号）となる。同様に、他の信号カプラ１５０は、局部発振器信号を２つの信号に分割し、その一方はプライマリミキサ１１０へのＬＯ信号（プライマリミキサＬＯ信号）となり、もう一方は歪ソースミキサ１２０へのＬＯ信号（歪ミキサＬＯ信号）としての機能を果たすようにしてもよい。

［００５２］高調波短絡回路１６０は、システム１００の出力への高調波の寄与を低減するように機能する（したがって、出力の線形性を向上するように機能する）。高調波短絡回路は、好ましくは、特定の高調波周波数（例えば、３ｆ、５ｆ）で共振するように同調された直列ＬＣ共振器であるが、追加的または代替的に、特定の所望の周波数でシステム１００の信号パスを短絡させ得る任意の回路であってもよい。位相シフタ１３０やスケーラ１４０と同様に、高調波短絡回路１６０は、システム１００内の任意の地点に配置することができる。例えば、３次高調波短絡を、歪ソースミキサ１２０の出力パスに配置することができる（これは、歪ソースミキサ１２０の出力における５次相互変調（ＩＭ５）および／または７次相互変調（ＩＭ７）生成物の出現を減少させ、図５に示されるように、減算後にこれらの増殖が防止される）。高調波短絡回路１６０は、付加的または代替的に、プライマリミキサ１１０の入力または出力に、歪ソースミキサ１２０の出力に、または任意の他の位置に配置することができる。なお、多重高調波短絡回路１６０は、複数の周波数の高調波の存在を低減させるために、並列に配置されてもよい（または他の方法でシステム１００内に配置されてもよい）。

［００５３］好ましい実施形態およびその変形例の方法は、コンピュータ可読命令を格納するコンピュータ可読媒体を受信するように構成された機械として少なくとも部分的に実施および／または実装することができる。命令は、線形混合を強化するためのシステムに統合されていることが好ましいコンピュータ実行可能コンポーネントによって実行されることが好ましい。コンピュータ可読媒体は、ＲＡＭ、ＲＯＭ、フラッシュメモリ、ＥＥＰＲＯＭ、光学装置（ＣＤまたはＤＶＤ）、ハードドライブ、フロッピードライブ、または任意の適切な装置などの任意の適切なコンピュータ可読媒体に保存することができる。コンピュータ実行可能コンポーネントは、好ましくは汎用または特定用途向けプロセッサであるが、代替的にまたは追加的に、任意の適切な専用ハードウェアまたはハードウェア／ファームウェアの組み合わせ装置が命令を実行してもよい。

［００５４］当業者が上記の詳細な説明および図面および特許請求の範囲から認識するように、添付の特許請求の範囲で定義される本発明の範囲から逸脱することなく、本発明の好ましい実施形態に修正および変更を加えることができる。

Claims (22)

1. 線形性混合を強化するシステムであって、
   第１の入力信号を、プライマリミキサ入力信号と、歪ミキサ入力信号とに分割する入力ソース信号カプラと、
   第１の局部発振器（ＬＯ）信号をプライマリミキサＬＯ信号と歪ミキサＬＯ信号とに分割する局部発振器（ＬＯ）信号カプラと、
   ヘテロダインを介して、前記プライマリミキサ入力信号と前記プライマリミキサＬＯ信号とを組み合わせることにより、１次のプライマリミキサ出力信号成分とより高次のプライマリミキサ出力信号成分とを含むプライマリミキサ出力信号を生成するプライマリミキサであって、前記プライマリミキサ出力信号は、前記１次のプライマリミキサ出力信号成分に対する前記より高次のプライマリミキサ出力信号成分の第１の信号電力比によって特徴付けられる、プライマリミキサと、
   ヘテロダインを介して、前記歪ミキサ入力信号と歪ミキサＬＯ信号とを組み合わせることにより、１次の歪ミキサ出力信号成分とより高次の歪ミキサ出力信号成分とを含む歪ミキサ出力信号を生成する歪ソースミキサであって、前記歪ミキサ出力信号は、前記１次の歪ミキサ出力信号成分に対する前記より高次の歪ミキサ出力信号成分の第２の信号電力比によって特徴付けられ、前記第２の信号電力比は前記第１の信号電力比よりも大きい、歪ソースミキサと、
   前記歪ミキサ出力信号における５次相互変調（ＩＭ５）生成物と７次相互変調（ＩＭ７）生成物の少なくとも１つを低減する高調波短絡回路と、
   前記プライマリミキサ出力信号と前記歪ミキサ出力信号とを組み合わせることにより、１次の出力信号成分とより高次の出力信号成分とを含む出力信号を生成する出力信号カプラであって、前記出力信号は、前記１次の出力信号成分に対する前記より高次の出力信号成分の第３の信号電力比によって特徴付けられ、前記第３の信号電力比は、前記第１の信号電力比よりも小さく、前記第２の信号電力比よりも小さい、出力信号カプラと、
   を備えることを特徴とするシステム。
2. 位相シフタをさらに備え、当該位相シフタは、前記プライマリミキサ入力信号、前記歪ミキサ入力信号、前記プライマリミキサＬＯ信号、および前記歪ミキサＬＯ信号のいずれか一方を反転させ、当該反転により、前記出力信号カプラにおける前記歪ミキサ出力信号に対して反転された前記プライマリミキサ出力信号となることを特徴とする請求項１記載のシステム。
3. 前記位相シフタは、前記プライマリミキサ入力信号を反転させることを特徴とする請求項２に記載のシステム。
4. 前記位相シフタは、前記プライマリミキサＬＯ信号を反転させることを特徴とする請求項２に記載のシステム。
5. 前記位相シフタは、前記歪ミキサ入力信号を反転させることを特徴とする請求項２に記載のシステム。
6. 前記位相シフタは、歪ミキサＬＯ信号を反転させることを特徴とする請求項２に記載のシステム。
7. 前記高次の信号成分は、３次の相互変調生成物であることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
8. 前記高次の信号成分は、５次の相互変調生成物であることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
9. 前記歪ソースミキサおよびプライマリミキサは、同一の特性仕様を有することを特徴とする請求項１に記載のシステム。
10. 前記歪ミキサ入力信号が前記プライマリミキサ入力信号よりも高い信号電力を有し、前記プライマリミキサ出力信号よりも高い非線形性を有する歪ミキサ出力信号を生じることを特徴とする請求項９に記載のシステム。
11. 前記プライマリミキサ入力信号を減衰するか前記歪ミキサ入力信号を増幅する第１のスケーラをさらに備える請求項１０に記載のシステム。
12. 前記１次のプライマリミキサ出力信号成分を前記１次の歪ミキサ出力信号成分よりも高いパワーにするように、前記歪ミキサ出力信号を減衰するか、前記プライマリミキサ出力信号を増幅する第２のスケーラをさらに備えることを特徴とする請求項１１に記載のシステム。
13. 前記歪ミキサＬＯ信号が前記プライマリミキサＬＯ信号よりも信号パワーが低く、これにより前記歪ミキサ出力信号が前記プライマリミキサ出力信号よりも高い非線形性を有することを特徴とする請求項９に記載のシステム。
14. 前記プライマリミキサＬＯ信号を増幅するか、前記歪ミキサＬＯ信号を減衰させる第１のスケーラをさらに備える請求項１０に記載のシステム。
15. 前記１次のプライマリミキサ出力信号成分が前記１次の歪ミキサ出力信号成分より高いパワーとなるように、前記歪ミキサ出力信号を減衰するか、前記プライマリミキサ出力信号を増幅する第２のスケーラをさらに備えることを特徴とする請求項１１に記載のシステム。
16. 前記歪ソースミキサは前記プライマリミキサとは異なる動作モードで動作し、これにより前記プライマリミキサ出力信号よりも高い非線形性を有する歪ミキサ出力信号が得られることを特徴とする請求項９に記載のシステム。
17. 前記歪ソースミキサは、低電力モードで動作していることを特徴とする請求項１６に記載のシステム。
18. 前記歪ソースミキサおよび前記プライマリミキサの特性規格値は同一でないことを特徴とする請求項８に記載のシステム。
19. 前記歪ソースミキサおよび前記プライマリミキサの入力参照３次インターセプトポイント（ＩＩＰ３）値は異なることを特徴とする請求項１８に記載のシステム。
20. 前記高調波短絡回路は、前記歪ソースミキサの出力に結合されていることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
21. 前記高調波短絡回路は、５次高調波周波数に同調する少なくとも１つのＬＣ共振器を備えることを特徴とする請求項１に記載のシステム。
22. 前記高調波短絡回路は、７次高調波周波数に同調する少なくとも１つのＬＣ共振器を備えることを特徴とする請求項１に記載のシステム。

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