JP6664554B1 - レーダ装置及び信号処理方法 - Google Patents

Abstract

レーダ装置（１）は、パルス幅制御部（１４）、信号生成回路（１０）、送受信部（１１）、受信回路（１３）、相関処理部（４１）及び領域変換部（４４）を備える。パルス幅制御部（１４）は、基準パルス幅以上の設定範囲内で段階的に増加または減少するパルス幅分布を形成する複数のパルス幅を設定する。信号生成回路（１０）は、当該複数のパルス幅をそれぞれ有する複数の送信パルス信号を連続的に生成する。送受信部（１１）が外部空間から複数の反射波信号を受信すると、受信回路（１３）は、当該複数の反射波信号の各々をサンプリングして複数の受信信号を生成する。相関処理部（４１）は、当該複数の受信信号の各々に対して相関処理を実行して複数のパルス圧縮信号を生成する。領域変換部（４４）は、当該複数のパルス圧縮信号に対して領域変換処理を実行して複数の周波数領域信号を生成する。

Description

本発明は、移動物体などの目標を検出するレーダ技術に関するものである。

一般的なパルスドップラレーダは、パルス繰り返し周期（Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌ，ＰＲＩ）で複数のパルス波を連続的に送信し、その後、目標から当該複数のパルス波に対応する複数の反射波を受信して複数の受信信号を生成し、当該複数の受信信号を基に目標の相対速度などの目標情報を推定することができる。当該複数の受信信号をパルスヒット方向にコヒーレント積分することにより信号対雑音比（Ｓｉｇｎａｌ−ｔｏ−Ｎｏｉｓｅ Ｒａｔｉｏ，ＳＮＲ）の改善を図ることが可能である。このようなパルスドップラレーダは、たとえば、特許文献１（特開平６−２９４８６４号公報）に開示されている。

特開平６−２９４８６４号公報（たとえば、図１を参照）

しかしながら、上記したパルスドップラレーダでは、コヒーレント積分による信号対雑音比の改善効果に限界があるという課題がある。たとえば、送信ブラインドと呼ばれる状態が発生する場合には、パルスドップラレーダにおいて目標からの反射波の損失が発生する。この場合に受信信号のコヒーレント積分が実行されても信号対雑音比の改善効果に限界がある。ここで、送信ブラインドとは、各パルス波の送信時間中に目標からの反射波を受信することができない状態をいう。比較的遠距離の目標を探知するためには、各パルス波のパルス幅を広くして平均送信電力を増加させればよい。しかしながら、パルス幅が広くなれば、送信ブラインドが発生しやすくなる。

上記に鑑みて本発明の目的は、送信ブラインドの影響を抑制しつつ信号対雑音比（ＳＮＲ）の改善を図ることができるレーダ装置及び信号処理方法を提供することである。

本発明の一態様によるレーダ装置は、予め定められた基準パルス幅以上の設定範囲内で段階的に増加または減少するパルス幅分布を形成する複数のパルス幅を設定するパルス幅制御部と、前記複数のパルス幅をそれぞれ有し、かつ一定の変調帯域幅でパルス内変調をそれぞれ施された複数の送信パルス信号を連続的に生成する信号生成回路と、前記複数の送信パルス信号を外部空間に送出し、当該外部空間から前記複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の反射波信号を受信する送受信部と、当該複数の反射波信号の各々をサンプリングすることにより、前記複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の受信信号を生成する受信回路と、前記複数の受信信号の各々に対して参照信号を用いた相関処理を実行することにより複数のパルス圧縮信号を生成する相関処理部と、前記複数のパルス圧縮信号に対して時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行することにより複数の周波数領域信号を生成する領域変換部と、前記複数の周波数領域信号に基づいて目標候補を検出する目標検出部とを備える。

本発明の一態様によれば、基準パルス幅以上の設定範囲内で段階的に増加または減少するパルス幅分布を形成する複数のパルス幅を用いて、パルス内変調を施された複数の送信パルス信号が連続的に生成されるので、送信ブラインドの影響を抑制しつつ高ＳＮＲのパルス圧縮信号を生成することが可能となる。これにより、高ＳＮＲの周波数領域信号が生成されるので、目標検出性能が向上したレーダ装置を提供することができる。

本発明に係る実施の形態１のレーダ装置の概略構成を示すブロック図である。 実施の形態１の信号生成回路の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１の受信回路の構成例を概略的に示すブロック図である。 実施の形態１のパルス幅制御部及びレーダ信号処理回路の機能を実現するハードウェア構成例を示すブロック図である。 実施の形態１のレーダ装置の動作手順を概略的に示すフローチャートである。 図６Ａ及び図６Ｂは、送信波の例と当該送信波に対応する反射波の例とを概略的に示す図である。 図７Ａ及び図７Ｂは、送信波の他の例と当該送信波に対応する反射波の例とを概略的に示す図である。 図８Ａ及び図８Ｂは、段階的に増加するパルス幅分布を形成する送信パルス信号群からなる送信波の例と、当該送信波に対応する反射波の例とを概略的に示す図である。 図９Ａ及び図９Ｂは、段階的に減少するパルス幅分布を形成する送信パルス信号群からなる送信波の例と、当該送信波に対応する反射波の例とを概略的に示す図である。 図１０Ａ及び図１０Ｂは、段階的に増加した後に減少するパルス幅分布を形成する送信パルス信号群からなる送信波の例と、当該送信波に対応する反射波の例とを概略的に示す図である。 図１１Ａ及び図１１Ｂは、パルス圧縮信号の電力分布の例を概略的に示すグラフである。 図１１Ａ及び図１１Ｂに示した電力分布から得られる信号対雑音比（ＳＮＲ）を概略的に示すグラフである。 パルス圧縮信号の電力分布の例を概略的に示すグラフである。 図１１Ａ及び図１３に示した電力分布から得られるＳＮＲを概略的に示すグラフである。 周波数領域信号の例を示すグラフである。 本発明に係る実施の形態２のレーダ装置の概略構成を示すブロック図である。 図１７Ａ及ぶ図１７Ｂは、参照信号をフーリエ変換して得られる周波数領域信号を表すグラフである。 周波数領域信号のＳＮＲと距離との関係を示すグラフである。

以下、図面を参照しつつ、本発明に係る種々の実施の形態について詳細に説明する。なお、図面全体において同一符号を付された構成要素は、同一構成及び同一機能を有するものとする。

実施の形態１．
図１は、本発明に係る実施の形態１のレーダ装置１の概略構成を示すブロック図である。図１に示されるようにレーダ装置１は、予め定められたパルス繰り返し周期（Ｐｕｌｓｅ Ｒｅｐｅｔｉｔｉｏｎ Ｉｎｔｅｒｖａｌ，ＰＲＩ）で、複数のパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）をそれぞれ有する複数の送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）を生成する信号生成回路１０と、当該複数の送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）をアンテナ（空中線）１２に出力し、その後、当該複数の送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）にそれぞれ対応する複数の反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）を受信する送受信部１１と、当該複数の反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）にアナログ信号処理を施して複数の受信アナログ信号Ｗ_０（ｈ，ｔ）を生成し、当該複数の受信アナログ信号Ｗ_０（ｈ，ｔ）を複数の受信ディジタル信号（受信ビデオ信号）Ｖ_０（ｈ，ｍ）にそれぞれ変換する受信回路１３と、当該複数の受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）にディジタル信号処理を施して目標候補を検出するレーダ信号処理回路３１と、その検出結果を表示する表示器６０とを備えている。

ここで、パルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）、送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）、反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）、受信アナログ信号Ｗ_０（ｈ，ｔ）及び受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）においては、変数ｔは時間を表し、変数ｈは、パルスヒット番号を表す０〜Ｈ−１の範囲内の整数であり、Ｈはパルスヒット数である。以下、パルスヒット番号ｈを「ヒット番号ｈ」という。また、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）における変数ｍは、サンプリング番号を表す０〜Ｍ−１の範囲内の整数であり、Ｍは、パルス繰り返し周期内のサンプリング点数である。

アンテナ１２は、送信パルス信号Ｔｘ（０，ｔ）〜Ｔｘ（Ｈ−１，ｔ）に応じた送信波Ｔｗを外部空間に放射することができ、その後、外部空間内の目標Ｔｇｔから戻ってきた反射波Ｒｗを受信する。送受信部１１は、アンテナ１２の受信出力に応じた反射波信号Ｒｘ（０，ｔ）〜Ｒｘ（Ｈ−１，ｔ）を受信回路１３に出力する。なお、レーダ装置１の使用周波数帯としては、たとえば、ミリ波帯またはマイクロ波帯などの周波数帯を使用することが可能である。

また、図１に示されるようにレーダ装置１は、信号生成回路１０とレーダ信号処理回路３１とで使用される複数のパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）を設定するパルス幅制御部１４を備える。後述するように、パルス幅制御部１４は、予め定められた基準パルス幅Ｔ_０以上の設定範囲内で段階的に増加または減少する少なくとも１つのパルス幅分布を形成する複数のパルス幅Ｔ_ｐ（０）〜Ｔ_ｐ（Ｈ−１）を設定する機能を有している。なお、パルス幅制御部１４は、信号生成回路１０とは別の構成要素であるが、これに限定されるものではない。信号生成回路１０またはレーダ信号処理回路３１にパルス幅制御部１４が組み込まれた実施の形態もありうる。

図２は、実施の形態１の信号生成回路１０の構成例を概略的に示すブロック図である。図２に示されるように信号生成回路１０は、局部発振器２０、パルス生成器２１、パルス内変調器２２及び出力部２３を有する。局部発振器２０は、使用周波数帯の局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を生成し、局部発振信号Ｌ_０（ｔ）をパルス生成器２１及び受信回路１３に出力する。

具体的には、局部発振器２０は、次式（１）で示されるような、或る観測期間（時刻ｔ＝０から時刻ｔ＝Ｔ_ｏｂｓまでの期間）内に一定の送信周波数ｆ_０を有する局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を生成することができる。

ここで、ｔは時刻、Ａ_Ｌは局部発振信号Ｌ_０（ｔ）の振幅、φ_０は局部発振信号Ｌ_０（ｔ）の初期位相、Ｔ_ｏｂｓは観測期間の上限、ｊは虚数単位である。

次に、図２に示されるパルス生成器２１は、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉと同期して動作し、局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を変調することにより、パルス幅制御部１４によって設定されたパルス幅Ｔ_ｐ（０）〜Ｔ_ｐ（Ｈ−１）をそれぞれ有するパルス信号Ｌ_ｐｌｓ（０，ｔ）〜Ｌ_ｐｌｓ（Ｈ−１，ｔ）を生成することができる。たとえば、パルス生成器２１は、次式（２）に示される複数のパルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｈ，ｔ）（ｈ＝０，１，…，Ｈ−１）を生成することができる。

式（２）において、Ａ_Ｌは、パルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｈ，ｔ）の振幅、Ω［ｈ］は、次式（３）を満たす時刻ｔの集合である。

次に、パルス内変調器２２は、当該複数のパルス信号の各々にパルス内変調を施して複数のパルス内変調信号を送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）として生成する。パルス内変調としては、たとえば、チャープ変調（ｃｈｉｒｐ ｍｏｄｕｌａｔｉｏｎ）などの公知の周波数変調が挙げられる。出力部２３は、それら送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）を送受信部１１に出力する。このとき、出力部２３は、送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）に増幅などの処理を施してもよい。具体的には、パルス内変調器２２は、先ず、次式（４）に従い、変調帯域幅Ｂ_０を用いて、パルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｈ，ｔ）を周波数変調するための変調制御信号Ｌ_ｃｈｐ（ｈ，ｔ）を生成することができる。

さらに、パルス内変調器２２は、次式（５）に示されるように、変調制御信号Ｌ_ｃｈｐ（ｈ，ｔ）を用いて周波数変調されたパルス内変調信号、すなわち送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）を生成することができる。

アンテナ１２は、複数の送信パルス信号Ｔｘ（ｈ，ｔ）を送信波Ｔｗとして外部空間に放射し、その後、外部空間内の目標Ｔｇｔから戻ってきた反射波Ｒｗを受信することができる。送受信部１１は、次式（６）に示されるような反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）を出力することができる。

式（６）において、Ａ_Ｒは、目標Ｔｇｔで反射された反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）の振幅、Ｒ_０は初期目標相対距離、ｖは目標相対速度、τは１パルス内の局所的な時刻、ｃは光速である。また、Λ［ｈ］は、次式（７）を満たす時刻ｔの集合である。

次に、受信回路１３の構成について説明する。図３は、受信回路１３の構成例を概略的に示すブロック図である。図３に示されるように受信回路１３は、ダウンコンバータ（混合器）２４、帯域フィルタ２５、増幅器２６、位相検波器２７及びＡ／Ｄ変換器２８を備えて構成されている。

図３に示されるダウンコンバータ２４は、反射波信号Ｒｘ（ｈ，ｔ）を、より低い周波数帯域（たとえば中間周波数帯域）のアナログ信号に変換する。帯域フィルタ２５は、当該アナログ信号をフィルタリングしてフィルタ信号を出力する。増幅器２６は、当該フィルタ信号を増幅して増幅信号を出力する。そして、位相検波器２７は、当該増幅信号を位相検波して同相成分と直交成分とからなる検波信号を受信アナログ信号Ｗ_０（ｈ，ｔ）として生成する。次式（８）は、受信アナログ信号Ｗ_０（ｈ，ｔ）を表す式である。

ここで、Ａ_Ｖは受信アナログ信号Ｗ_０（ｈ，ｔ）の振幅、右上添え字「＊」は複素共役を示す。局部発振信号Ｌ_０ ^＊（ｔ）は、局部発振信号Ｌ_０（ｔ）の複素共役である。

Ａ／Ｄ変換器２８は、受信アナログ信号Ｗ_０（ｈ，ｔ）を、所定のサンプリング周波数ｆ_ｓに対応するサンプリング間隔Δｔでサンプリングすることで、次式（９）に示されるような受信ディジタル信号（受信ビデオ信号）Ｖ_０（ｈ，ｍ）を生成することができる。

式（９）において、Ａは、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）の振幅であり、ｍは、サンプリング番号を表す０〜Ｍ−１の範囲内の整数であり、Ψ［ｈ］は、次式（１０）の条件式を満たすサンプリング番号ｍの集合である。

レーダ信号処理回路３１は、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）にディジタル信号処理を施して目標候補を検出することができる。図１に示されるように、レーダ信号処理回路３１は、相関処理部４１、領域変換部４４及び目標検出部５０を備えて構成されている。相関処理部４１は、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）に対して、参照信号及びパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）を用いた相関処理を実行することによりパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成する。相関処理の詳細については後述する。領域変換部４４は、パルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）に対し、パルスヒット方向に時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行することにより周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）を生成する。領域変換処理としては、高速フーリエ変換（Ｆａｓｔ Ｆｏｕｒｉｅｒ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ＦＦＴ）アルゴリズムまたはチャープｚ変換（Ｃｈｉｒｐ Ｚ−Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ，ＣＺＴ）アルゴリズムなどの所定のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換が実行されればよい。

目標検出部５０は、周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）に基づいて目標候補を検出する目標候補検出部５１と、当該検出された目標候補に関する目標情報を算出する目標候補情報算出部５２とを有している。

上記したパルス幅制御部１４及びレーダ信号処理回路３１の全部または一部のハードウェア構成は、ＡＳＩＣ（Ａｐｐｌｉｃａｔｉｏｎ Ｓｐｅｃｉｆｉｃ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ Ｃｉｒｃｕｉｔ）またはＦＰＧＡ（Ｆｉｅｌｄ−Ｐｒｏｇｒａｍｍａｂｌｅ Ｇａｔｅ Ａｒｒａｙ）などのＬＳＩ（Ｌａｒｇｅ Ｓｃａｌｅ Ｉｎｔｅｇｒａｔｅｄ ｃｉｒｃｕｉｔ）で実現されればよい。

図４は、パルス幅制御部１４及びレーダ信号処理回路３１の機能を実現するハードウェア構成例を示すブロック図である。図４に示される信号処理回路７０は、ＬＳＩで構成されたプロセッサ７１、入出力インタフェース７４、メモリ７２、記憶装置７３及び信号路７５を含んで構成されている。信号路７５は、プロセッサ７１、入出力インタフェース７４、メモリ７２、記憶装置７３及び信号路７５を相互に接続するためのバスである。プロセッサ７１は、入出力インタフェース７４を介して表示器６０及び受信回路１３と接続される。

メモリ７２は、たとえば、パルス幅制御部１４及びレーダ信号処理回路３１の機能を実現するためにプロセッサ７１によって実行されるべき各種プログラムコードを記憶するプログラムメモリ、プロセッサ７１がディジタル信号処理を実行する際に使用されるワークメモリ、及び、当該ディジタル信号処理で使用されるデータが展開される一時記憶メモリを含む。メモリ７２としては、ＲＯＭ（Ｒｅａｄ Ｏｎｌｙ Ｍｅｍｏｒｙ）及びＳＤＲＡＭ（Ｓｙｎｃｈｒｏｎｏｕｓ Ｄｙｎａｍｉｃ Ｒａｎｄｏｍ Ａｃｃｅｓｓ Ｍｅｍｏｒｙ）などの複数の半導体メモリが使用されればよい。

プロセッサ７１は、記憶装置７３にアクセスすることができる。記憶装置７３は、プロセッサ７１で使用されるべき設定データ、及び、プロセッサ７１で生成された信号データなどの各種データを蓄積するために使用される。記憶装置７３としては、たとえば、ＳＤＲＡＭなどの揮発性メモリ、ＨＤＤ（Ｈａｒｄ Ｄｉｓｋ Ｄｒｉｖｅ）またはＳＳＤ（Ｓｏｌｉｄ Ｓｔａｔｅ Ｄｒｉｖｅ）が使用可能である。なお、この記憶装置７３に、メモリ７２に記憶されるべきデータを蓄積しておくこともできる。

図４の例では、信号処理回路７０は、単一のプロセッサ７１を用いて実現されているが、これに限定されるものではない。互いに連携して動作する複数個のプロセッサを用いてパルス幅制御部１４及びレーダ信号処理回路３１の機能が実現されてもよい。さらには、パルス幅制御部１４及びレーダ信号処理回路３１の機能のいずれかが専用のハードウェアで実現されてもよい。

次に、図５を参照しつつ、レーダ装置１の構成及び動作について詳細に説明する。図５は、実施の形態１のレーダ装置１の動作手順を概略的に示すフローチャートである。

送信波Ｔｗの送出前に、パルス幅制御部１４は、基準パルス幅Ｔ_０以上の設定範囲内で段階的に増加または減少するパルス幅分布を形成するＨ個のパルス幅Ｔ_ｐ（０）〜Ｔ_ｐ（Ｈ−１）を設定する（ステップＳＴ１１）。パルス幅分布は、線形な分布でもよいし、あるいは、非線形な分布でもよい。たとえば、０〜Ｈ−２の範囲内の任意の整数ｉに対して、Ｔ_０≦Ｔ_ｐ（ｉ）＜Ｔ_ｐ（ｉ＋１）との不等式が成立する場合には、パルス幅Ｔ_ｐ（０）〜Ｔ_ｐ（Ｈ−１）は、段階的に増加するパルス幅分布を形成する。Ｔ_ｐ（ｉ）＞Ｔ_ｐ（ｉ＋１）≧Ｔ_０との不等式が成立する場合には、パルス幅Ｔ_ｐ（０）〜Ｔ_ｐ（Ｈ−１）は、段階的に減少するパルス幅分布を形成する。

パルス幅分布の設定範囲としては、たとえば、下限値Ｔ_０から上限値２Ｔ_０までの範囲が使用可能であるが、これに限定されるものではない。パルス幅Ｔ_ｐ（０）〜Ｔ_ｐ（Ｈ−１）の値としては、メモリ（図示せず）に予め記憶された設定値が使用されてもよいし、あるいは、予め組み込まれた演算式に従って算出されてもよい。パルス幅Ｔ_ｐ（０）〜Ｔ_ｐ（Ｈ−１）は、信号生成回路１０及び相関処理部４１に与えられる。

次に、信号生成回路１０、送受信部１１、アンテナ１２及び受信回路１３は、送受信処理を実行する（ステップＳＴ１２）。具体的には、信号生成回路１０は、パルス幅制御部１４で設定されたパルス幅Ｔ_ｐ（０）〜Ｔ_ｐ（Ｈ−１）をそれぞれ有するパルス内変調信号を送信パルス信号Ｔｘ（０，ｔ）〜Ｔｘ（Ｈ−１，ｔ）として連続的に生成する。アンテナ１２は、信号生成回路１０から送受信部１１を介して送信パルス信号Ｔｘ（０，ｔ）〜Ｔｘ（Ｈ−１，ｔ）が入力されると、送信パルス信号Ｔｘ（０，ｔ）〜Ｔｘ（Ｈ−１，ｔ）に応じた送信波Ｔｗを外部空間に放射する。アンテナ１２が外部空間内の目標Ｔｇｔから戻ってきた反射波Ｒｗを受信すると、送受信部１１は、アンテナ１２の受信出力に応じた反射波信号Ｒｘ（０，ｔ）〜Ｒｘ（Ｈ−１，ｔ）を受信回路１３に出力する。受信回路１３は、反射波信号Ｒｘ（０，ｔ）〜Ｒｘ（Ｈ−１，ｔ）をそれぞれ受信ディジタル信号（受信ビデオ信号）Ｖ_０（０，ｍ）〜Ｖ_０（Ｈ−１，ｍ）に変換する。

なお、図５の例では、ステップＳＴ１１でパルス幅Ｔ_ｐ（０）〜Ｔ_ｐ（Ｈ−１）が設定された後に、ステップＳＴ１２で送受信処理が実行されている。この代わりに、パルス幅制御部１４は、ステップＳＴ１２の送受信処理と同時並行にパルス幅Ｔ_ｐ（０）〜Ｔ_ｐ（Ｈ−１）を順次設定してもよい。

ステップＳＴ１２の実行後、相関処理部４１は、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）が入力されると、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）に対して参照信号Ｅｘ（ｈ，ｍ）を用いた相関処理を実行することによりパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成する（図５のステップＳＴ１３）。具体的には、相関処理部４１は、参照信号Ｅｘ（ｈ，ｍ）と受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）との間の相関演算を実行することによりパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成することができる。参照信号Ｅｘ（ｈ，ｍ）としては、次式（１１）に示されるように変調制御信号Ｌ_ｃｈｐ（ｈ，ｔ）の変調成分Ｂ_０／（２Ｔ_ｐ（ｈ））を有する参照信号が使用可能である。

式（１１）において、Ａ_Ｅは、参照信号Ｅｘ（ｈ，ｍ）の振幅である。式（１１）に示されるように、参照信号Ｅｘ（ｈ，ｍ）は、サンプリング間隔Δｔとサンプリング番号ｍとの積ｍΔｔを変数とする関数である。参照信号Ｅｘ（ｈ，ｍ）の幅（有効データ長あるいは有効データ範囲）は、パルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）によって制限される。すなわち、０≦ｍΔｔ≦Ｔ_ｐ（ｈ）の範囲の外では、参照信号Ｅｘ（ｈ，ｍ）の値は零である。

たとえば、相関処理部４１は、次式（１２）に示すような時間領域における畳み込み演算を実行することにより相関演算を実行することができる。

ここで、Ｍ_ｐ（ｈ）は、パルス番号（ヒット番号）ｈに関するパルス内サンプリング点数である。なお、式（１２）で示される相関演算に代えて、周波数領域における公知の畳込み演算に基づく相関演算が実行されてもよい。

次に、領域変換部４４は、パルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）に対して、パルスヒット方向に時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行して周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）を生成する（図５のステップＳＴ１４）。領域変換処理としては、ＦＦＴアルゴリズムなどの所定のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換が実行されればよい。離散フーリエ変換は、次式（１３）で表される。

ここで、ｈ_ｆｆｔは、周波数領域のサンプリング番号、Ｈは、離散フーリエ変換点数である。

上記式を用いて式（１３）を変形すれば、次式（１４）が得られる。

ここで、Ａ_ｈは、周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）の振幅である。

式（１４）を整理すれば、次式（１５）を得ることができる。

式（１５）の右辺は３つの項の積からなる。当該右辺の積のうち第３項の値の大きさが最大になれば、離散フーリエ変換の際に高い積分効率が得られる。当該第３項の値の大きさがほぼ最大になる条件は、次式（１６）のとおりである。

式（１６）の条件を満たすサンプリング番号ｈ_ｆｆｔをｈ_{ｆｆｔ，ｐｅａｋ}と表すとすれば、サンプリング番号ｈ_{ｆｆｔ，ｐｅａｋ}は、次式（１７）に示すように表現される。

したがって、周波数領域のサンプリング番号ｈ_{ｆｆｔ，ｐｅａｋ}について高い積分効率が得られる。なお、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉに基づく周波数範囲は、次式（１８）の速度値ｖ_ａｍｂに基づいて算出可能である。

ところで、本実施の形態では、設定範囲内で段階的に増加または減少するパルス幅分布を形成するパルス幅Ｔ_ｐ（０）〜Ｔ_ｐ（Ｈ−１）を用いて送信パルス信号Ｔｘ（０，ｔ）〜Ｔｘ（Ｈ−１，ｔ）が連続的に生成されるので、送信ブラインド（各パルス波の送信時間中に目標Ｔｇｔからの反射波を受信することができない状態）の影響を抑制しつつ高ＳＮＲのパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成することが可能となる。よって、高ＳＮＲのパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）に基づき、高ＳＮＲの周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）を生成することができる。この点について以下に説明する。

図６Ａ及び図６Ｂは、同一のパルス幅を有する送信パルス信号群からなる送信波Ｔｗ０の例と、当該送信波Ｔｗ０に対応する反射波Ｒｗ０の例とを概略的に示す図である。図６Ａの例では、ヒット番号０〜Ｈ−１に関する送信パルス信号のパルス幅Ｔ_ｔｐは、すべて基準パルス幅Ｔ_０である。このとき、図６Ｂに示されるように、反射波Ｒｗ０における受信パルス信号の広がり幅Ｔ_ｒｐは、すべて、ヒット番号０〜Ｈ−１に関して受信ブラインドを発生させない幅Ｔ_１であるものとする。

これに対し、図７Ａ及び図７Ｂは、同一のパルス幅を有する送信パルス信号群からなる送信波Ｔｗ１の例と、当該送信波Ｔｗ１に対応する反射波Ｒｗ１の例とを概略的に示す図である。図７Ａの例では、ヒット番号０〜Ｈ−１について送信パルス信号のパルス幅Ｔ_ｔｐは、すべて基準パルス幅Ｔ_０の２倍である。このとき、図７Ｂに示されるように、反射波Ｒｗ１における受信パルス信号の広がり幅Ｔ_ｒｐは、幅Ｔ_１を超えるので、受信ブラインドが発生するものとする。この場合、反射波Ｒｗ１のうち斜線ハッチング部分ΔＬｓ１が損失部分となる。本実施の形態では、このような損失部分ΔＬｓ１の発生を抑制することができる理由を以下に説明する。

図８Ａ及び図８Ｂは、ヒット番号０〜Ｈ−１に関して段階的に増加するパルス幅分布を形成する送信パルス信号群からなる送信波Ｔｗ２の例と、当該送信波Ｔｗ２に対応する反射波Ｒｗ２の例とを概略的に示す図である。図８Ａの例では、パルス幅分布は、パルス幅Ｔ_ｔｐが下限値Ｔ_０から上限値２Ｔ_０まで段階的に増加するように形成されている。図８Ｂの例では、反射波Ｒｗ２のうち斜線ハッチング部分ΔＬｓ２が、受信ブラインドによる損失部分となる。

また、図９Ａ及び図９Ｂは、ヒット番号０〜Ｈ−１に関して段階的に減少するパルス幅分布を形成する送信パルス信号群からなる送信波Ｔｗ３の例と、当該送信波Ｔｗ３に対応する反射波Ｒｗ３の例とを概略的に示す図である。図９Ａの例では、パルス幅分布は、パルス幅Ｔ_ｔｐが上限値２Ｔ_０から下限値Ｔ_０まで段階的に減少するように形成されている。図９Ｂの例では、反射波Ｒｗ３のうち斜線ハッチング部分ΔＬｓ３が、受信ブラインドによる損失部分となる。

さらに、図１０Ａ及び図１０Ｂは、ヒット番号０〜Ｈ−１に関して段階的に増加した後に減少するパルス幅分布を形成する送信パルス信号群からなる送信波Ｔｗ４の例と、当該送信波Ｔｗ４に対応する反射波Ｒｗ４の例とを概略的に示す図である。図１０Ａの例では、パルス幅分布は、ヒット番号ｈ＝（Ｈ−１）／２の点に関して対称的な分布を有している。図１０Ｂの例では、反射波Ｒｗ４のうち斜線ハッチング部分ΔＬｓ４が、受信ブラインドによる損失部分となる。

このように基準パルス幅Ｔ_０以上の設定範囲内で段階的に増加または減少するパルス幅分布が形成されると、パルス幅を一定とする場合と比べて、上記式（１１）の相関関数Ｅｘ（ｈ，ｍ）の幅（有効データ長あるいは有効データ範囲）を拡げることができる。これにより、高ＳＮＲのパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成することができる。また、パルス幅分布は、段階的に増加または減少するように形成されるので、送信ブラインドの影響を抑制することが可能となる。図７Ａに示したように、すべてのパルス幅が基準パルス幅Ｔ_０の２倍に設定されると、送信ブラインドによる損失が増大するだけでなく、パルス送信時間と受信時間とのデューティ比が高くなりすぎるので、送信パルス信号を生成する回路の冷却期間を十分に確保することができない事態が生じうる。このような事態が生じると、発熱により当該回路の制御が難しくなるという課題がある。本実施の形態では、段階的に増加または減少するパルス幅分布が形成されるため、信号生成回路１０の冷却期間を十分に確保することができる。

図１１Ａは、パルス幅を一定とする場合に得られるパルス圧縮信号の電力分布の例を概略的に示すグラフである。図１１Ａに示される電力分布は、ヒット番号０〜Ｈ−１についてほぼ一定の高さのピークを形成している。これに対し、図１１Ｂは、図８Ａに示したように段階的に増加するパルス幅分布を形成する場合に得られるパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）の電力分布の例を概略的に示すグラフである。図１１Ｂに示される電力分布は、ヒット番号ｈが大きくなるほど高いピークを形成するので、図１１Ａの場合と比べるとＳＮＲが改善される。図１２は、図１１Ａに示した電力分布から得られるＳＮＲη_０と、図１１Ｂに示した電力分布から得られるＳＮＲη_２とを概略的に示すグラフである。図１２において、横軸はヒット番号、縦軸は信号対雑音比（ＳＮＲ）を示す。図１２に示されるように、ＳＮＲη_２は、ヒット番号ｈが大きくなるほど高くなるので、ＳＮＲが改善されることが分かる。

より具体的には、たとえば、ＳＮＲη_０の評価値η_{ｏｕｔ，ＰＣ，０}は、次式（１９）で表すことができ、ＳＮＲη_２の評価値Η_{ｏｕｔ，ＰＣ}（ｈ）は、次式（２０）で表すことができる。

式（１９），（２０）において、Ａは、受信ディジタル信号（受信ビデオ信号）Ｖ_０（ｈ，ｍ）の振幅、Ｍ_０は、基準パルス幅Ｔ_０に基づくサンプリング点数、Ｍ_ｐ（ｈ）は、パルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）に基づくサンプリング点数、σ_ｎｉｓ ^２は、雑音の分散である。

ＳＮＲη_０の評価値η_{ｏｕｔ，ＰＣ，０}と、ＳＮＲη_２の評価値Η_{ｏｕｔ，ＰＣ}（ｈ）との間には次式（２１）の関係が成立する。

なお、上記のように段階的に増加または減少するパルス幅分布を形成するために、次式（２２）で示される基準パルス幅Ｔ_０に基づくサンプリング点数Ｍ_０と、次式（２３）で示されるヒット番号ｈに関するパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）に基づくサンプリング点数Ｍ_ｐ（ｈ）と、パルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ内のサンプリング点数Ｍとの間に次式（２４）の関係を維持することが望ましい。

本実施の形態では、段階的に増加または減少するパルス幅分布が形成されるが、サンプリング周波数ｆ_ｓを変化させる必要はなく、また、変調帯域幅Ｂ_０を変化させる必要もないため、従来のレーダ装置の構成を大幅に改修することなく、目標検出性能が向上したレーダ装置１を得ることができる。

段階的に増加するパルス幅分布を形成する場合には、パルス幅制御部１４は、たとえば、次式（２５）を示すようなパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）を設定することができる。

ここで、ΔＴ_ｐはパルス幅変化率である。式（２５）によれば、設定範囲の下限値Ｔ_０から段階的に増加するパルス幅分布が得られる。

また、対称的なパルス幅分布を形成する場合には、パルス幅制御部１４は、三角窓、ハニング窓（ｈａｎｎｉｎｇ ｗｉｎｄｏｗ）またはハミング窓（ｈａｍｍｉｎｇ ｗｉｎｄｏｗ）などの窓関数を使用して、対称的なパルス幅分布を形成するパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）を設定することができる。これにより、メインローブの損失を抑制しつつ、分解能の劣化なく、ドップラ周波数方向のサイドローブを低減することが可能となる。次式（２６）は、三角窓が使用された場合のパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）を表す式である。

窓関数をｗ（ｈ）と表すとき、パルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）は次式（２７）で表される。

窓関数ｗ（ｈ）としてハミング窓が使用される場合、窓関数ｗ（ｈ）は次式（２８）で表される。

図１３は、式（２６）を使用した場合に得られるパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）の電力分布の例を概略的に示すグラフである。図１３に示される電力分布は、ヒット番号ｈが（Ｈ−１）／２のときに高いピークを形成し、パルスヒット方向において対称的な分布を形成する。よって、図１１Ａの場合と比べるとＳＮＲが改善される。図１４は、図１１Ａに示した電力分布から得られるＳＮＲη_０と、図１３に示した電力分布から得られるＳＮＲη_４とを概略的に示すグラフである。図１４において、横軸はヒット番号、縦軸は信号対雑音比（ＳＮＲ）を示す。図１４に示されるように、ＳＮＲが改善されることが分かる。

また、窓関数を使用してパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）を設定することで、ドップラ周波数方向のサイドローブレベルを抑圧することができる。図１５は、周波数領域信号の例を示すグラフである。図１５において、横軸はドップラ周波数、縦軸は電力、ｆ_Ｄは目標のドップラ周波数を示す。また、実線は、段階的に増加するパルス幅分布の場合の電力を、破線は、対称的なパルス幅分布の場合の電力を、一点鎖線は、パルス幅を一定とした場合の電力をそれぞれ表している。図１５に示されるように、段階的に増加するパルス幅分布の場合には、ＳＮＲが向上し、分解能の劣化はみられない。また、対称的なパルス幅分布の場合には、ＳＮＲが向上し、分解能の劣化はみられず、メインローブの両隣に現れる第１サイドローブのレベルが抑圧されていることが分かる。

パルス幅制御部１４は、周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）のＳＮＲが予め定められた要求値η_{ｏｕｔ，ｒｑ}を超えるようにパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）（式（２５）の場合には、パルス幅変化率ΔＴ_ｐ）を設定することが望ましい。具体的には、パルス幅制御部１４は、たとえば、周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）のＳＮＲが、次式（２９）を満たすようにパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）を設定することが望ましい。

ここで、Ｈ_ｏｕｔは、周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）のＳＮＲの評価値であり、Ａは、受信ディジタル信号（受信ビデオ信号）Ｖ_０（ｈ，ｍ）の振幅であり、σ_ｎｉｓ ^２は、雑音の分散である。

振幅Ａが一定であり、サンプリング点数Ｍ_ｐ（ｈ）が一定（＝Ｍ_０）である場合のＳＮＲ評価値η_{ｏｕｔ，０}は、式（２９）から次式（３０）に示すように導出される。

パルス幅制御部１４は、以下の条件式（３１）を満たすようにパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）を設定することで、周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）のＳＮＲを向上させて、目標検出性能が向上したレーダ装置１を提供することができる。

上述したように、すべてのパルス幅が基準パルス幅Ｔ_０の２倍に設定されると、送信ブラインドによる損失が増大するだけでなく、パルス送信時間（パルス幅）Ｔ_ｐと受信時間（パルス繰り返し周期）Ｔ_ｐｒｉとのデューティ比Ｄｔｙが高くなりすぎるので、送信パルス信号を生成する回路の冷却期間を十分に確保することができない事態が生じ、回路の制御が困難になりうる。デューティ比Ｄｔｙは、次式（３２）で与えられる。

本実施の形態では、パルス幅分布は、段階的に増加または減少するように形成されるので、次の不等式（３３）で表されるように送信ブラインドによる損失を小さくすることができる。

ここで、Ｌ_２Ｔ０は、すべてのパルス幅が基準パルス幅Ｔ_０の２倍に設定された場合の損失を示し、Ｌ_Ｔｐは、段階的に増加または減少するパルス幅分布が形成された場合の損失を示している。

周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）の生成（図５のステップＳＴ１４）がなされた後は、目標候補検出部５１は、周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）の信号強度に基づいて目標候補を検出する（ステップＳＴ１５）。具体的には、たとえば、目標候補検出部５１は、公知のＣＡ−ＣＦＡＲ（Ｃｅｌｌ Ａｖｅｒａｇｅ−Ｃｏｎｓｔａｎｔ Ｆａｌｓｅ Ａｌａｒｍ Ｒａｔｅ）処理を用いて目標候補を検出すればよい。たとえば、ＣＡ−ＣＦＡＲ処理では、誤警報確率Ｐｆａが一定値となるように最大の検出確率を得ることができるので、誤検出を制御することができ、雑音をなるべく検出せずに、周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）の信号強度に基づいて目標候補を検出することができる。

目標候補検出部５１は、検出された単数または複数の目標候補に割り当てられた目標候補番号ｎｔｇと、目標候補番号ｎｔｇに対応するサンプリング番号ｍ＝ｍ_ｎｔｇと、目標候補番号ｎｔｇに対応する周波数領域のサンプリング番号ｈ_ｆｆｔ＝ｈ_{ｆｆｔ，ｎｔｇ}とを目標候補情報算出部５２に出力することができる。説明の便宜上、目標候補番号ｎｔｇは、１〜Ｎｔｇの範囲内の整数をとるものとする。

次に、目標候補情報算出部５２は、目標候補に関する相対距離及び相対速度などの目標情報を算出し、当該目標情報を示すデータを表示器６０に出力する（図５のステップＳＴ１６）。具体的には、たとえば、目標候補情報算出部５２は、次式（３４）に従い、目標候補番号ｎｔｇとサンプリング番号ｍ_ｎｔｇとに基づいてｎｔｇ番目の目標候補の相対距離Ｒ_{０，ｎｔｇ}を算出することができる。

また、目標候補情報算出部５２は、次式（３５）に従い、ｎｔｇ番目の目標候補の相対速度Ｖ_{０，ｎｔｇ}を算出することができる。

式（３５）において、Δｖ_ｆｆｔは、次式（３６）に示されるような相対速度のサンプリング間隔である。

目標候補情報算出部５２は、目標候補番号ｎｔｇ、相対距離Ｒ_{０，ｎｔｇ}及び相対速度Ｖ_{０，ｎｔｇ}の組み合わせを目標情報として表示器６０に出力することができる。表示器６０は、当該目標情報を画面に表示することができる。

以上に説明したように実施の形態１では、信号生成回路１０は、基準パルス幅Ｔ_０以上の設定範囲内で段階的に増加または減少するパルス幅分布を形成する複数のパルス幅Ｔ_ｐ（０）〜Ｔ_ｐ（Ｈ−１）を用いて、パルス内変調を施された送信パルス信号Ｔｘ（０，ｔ）〜Ｔｘ（Ｈ−１，ｔ）を連続的に生成するので、相関処理部４１は、送信ブラインドの影響を抑制しつつ高ＳＮＲのパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成することができる。これにより、領域変換部４４は、高ＳＮＲの周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）を生成することができる。したがって、目標検出性能が向上したレーダ装置１を提供することができる。

また、段階的に増加または減少するパルス幅分布が形成されるため、信号生成回路１０の冷却期間を十分に確保することができる。これにより、信号生成回路１０の動作の安定性を実現することができ、耐熱性を維持したレーダ装置１を提供することができる。

さらに、パルス幅制御部１４は、窓関数を用いて、パルスヒット方向において対称的なパルス幅分布を形成するパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）を設定することができるので、メインローブの損失を抑制しつつ、ドップラ周波数方向の分解能を維持しながら、サイドローブを抑圧することができる。これにより、近接する電力の低い目標との分離性能が向上するので、目標分離性能が向上したレーダ装置１を提供することができる。窓関数は、所望のサイドローブレベル分布を形成するように選択あるいは設計されればよい。このような窓関数を用いて、パルスヒット方向において対称的なパルス幅分布を形成するパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）を設定することにより、サイドローブレベルを効果的に抑圧することが可能である。なお、所望のサイドローブレベル分布を形成するために窓関数以外の手段（たとえば、フィルタ関数）を用いて、パルスヒット方向において対称的なパルス幅分布を形成するパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）を設定することにより、サイドローブレベルを抑圧してもよい。

実施の形態２．
次に、本発明に係る実施の形態２について説明する。図１６は、本発明に係る実施の形態２のレーダ装置２の概略構成を示すブロック図である。図１６に示されるように本実施の形態のレーダ装置２は、信号生成回路１０、送受信部１１、受信回路１３、レーダ信号処理回路３２及び表示器６０を備えている。本実施の形態のレーダ信号処理回路３２の構成は、実施の形態１の相関処理部４１に代えて図１６の相関処理部４２を有する点を除いて、実施の形態１のレーダ信号処理回路３１の構成と同じである。

本実施の形態の相関処理部４２は、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）が入力されると、受信ディジタル信号Ｖ_０（ｈ，ｍ）に対して参照信号Ｅｘａ（ｈ，ｍ）及びパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）を用いた相関処理を実行することによりパルス圧縮信号Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｈ，ｍ）を生成する。相関処理部４２の処理内容は、相関処理に使用される参照信号が異なる点を除いて、実施の形態１の相関処理部４１の処理内容と同じである。相関処理は、時間領域における畳み込み演算、または、周波数領域における畳み込み演算により実行可能である。具体的には、相関処理部４２は、次式（３７）に示されるような参照信号Ｅｘａ（ｈ，ｍ）を使用することが可能である。

ここで、ｍ_ｂは、送信ブラインドの影響を受けない距離ビンに相当するパラメータである。参照信号Ｅｘａ（ｈ，ｍ）は、「０≦ｍΔｔ≦Ｔ_ｐ（ｈ）」及び「ｍ_ｂ＋ｍ＜Ｍ」という２つの条件を同時に満たすときに有効な値を与え、それ以外のとき（“ｏｔｈｅｒｗｉｓｅ”）には、零値を与える。よって、参照信号Ｅｘ（ｈ，ｍ）の幅（有効データ長あるいは有効データ範囲）は、パルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）及びパラメータｍ_ｂによって制限される。

図１７Ａは、実施の形態１の参照信号Ｅｘ（ｈ，ｍ）をサンプリング番号ｍについてフーリエ変換して得られる周波数領域信号Ｆｘ（ｈ，ｍ_ｆ）（ｍ_ｆ＝０〜Ｍ−１）を表すグラフであり、図１７Ｂは、実施の形態２の参照信号Ｅｘａ（ｈ，ｍ）をサンプリング番号ｍについてフーリエ変換して得られる周波数領域信号Ｆｘａ（ｈ，ｍ_ｆ）（ｍ_ｆ＝０〜Ｍ−１）を表すグラフである。図１７Ａ及び図１７Ｂにおいて、「ファーストタイム周波数」とのラベルが付された軸は、周波数領域のサンプリング番号ｍ_ｆに対応している。

実施の形態１における参照信号Ｅｘ（ｈ，ｍ）の幅（有効データ長あるいは有効データ範囲）は、図１７Ａに示されるように、斜線ハッチングで示された帯域範囲Ｒｕと対応する。実施の形態１における相関処理では、周波数領域信号成分ｆｘ（０），…，ｆｘ（ｈ），…，ｆｘ（Ｈ−１）が使用される。これに対し、実施の形態２における参照信号Ｅｘａ（ｈ，ｍ）の幅（有効データ長あるいは有効データ範囲）は、図１７Ｂに示されるように、斜線ハッチングで示された帯域範囲Ｒｎが除かれた、斜線ハッチングで示された帯域範囲Ｒｕと対応している。実施の形態２における相関処理では、周波数領域信号成分ｆｙ（０），…，ｆｙ（ｈ），…，ｆｙ（Ｈ−１）が使用される。帯域範囲Ｒｎは、送信ブラインドの影響による雑音のみが存在する範囲である。パラメータｍ_ｂを調整することで帯域範囲Ｒｎを除外することが可能となる。

図１８は、周波数領域信号ｆ_ｄ（ｈ_ｆｆｔ，ｍ）の信号対雑音比（ＳＮＲ）と距離との関係を示すグラフである。図１８において、Ｒ_ｐ，０は、段階的に増加するパルス幅分布の形成により、送信ブラインドの影響を受ける距離の大きさを示す。また、Ｈ_ｏｕｔはＳＮＲの評価値、η_{ｏｕｔ，ｒｑ}は要求値、Ｒ_ｐｒｉはパルス繰り返し周期相当の距離、Ｒ_ｎａはパルス幅について送信ブラインドの影響を受けない距離の最大値である。また、実線は、実施の形態２の場合に得られるＳＮＲを、破線は、実施の形態１（段階的に増加するパルス幅分布）の場合に得られるＳＮＲを、一点鎖線は、パルス幅一定の場合に得られるＳＮＲをそれぞれ表している。実施の形態１の場合よりも、実施の形態２の場合の方が良好なＳＮＲが得られることが分かる。

以上に説明したように実施の形態２では、相関処理に使用される参照信号Ｅｘａ（ｈ，ｍ）の幅（有効データ長あるいは有効データ範囲）がパルス幅Ｔ_ｐ（ｈ）及びパラメータｍ_ｂによって制限されるので、送信ブラインドの影響によるＳＮＲの劣化を回避することができる。上記のように段階的に増加または減少するパルス幅分布が形成されても、目標検出性能が良好なレーダ装置２を提供することができる。

なお、実施の形態２のパルス幅制御部１４及びレーダ信号処理回路３２の全部または一部のハードウェア構成は、ＡＳＩＣまたはＦＰＧＡなどのＬＳＩで実現されればよい。実施の形態１の場合と同様に、実施の形態２のパルス幅制御部１４及びレーダ信号処理回路３２の全部または一部のハードウェア構成が、図４に示した信号処理回路７０で実現されてもよい。

以上、図面を参照して本発明に係る実施の形態１，２について述べたが、実施の形態１，２は本発明の例示であり、実施の形態１，２以外の様々な実施の形態がありうる。本発明の範囲内において、実施の形態１，２の自由な組み合わせ、各実施の形態の任意の構成要素の変形、または各実施の形態の任意の構成要素の省略が可能である。

本発明に係るレーダ装置及び信号処理方法は、目標の相対位置及び相対速度を検出するレーダシステムに利用され得る。また、本発明に係るレーダ装置は、地上に設置された状態、あるいは、航空機、人工衛星、車両もしくは船舶などの移動体に搭載された状態で使用され得る。

１，２ レーダ装置、１０ 信号生成回路、１１ 送受信部、１２ アンテナ、１３ 受信回路、１４ パルス幅制御部、２０ 局部発振器、２１ パルス生成器、２２ パルス内変調器、２３ 出力部、２４ ダウンコンバータ、２５ 帯域フィルタ、２６ 増幅器、２７ 位相検波器、２８ Ａ／Ｄ変換器、３１，３２ レーダ信号処理回路、４１，４２ 相関処理部、４４ 領域変換部、５０ 目標検出部、５１ 目標候補検出部、５２ 目標候補情報算出部、６０ 表示器、７０ 信号処理回路、７１ プロセッサ、７２ メモリ、７３ 記憶装置、７４ 入出力インタフェース、７５ 信号路、Ｔｇｔ 目標、Ｔｗ 送信波、Ｒｗ 反射波。

Claims (11)

1. 予め定められた基準パルス幅以上の設定範囲内で段階的に増加または減少するパルス幅分布を形成する複数のパルス幅を設定するパルス幅制御部と、
   前記複数のパルス幅をそれぞれ有し、かつ一定の変調帯域幅でパルス内変調をそれぞれ施された複数の送信パルス信号を連続的に生成する信号生成回路と、
   前記複数の送信パルス信号を外部空間に送出し、当該外部空間から前記複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の反射波信号を受信する送受信部と、
   当該複数の反射波信号の各々をサンプリングすることにより、前記複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の受信信号を生成する受信回路と、
   前記複数の受信信号の各々に対して参照信号を用いた相関処理を実行することにより複数のパルス圧縮信号を生成する相関処理部と、
   前記複数のパルス圧縮信号に対して時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行することにより複数の周波数領域信号を生成する領域変換部と、
   前記複数の周波数領域信号に基づいて目標候補を検出する目標検出部と
   を備えることを特徴とするレーダ装置。
2. 請求項１に記載のレーダ装置であって、前記パルス幅分布は、前記設定範囲の下限値から当該設定範囲の上限値まで段階的に増加する分布であることを特徴とするレーダ装置。
3. 請求項１に記載のレーダ装置であって、前記パルス幅分布は、前記設定範囲の上限値から当該設定範囲の下限値まで段階的に減少する分布であることを特徴とするレーダ装置。
4. 請求項１に記載のレーダ装置であって、前記パルス幅分布は、パルスヒット方向において所定のパルスヒット番号の点に関して対称的な分布を有することを特徴とするレーダ装置。
5. 請求項４に記載のレーダ装置であって、前記パルス幅分布は、対称的な分布を有する窓関数を用いて算出されることを特徴とするレーダ装置。
6. 請求項１から請求項５のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置であって、前記相関処理部は、前記パルス幅により前記参照信号の有効データ範囲を制限して前記相関処理を実行することを特徴とするレーダ装置。
7. 請求項１から請求項５のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置であって、前記相関処理部は、距離ビンに相当するパラメータと前記パルス幅とにより前記参照信号の有効データ範囲を制限して前記相関処理を実行することを特徴とするレーダ装置。
8. 請求項１から請求項７のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置であって、前記パルス内変調が周波数変調であることを特徴とするレーダ装置。
9. 請求項１から請求項８のうちのいずれか１項に記載のレーダ装置であって、前記領域変換部は、前記領域変換処理として、所定のアルゴリズムに基づく離散フーリエ変換を実行することを特徴とするレーダ装置。
10. 請求項９に記載のレーダ装置であって、前記所定のアルゴリズムは、高速フーリエ変換のアルゴリズムであることを特徴とするレーダ装置。
11. 一定の変調帯域幅でパルス内変調をそれぞれ施された複数の送信パルス信号を連続的に生成する信号生成回路と、前記複数の送信パルス信号を外部空間に送出し、前記外部空間から当該複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の反射波信号を受信する送受信部と、当該複数の反射波信号の各々をサンプリングすることにより、前記複数の送信パルス信号にそれぞれ対応する複数の受信信号を生成する受信回路とを備えたレーダ装置で実行される信号処理方法であって、
    予め定められた基準パルス幅以上の設定範囲内で時刻とともに段階的に増加または減少するパルス幅分布を形成する複数のパルス幅を、前記複数の送信パルス信号のパルス幅としてそれぞれ設定するステップと、
    前記複数の受信信号の各々に対して参照信号を用いた相関処理を実行することにより複数のパルス圧縮信号を生成するステップと、
    前記複数のパルス圧縮信号に対して時間領域から周波数領域への領域変換処理を実行することにより複数の周波数領域信号を生成するステップと、
    前記複数の周波数領域信号に基づいて目標候補を検出するステップと
    を備えることを特徴とする信号処理方法。

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