WO2019043749A1

WO2019043749A1 - レーダ装置

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Publication number: WO2019043749A1
Application number: PCT/JP2017/030679
Authority: WO
Inventors: 聡影目; 知成眞庭; 照幸原
Original assignee: 三菱電機株式会社
Priority date: 2017-08-28
Filing date: 2017-08-28
Publication date: 2019-03-07
Also published as: EP3657209A4; EP3657209A1; JP6644193B2; CA3071181A1; US20200182994A1; EP3657209B1; US11067682B2; JPWO2019043749A1; CA3071181C

Abstract

距離方向周波数領域変換部（２３１－１）は、受信ビデオ信号を距離方向周波数に基づく信号に変換する。ヒット方向周波数領域変換部（２３２－１）は、距離方向周波数に基づく信号を、送信信号の周波数の変化とは独立して目標のドップラ周波数が同一の速度ビン番号に属するように、速度と距離方向周波数に基づく信号に変換する。相関部（２３３－１）は、送信周波数毎に分離された速度と相関後の距離に基づく信号を生成する。積分部（２３４－１）は、帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号を生成する。目標候補検出部（２４１）は、積分部（２３３－１）の出力信号に対して、信号強度に基づき目標候補を検出する。目標相対速度・相対距離・到来角算出部（２４２）は、目標候補の相対速度、相対距離及び到来角を算出する。

Description

レーダ装置

　本発明は、所定の間隔で変化させた送信周波数の信号を送信する複数の送信レーダと、目標で反射した信号を受信する受信レーダを備え、受信信号を信号処理することで目標検出と測距と測速度と測角等を行うレーダ装置に関する。

　従来のレーダ装置では、例えば非特許文献１に開示されているように、異なる中心周波数で、パルス内を昇順に周波数変調させた送信周波数の送信信号を異なる送信レーダが送信し、目標で反射した送信信号を受信信号として受信レーダが受信する。そして、目標ドップラ周波数の影響がないことを前提にして、異なる中心周波数の受信信号、すなわち、帯域が異なる受信信号を分離した後、帯域の異なる受信信号の相互相関により発生するサイドローブを抑圧するために窓関数を乗算し、積分（合成）する。

　このような従来のレーダ装置は、目標ドップラ周波数の影響がないことを前提にしているため、異なる中心周波数の受信信号をコヒーレントに積分でき、距離高分解能で、かつ、窓関数を乗算することで相互相関により発生するサイドローブを抑圧することができる。

XiZeng Dai,Jia Xu,Chunmao Ye,Ying-Ning Peng，"Low-sidelobe HRR profiling based on the FDLFM-MIMO radar，"APSAR 2007．1st Asian and Pacific Conference

　しかしながら、従来のレーダ装置は、目標ドップラ周波数の影響がある場合、帯域の異なる受信信号の相互相関により発生するサイドローブが増大する問題があった。また、目標ドップラ周波数の影響がある場合は、例えば、文献：Merrill Ｉ．Skolnik，“Radar Handbook，Third Edition，”，MacGraw-Hill companies．，2008．に記載されているように、パルス圧縮後の信号の位置、すなわち受信信号が積分される距離が目標相対距離からずれるため、正しく距離計測ができないという問題があった。また、送信レーダ毎に送信周波数が異なるため、送信周波数に応じてパルス圧縮後の信号の位相が異なり、コヒーレントに積分できず、検出性能が劣化する問題があった。

　この発明は、かかる問題を解決するためになされたもので、目標ドップラ周波数の影響がある場合でも、目標検出性能を向上させることのできるレーダ装置を提供することを目的とする。

　この発明に係るレーダ装置は、パルス信号とパルス信号を変調するパルス内変調信号とを用いて生成したそれぞれ異なる周波数の送信信号を放射する複数の送信レーダと、目標で反射して戻った送信信号の受信信号を受信ビデオ信号に変換する受信部と、受信ビデオ信号を、距離方向周波数に基づく信号に変換する距離方向周波数領域変換部と、距離方向周波数に基づく信号を、送信信号の周波数の変化とは独立して目標のドップラ周波数が同一の速度ビン番号に属するように、速度と距離方向周波数に基づく信号に変換するヒット方向周波数領域変換部と、ヒット方向周波数領域変換部の出力信号に対して、複数の送信レーダの送信周波数と速度ビン番号に対応する速度に対応した参照信号を用いて相関処理を行い、複数の送信レーダの送信周波数毎に分離された速度と相関後の距離に基づく信号を生成する相関部と、相関部の出力信号を目標到来角候補で積分し、帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号を生成する積分部と、積分部の出力信号に対して、信号強度に基づき目標候補を検出する目標候補検出部と、目標候補の相対速度、相対距離及び到来角を算出する目標相対速度・相対距離・到来角算出部とを備えたものである。

　この発明に係るレーダ装置は、距離方向周波数領域変換部で、受信ビデオ信号を距離方向周波数に基づく信号に変換し、ヒット方向周波数領域変換部で、送信信号の周波数の変化とは独立して目標のドップラ周波数が同一の速度ビン番号に属するように、ヒット方向周波数領域に変換し、相関部で、送信周波数毎に分離された速度と相関後の距離に基づく信号を生成する。積分部は、帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号を生成し、目標候補検出部は、積分部の出力信号に対して、信号強度に基づき目標候補を検出する。目標相対速度・相対距離・到来角算出部は、目標候補の相対速度、相対距離及び到来角を算出するようにしたものである。これにより、目標ドップラ周波数の影響がある場合でも目標検出性能を向上させることができる。

この発明の実施の形態１に係わるレーダ装置を示す構成図である。この発明の実施の形態１に係わるレーダ装置の送信部の構成図である。この発明の実施の形態１に係るレーダ装置のハードウェア構成例を示すブロック図である。この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の送信レーダの送信動作例を示すフローチャートである。この発明の実施の形態１に係わるレーダ装置の送信レーダの送信周波数と変調帯域幅を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の受信レーダの受信部の受信動作例を示すフローチャートである。この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の送信レーダと受信レーダの位置関係と送信信号と受信信号の関係を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の信号処理例を示すフローチャートである。図９Ａ，図９Ｂ，図９Ｃ，図９Ｄ，図９Ｅ，図９Ｆは異なる送信周波数の受信信号のパルス圧縮した際のドップラ周波数の影響を示す説明図である。図１０Ａ，図１０Ｂは送信周波数毎の相関後の信号を帯域合成した場合のドップラ周波数の影響を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係るレーダ装置の第１の信号処理器における信号処理を示すフローチャートである。距離方向周波数領域変換処理による入出力の関係を示す説明図である。図１３Ａ及び図１３Ｂは、受信ビデオ信号と距離方向周波数に基づく信号のスペクトルを示す説明図である。ＦＦＴによる目標相対速度ｖの場合の距離方向周波数に基づく信号に対するヒット方向周波数領域変換結果を示す説明図である。ＣＺＴによる目標相対速度vの場合の距離方向周波数に基づく信号に対するヒット方向周波数領域変換結果を示す説明図である。ヒット方向周波数領域変換処理による入出力の関係を示す説明図である。相関処理による入出力の関係を示す説明図である。速度と相関後の距離に基づく信号のスペクトルを示す説明図である。送信信号とドップラ周波数の影響がある受信信号を示す説明図である。図２０Ａ，図２０Ｂ，図２０Ｃは、各送信周波数の目標相対距離における速度と相関後の距離に基づく信号のスペクトルを示す説明図である。図２１Ａは比較方式、図２１Ｂは実施の形態１の方式の、速度の異なる複数の目標がある場合の処理結果を示す説明図である。図２２Ａは、比較方式と実施の形態１の送信周波数毎に分離した速度と相関後の距離に基づく信号の測距誤差、図２２Ｂは積分損失を示す図である。この発明の実施の形態１に係わる速度あいまいさがある場合の虚像が抑圧されていない速度と相関後の距離に基づく信号を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係わる速度あいまいさがある場合の（目標の虚像が抑圧されてない）速度と距離方向周波数に基づく信号を示す説明図である。変調帯域幅を変化させた場合の虚像抑圧度評価値と閾値との関係を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係わる速度あいまいさがある場合の（目標の虚像が抑圧される）速度と距離方向周波数に基づく信号を示す説明図である。この発明の実施の形態１に係わる速度あいまいさがある場合の虚像が抑圧された速度と相関後の距離に基づく信号を示す説明図である。図２８Ａは、一般的なレーダにおける目標とクラッタ、図２８Ｂは、実施の形態１における目標とクラッタを示す説明図である。この発明の実施の形態２に係わるレーダ装置の構成図である。この発明の実施の形態２に係わるレーダ装置の送信部の構成図である。この発明の実施の形態２に係わるレーダ装置の第１の信号処理器の構成図である。この発明の実施の形態２に係わるレーダ装置の第１の信号処理器のヒット間符号復調部を備えた場合の構成図である。この発明の実施の形態２に係わる帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号の説明図である。この発明の実施の形態２に係わるレーダ装置の送信レーダの送信周波数と変調帯域幅と周波数変調の関係を示す説明図である。この発明の実施の形態２の送信信号とドップラ周波数の影響がある受信信号を示す説明図である。図３６Ａ，図３６Ｂ，図３６Ｃは、隣り合う周波数帯域の周波数変調が複素共役の場合のパルス圧縮した際のドップラ周波数の影響を示す説明図である。隣り合う周波数帯域の周波数変調が複素共役の場合の送信周波数毎の相関後の信号を帯域合成した際のドップラ周波数の影響を示す説明図である。この発明の実施の形態２に係わるレーダ装置の送信レーダの送信周波数と変調帯域幅と周波数変調の関係の変形例を示す説明図である。

　以下、この発明をより詳細に説明するために、この発明を実施するための形態について、添付の図面に従って説明する。
実施の形態１．
　図１は、本実施の形態によるレーダ装置の構成図である。
　本実施の形態によるレーダ装置は、図示のように、送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘ（送信レーダ番号ｎ_Ｔｘ、送信レーダ数Ｎ_Ｔｘの場合、ｎ_Ｔｘ＝１，２，…，Ｎ_Ｔｘ）、受信レーダ２００－１（受信レーダ番号ｎ_Ｒｘ、受信レーダ数Ｎ_Ｒｘの場合、ｎ_Ｒｘ＝１，２，…，Ｎ_Ｒｘ、実施の形態１ではＮ_Ｒｘ＝１の構成を説明する）、第２の信号処理器２４０、表示器２５０で構成される。また、送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘは、空中線１１０－ｎ_Ｔｘ、送信部１２０－ｎ_Ｔｘで構成される。送信部１２０－ｎ_Ｔｘは、図２に示すように送信機１２１－ｎ_Ｔｘ、パルス変調器１２２－ｎ_Ｔｘ、局部発振器１２３－ｎ_Ｔｘ、パルス内変調信号発生器１２４－ｎ_Ｔｘ、パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_Ｔｘで構成される。

　受信レーダ２００－１は、空中線２１０－１、受信部２２０－１、第１の信号処理器２３０－１で構成される。受信部２２０－１は、受信機２２１－１、Ａ／Ｄ変換器２２２－１で構成される。第１の信号処理器２３０－１は、距離方向周波数領域変換部２３１－１、ヒット方向周波数領域変換部２３２－１、相関部２３３－１、積分部２３４－１で構成される。第２の信号処理器２４０は、目標候補検出部２４１、目標相対速度・相対距離・到来角算出部２４２で構成される。

　送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘは、パルス信号と、このパルス信号を周波数変調するパルス内変調信号とを用いて生成した各々が異なる周波数の送信信号を放射する送信レーダである。空中線１１０－ｎ_Ｔｘは、それぞれ送信部１２０－ｎ_Ｔｘから送出された信号を送信信号１３０－ｎ_Ｔｘとして放射するアンテナである。送信部１２０－ｎ_Ｔｘにおける送信機１２１－ｎ_Ｔｘは、パルス変調器１２２－ｎ_Ｔｘからのパルス信号とパルス内変調信号発生器１２４－ｎ_Ｔｘからのパルス内変調信号に基づいて送信信号を生成する処理部である。パルス変調器１２２－ｎ_Ｔｘは、局部発振器１２３－ｎ_Ｔｘからの局部発振信号に基づいてパルス信号を生成する処理部である。局部発振器１２３－ｎ_Ｔｘは、予め設定した周期とパルス幅に基づいて局部発振信号を生成する処理部である。パルス内変調信号発生器１２４－ｎ_Ｔｘは、パルス信号を周波数変調するためのパルス内変調信号を生成する処理部である。パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_Ｔｘは予め定めた変調内容でパルス内を変調するためのパラメータを設定する処理部である。パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_Ｔｘの設定内容はレーダ装置で共有されるように構成されている。

　受信レーダ２００－１は、送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘから放射され、目標で反射して戻った送信信号を受信する処理部である。受信レーダ２００－１の空中線２１０－１は、受信信号２６０－１－１～２６０－Ｎ_Ｔｘ－１を受信するためのアンテナである。受信部２２０－１における受信機２２１－１は、空中線２１０－１で受信した受信信号を受信ビデオ信号に変換する処理部であり、Ａ／Ｄ変換器２２２－１は、受信機２２１－１から出力された受信ビデオ信号をＡ／Ｄ変換する処理部である。第１の信号処理器２３０－１における距離方向周波数領域変換部２３１－１は、受信部２２０－１からの受信ビデオ信号を、距離方向周波数に基づく信号に変換する処理部である。ヒット方向周波数領域変換部２３２－１は、距離方向周波数領域変換部２３１－１で変換された距離方向周波数に基づく信号を、送信信号の周波数の変化とは独立して目標のドップラ周波数が同一の速度ビン番号に属するように、速度と距離方向周波数に基づく信号に変換する処理部である。相関部２３３－１は、ヒット方向周波数領域変換部２３２－１の出力信号に対して、送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘの送信周波数と速度ビン番号に対応する速度に対応した参照信号を用いて相関処理を行い、送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘの送信周波数毎に分離された速度と相関後の距離に基づく信号を生成する処理部である。積分部２３４－１は、相関部２３３－１の出力信号を目標到来角候補で積分し、帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号を生成する処理部である。

　第２の信号処理器２４０における目標候補検出部２４１は、積分部２３４－１の出力信号に対して、信号強度に基づき目標候補を検出する処理部である。目標相対速度・相対距離・到来角算出部２４２は、目標候補の相対速度、相対距離及び到来角を算出する処理部である。また、表示器２５０は、信号処理結果を表示するための表示装置である。

　次に、上記のように構成されたレーダ装置を実現するためのハードウェア構成の一例について図３を用いて説明する。
　レーダ装置は、プロセッサ１、入出力インタフェース２、メモリ３、外部記憶装置４、信号路５からなる。プロセッサ１は、レーダ装置における送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘ、受信レーダ２００－１及び第２の信号処理器２４０の機能を実現するためのプロセッサである。入出力インタフェース２は、送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘにおける空中線１１０－ｎ_Ｔｘと受信レーダ２００－１における空中線２１０－１からの送受信信号のインタフェースであり、また、表示器２５０への出力信号のインタフェースである。メモリ３は、本実施の形態のレーダ装置を実現するための各種プログラムを記憶するプログラムメモリ、プロセッサ１がデータ処理を行う際に使用するワークメモリ及び信号データを展開するメモリ等として使用するＲＯＭ及びＲＡＭ等の記憶部である。外部記憶装置４は、プロセッサ１の各種設定データや信号データなどの各種データを蓄積するために使用される。外部記憶装置４としては、たとえば、ＳＤＲＡＭなどの揮発性メモリ、ＨＤＤまたはＳＳＤを使用することが可能である。ＯＳ（オペレーティングシステム）を含むプログラムや、各種設定データ、信号データ等の各種データを蓄積することができる。なお、この外部記憶装置４に、メモリ３内のデータを蓄積しておくこともできる。信号路５は、プロセッサ１、入出力インタフェース２、メモリ３及び外部記憶装置４を相互に接続するためのバスである。
　また、プロセッサ１及びメモリ３は複数であってもよく、これら複数のプロセッサ１とメモリ３とが連携して信号処理を行うよう構成してもよい。
　さらに、送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘ、受信レーダ２００－１及び第２の信号処理器２４０の少なくともいずれかを専用のハードウェアで構成してもよい。

　次に、実施の形態１のレーダ装置の動作について説明する。
　まず、送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘの送信動作について、図４を参照して説明する。
　ここで、送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘは、空中線１１０－ｎ_Ｔｘが分散配置されていれば良く、アンテナ素子を分散配置しても良い。すなわち、ＭＩＭＯ（ｍｕｌｔｉｐｌｅ－ｉｎｐｕｔ　ａｎｄ　ｍｕｌｔｉｐｌｅ－ｏｕｔｐｕｔ）レーダ、ＤＢＦ（デジタルビームフォーミング）で実現しても良い。
　送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘの送信動作では、局部発振器１２３－ｎ_Ｔｘは、式（１）に示すように、局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を生成し、パルス変調器１２２－ｎ_Ｔｘに出力する（ステップＳＴ１１）。

　ここで、Ａ_Ｌは局部発振信号の振幅、φ_０は局部発振信号の初期位相、ｆ_０は中心送信周波数、Ｔ_ｏｂｓは観測時間である。

　次いで、パルス変調器１２２－ｎ_Ｔｘは、予め設定したパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ及びパルス幅Ｔ_０を示す情報に基づいて、式（２）より、局部発振器１２３－ｎ_Ｔｘからの局部発振信号Ｌ_０（ｔ）に対してパルス変調を行ってパルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｈ，ｔ）を生成し、送信機１２１－ｎ_Ｔｘに出力する（ステップＳＴ１２）。

　ここで、ｈはヒット番号、Ｈはヒット数（式（３）で表され、ｆｌｏｏｒ（Ｘ）は変数Ｘの小数点以下を切り捨てた整数である）である。

　パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_Ｔｘは、予め定めた周波数変調量Ｂ_ｎＴｘと変調帯域幅ΔＢ_ｎＴｘを設定する。パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_Ｔｘは、パルス内変調パラメータをパルス内変調信号発生器１２４－ｎ_Ｔｘに出力する。

　パルス内変調信号発生器１２４－ｎ_Ｔｘは、式（４）に従い、パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_Ｔｘから出力された周波数変調量Ｂ_ｎＴｘと変調帯域幅ΔＢ_ｎＴｘとを用いて、パルス信号を周波数変調するためのパルス内変調信号Ｌ_ｃｈｐ（ｎ_Ｔｘ，ｈ，ｔ）を生成し、送信機１２１－ｎ_Ｔｘに出力する（ステップＳＴ１３）。図５に各送信レーダの周波数変調量Ｂ_ｎＴｘと変調帯域幅ΔＢ_ｎＴｘの関係を示す。実施の形態１では、各送信レーダの変調帯域幅が同一の場合の効果について説明する。周波数変調量Ｂ_２は０である。

　送信機１２１－ｎ_Ｔｘは、式（５）に従い、パルス信号Ｌ_ｐｌｓ（ｈ，ｔ）とパルス内変調信号Ｌ_ｃｈｐ（ｎ_Ｔｘ，ｈ，ｔ）を用いて送信信号Ｔ_ｘ（ｎ_Ｔｘ，ｈ，ｔ）を生成し、空中線１１０－ｎ_Ｔｘに出力する（ステップＳＴ１４）。

　その後は、空中線１１０－ｎ_Ｔｘから送信信号Ｔ_ｘ（ｎ_Ｔｘ，ｈ，ｔ）が空中に放射される（ステップＳＴ１５）。

　次に、受信レーダ２００－１における受信部２２０－１の動作について図６のフローチャートを用いて説明する。また、図７に送信レーダ数Ｎ_Ｔｘ＝３、受信レーダ数Ｎ_Ｒｘ＝１の場合として送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘと受信レーダ２００－１の位置関係と送信信号と受信信号の関係を示し、図７を参照しながら説明する。
　空中に放射された送信信号は、目標で反射され、反射信号として空中線２１０－１に入射される。そこで、空中線２１０－１は、入射してきた反射信号を受信し、式（６）で表される受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘの受信信号Ｒｘ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｔ）として受信機２２１－１に出力する（ステップＳＴ２１）。ここで、Ｒｘ_０（ｎ_Ｔｘ，ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｔ）は式（７）で表される送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘの反射信号を受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘが受信した受信信号、Ａ_Ｒは反射信号の振幅、Ｒ_０は目標初期相対距離、ｖは目標相対速度、θは目標角度、ｃは光速、ｔ’は１ヒット内の時間である。

　ここで、送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘの位相差φ_Ｔｘ（ｎ_Ｔｘ）は式（８）で表され、受信レーダ２００－１の位相差φ_Ｒｘ（ｎ_Ｔｘ，ｎ_Ｒｘ）は式（９）で表される。

　受信機２２１－１は、空中線２１０－１から入力された受信信号Ｒｘ（ｎ_Ｔｘ，ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｔ）に対し、式（１）で表される局部発振信号Ｌ_０（ｔ）を用いてダウンコンバートし、図示しない帯域フィルタを通過した後、増幅、位相検波を行い、式（１０）で表される受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘの受信ビデオ信号Ｖ’（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｔ）を生成し、Ａ／Ｄ変換器２２２－１に出力する（ステップＳＴ２２）。ここで、Ｖ_０’（ｎ_Ｔｘ，ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｔ）は式（１１）で表される送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘの受信ビデオ信号を受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘが生成した受信ビデオ信号、Ａ_Ｖは受信ビデオ信号の振幅である。

　Ａ／Ｄ変換器２２２－１は、受信機２２１－１から入力された受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘの受信ビデオ信号Ｖ’（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｔ）に対して、Ａ／Ｄ変換を行い、式（１２）で表される受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘの受信ビデオ信号Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｍ）を生成し、第１の信号処理器２３０－１に出力する（ステップＳＴ２３）。ここで、Ｖ_０（ｎ_Ｔｘ，ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｍ）は式（１３）で表される送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘの受信ビデオ信号を受信レーダ２００－ｎ_ＲｘがＡ／Ｄ変換した受信ビデオ信号、ｍはＰＲＩ（パルス繰り返し周期）内サンプリング番号、ＰＲＩ内のＭはサンプリング数である。

　第１の信号処理器２３０－１の信号処理について、図８のフローチャートを参照して説明する。図８のフローチャートにおいて、ステップＳＴ３１は距離方向周波数領域変換部２３１－１の処理を、ステップＳＴ３２はヒット方向周波数領域変換部２３２－１の処理を、ステップＳＴ３３は相関部２３３－１の処理を、また、ステップＳＴ３４は積分部２３４－１の処理をそれぞれ示している。すなわち、ステップＳＴ３１では、距離方向周波数領域変換部２３１－１が、受信ビデオ信号を距離方向に周波数領域変換して距離方向周波数領域に変換し、距離方向周波数に基づく信号を生成する。ステップＳＴ３２では、ヒット方向周波数領域変換部２３２－１が、距離方向周波数に基づく信号を各送信レーダの送信周波数及び変調領域に応じて周波数領域に変換し、速度と距離方向周波数に基づく信号を生成する。ステップＳＴ３３では、相関部２３３－１が、速度と距離方向周波数に基づく信号に対して、参照信号を用いて相関処理を行い、各送信レーダの送信周波数毎に分離された速度と相関後の距離に基づく信号を生成する。ステップＳＴ３４では、積分部２３４－１が、送信周波数毎に分離された速度と相関後の距離に基づく信号を積分し、帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号を生成する。

　距離方向周波数領域変換部２３１－１には、Ａ／Ｄ変換器２２２－１より受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘの受信ビデオ信号Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｍ）が入力される。
　受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘの受信ビデオ信号Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｍ）は、式（１２）で表されるように複数の送信レーダが異なる中心周波数で変調した信号が重畳されている。第１の信号処理器２３０－１は、複数の送信レーダが送信し、目標で反射して、受信した受信信号を送信レーダ毎に分離し、コヒーレントに積分することで、検出性能向上を可能とする。

　まず、従来の問題について説明する。
　一般的に、送信レーダ毎に受信信号を分離するために、送信レーダ毎の変調成分に基づく参照信号と受信信号を相関する、つまりパルス圧縮が行われている。図９Ａ、図９Ｂ、図９Ｃは、ドップラ周波数の影響が無い場合の、送信レーダ毎の相関後の信号を示す。図９Ａは送信レーダ１００－１、図９Ｂは送信レーダ１００－２、図９Ｃは送信レーダ１００－３の相関後の信号を示している。これら図９Ａ～図９Ｃに示すように、送信レーダ毎に帯域が異なるため、送信レーダ毎の受信信号を分離することができる。目標相対距離に積分されていることが分かる。また、隣り合う帯域の影響により相互相関が発生し、サイドローブが若干上昇している（図中、区間９０１参照）。

　図９Ｄ、図９Ｅ、図９Ｆは、ドップラ周波数の影響がある場合の、送信レーダ毎の相関後の信号を示す。図９Ｄは送信レーダ１００－１、図９Ｅは送信レーダ１００－２、図９Ｆは送信レーダ１００－３の相関後の信号を示している。これら図９Ｄ～図９Ｆに示すように、送信レーダ毎に帯域が異なるため、送信レーダ毎の受信信号を分離することができる。ただし、ドップラ周波数の影響によって目標相対距離に影響が生じ、式（１４）で表されるだけ目標相対距離と異なる距離ΔＲ_ＰＣ（ｎ_Ｔｘ）に圧縮されるため、測距性能が劣化する問題がある。また、区間９０１に示すように、相互相関によりサイドローブが上昇していると共に、図９Ｅ及び図９Ｆの区間９０２に示すように、ドップラ周波数の影響があり、相互相関によりサイドローブがさらに上昇している。

　ドップラ周波数の影響がある（目標相対速度ｖがある）場合は、式（１６）に示すように送信周波数毎に分離された相関後の信号の絶対値が最大値を示すサンプリング時刻ｍ_τΔｔの位相差Δφ_ＰＣ（ｎ_Ｔｘ，ｖ）が生じる（同位相ではない）ため、送信周波数毎に分離された相関後の信号をコヒーレントに積分されない問題がある（積分しても積分損失が発生し、かつ、不要ピークが発生する）。

　図１０に帯域合成した場合のドップラ周波数の影響を示す。図１０Ａに示すように、ドップラ周波数の影響が無い場合、隣り合う帯域の信号がコヒーレントに合成され、電力が増大し検出性能が向上し、距離分解能が向上する（図中、区間１００１参照）。一方、図１０Ｂに示すように、ドップラ周波数の影響がある場合、隣り合う帯域の相関後の信号の位相が異なり、積分損失が発生する問題がある（図中、矢印１００２参照）。また、ドップラ周波数の影響がある場合、圧縮される距離が目標相対距離と異なる問題がある（図中、矢印１００３参照）。隣り合う帯域の相互相関に加え、ドップラ周波数に対応して相互相関による不要ピークの上昇を招き、サイドローブがさらに上昇する問題がある（図中、区間１００４参照）。なお、図１０Ａ及び図１０Ｂにおいて、区間１００５は、相互相関によりサイドローブが上昇している部分を示している。

　実施の形態１は、上記問題を解消することを目的として構成されたもので、以降、第１の信号処理器２３０－１の各処理部の説明を行う。図１１は、第１の信号処理器２３０－１における各処理部の動作を示すフローチャートである。
　距離方向周波数領域変換部２３１－１は、受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘの受信ビデオ信号Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｍ）を取得する（ステップＳＴ４１）と、この受信ビデオ信号Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｍ）に対して式（１７）に従い高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行い、距離方向周波数に基づく信号Ｆ_Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｋ_ｒ）を生成する（ステップＳＴ４２）。式（１７）において、ｆ_ｓａｍｐはサンプリング周波数、Ｍ_ｆｆｔは距離方向ＦＦＴ点数、ｋ_ｒは距離方向周波数のサンプリング番号である。距離方向周波数領域に変換後の距離方向周波数ビン番号ｋ_ｒの距離方向周波数ｆ_{ｒ，ｓａｍｐ}（ｋ_ｒ）は式（１８）で表され、距離方向周波数領域のサンプリング間隔Δｆ_ｓａｍｐは式（１９）で表される。

　距離方向周波数領域変換部２３１－１は、距離方向周波数に基づく信号Ｆ_Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｋ_ｒ）をヒット方向周波数領域変換部２３２－１に出力する。図１２に距離方向周波数領域変換処理による入出力の関係を示す。
　また、図１３に受信ビデオ信号Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｍ）と、距離方向周波数に基づく信号Ｆ_Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｋ_ｒ）のスペクトルを示す。図１３Ａは受信ビデオ信号、図１３Ｂは距離方向周波数に基づく信号を表す。図１３Ａにおいて、点線で示す距離の値は、目標初期相対距離Ｒ_０とあいまいさなく計測可能な距離Ｒ_ａｍｂである。また、図１３Ｂのｆ_ｓａｍｐはサンプリング周波数である。図１３Ａでは、ヒット毎に受信される距離がｖＴ_ｐｒｉ／２だけ変化していることを説明している。一方、図１３Ｂでは、全ヒットで目標相対速度ｖに相当するドップラ周波数だけ変化していることを説明している。距離方向周波数領域変換部２３１－１が距離方向周波数に基づく信号Ｆ_Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｋ_ｒ）を生成したため、送信レーダの送信周波数の帯域毎に距離方向周波数で分離することが可能になる。また、距離方向が時間軸だった受信ビデオ信号では、移動目標の場合、ヒット間で同じ距離ビンでなく、積分損失が発生する可能性があったが、距離方向周波数に基づく信号ではヒット間で同じ距離方向周波数ビンに統一され、積分損失なくヒット方向に積分することが可能になる。

　式（１７）より、距離方向周波数に基づく信号Ｆ_Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｋ_ｒ）をヒット方向の周波数領域変換する際に関する項は式（２０）である。式（２０）で表される項に対して、式（２１）に従いヒット方向に周波数領域に変換することで、距離方向周波数ビン番号ｋ_ｒ毎のヒット方向ドップラ周波数に基づく信号Ｆ_ｆｆｔ（ｈ_ｆｆｔ，ｋ_ｒ）が生成される。式（２１）より、距離方向周波数ビン番号ｋ_ｒ毎のヒット方向ドップラ周波数に基づく信号Ｆ_ｆｆｔ（ｈ_ｆｆｔ，ｋ_ｒ）が絶対値を示すドップラ周波数ビンｈ_{ｆｆｔ，ｐｅａｋ}（ｋ_ｒ）が式（２２）に示すように、距離方向周波数ビンに応じて変化するため積分損失が発生する問題がある。ここで、Ｈ_ｆｆｔ，はヒット方向ＦＦＴ点数、ｈ_ｆｆｔ，はヒット方向ドップラ周波数領域のサンプリング番号である。

　以上より、距離方向周波数に基づく信号Ｆ_Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｋ_ｒ）に対してヒット方向周波数領域変換を実施した場合、図１４に示すように送信周波数および変調帯域中の周波数に応じてヒット方向ドップラ周波数が変化し、積分損失が発生する問題がある。変調帯域によるドップラ周波数差Δｆ_{ｄ，ＮＴｘ}とドップラ周波数分解能Δｆ_{ｄ，ｒｅｓｏｌ}が式（２３）の関係の場合、積分損失が発生する。図１４において、区間１４０１は、目標相対速度ｖの場合の受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘの距離方向に基づく信号Ｆ_ｖ（ｎ_Ｒｖ，ｈ，ｋ_ｒ）のヒット方向ＦＦＴ後の送信レーダ１００－１に相当する部分を示し、区間１４０２は、同様の送信レーダ１００－２に相当する部分、区間１４０３は、送信レーダ１００－３に相当する部分を示している。また、図中のΔｆ_ＦＦＴはヒット方向周波数領域の周波数サンプル間隔、ｆ_ｐｒｆはパルス繰り返し周波数、ｆ_ｒ,ｓｔ(ｎ_Tｘ,ｖ)は目標相対速度ｖの場合の送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘの最小の距離方向周波数、ｆ_ｒ，ｅｎ（ｎ_Ｔｘ，ｖ）は目標相対速度ｖの場合の送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘの最大の距離方向周波数、ｆ_ｄ，ｓｔ（ｎ_Ｔｘ，ｖ）は目標相対速度ｖの場合の送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘの最小のドップラ周波数、ｆ_ｄ，ｅｎ（ｎ_Ｔｘ，ｖ）は目標相対速度ｖの場合の送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘの最大のドップラ周波数、である。図１４に示すように、目標相対速度ｖが未知の場合は、適切な参照信号を生成できずに、距離方向周波数とドップラ周波数に基づく信号に対してパルス圧縮を損失なく行うことは困難であった。受信ビデオ信号に対しても同様の問題が発生する。

　ヒット方向周波数領域変換部２３２－１は、受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘの距離方向周波数に基づく信号Ｆ_Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｋ_ｒ）を損失なくパルス圧縮及びコヒーレントに帯域合成することを目的として設けられている。そこで、ヒット方向周波数領域変換部２３２－１では、異なる送信周波数及び変調帯域毎に、つまり、距離方向周波数ビン毎にドップラ速度ビンが同じになるように、距離方向周波数ビン毎にドップラ周波数間隔を変えながらヒット方向周波数領域に変換するのにチャープｚ変換（ＣＺＴ：Ｃｈｉｒｐ　Ｚ－Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を用いる。図１５にＣＺＴによる送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘの距離方向周波数に基づく信号に対するヒット方向周波数領域変換結果である速度と距離方向周波数に基づく信号を示す。図１５において、Δｖ_ＣＺＴはヒット方向周波数領域の速度サンプル間隔である。図１５は、送信レーダ１００－ｎ_Ｒｘの距離方向周波数に基づく信号が目標相対速度ｖを示す速度ビンになるようヒット方向周波数変換させる例であり、重畳された帯域の異なる送信レーダ１００－１、送信レーダ１００－２、送信レーダ１００－３の信号が同じ速度ビンにヒット方向周波数に変換される。図１５において、区間１５０１は、目標相対速度ｖの場合の受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘの速度と距離方向に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｒ，ｈ，ｋ_ｒ）の送信レーダ１００－１に相当する部分を示し、区間１５０２は、同様の送信レーダ１００－２に相当する部分、区間１５０３は、送信レーダ１００－３に相当する部分を示している。
　ヒット方向周波数領域変換部２３２－１は、距離方向周波数に基づきＣＺＴの変換関数を変化させることで、ヒット方向周波数領域変換後の信号のドップラ速度ビンを同じになるように動作する。

　ヒット方向周波数領域変換部２３２－１は、受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘの距離方向周波数に基づく信号Ｆ_Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｋ_ｒ）に対して、式（２４）で表されるＣＺＴを行うことでヒット方向周波数領域に変換し、速度と距離方向周波数に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｒ）を生成する（図１１におけるステップＳＴ４３）。ここで、ｚ_ｋｒ ^－ｈは各距離方向周波数ｆ_{ｒ，ｓａｍｐ}（ｋ_ｒ）に対応するＣＺＴの変換関数、Ａ_ｋｒは各距離方向周波数ｆ_{ｒ，ｓａｍｐ}（ｋ_ｒ）に対応する変換開始位相（式（２５））、Ｗ_ｋｒ ^{－ｈｃｚｔ}は各距離方向周波数ｆ_{ｒ，ｓａｍｐ}（ｋ_ｒ）に対応するＣＺＴの変換範囲関数（式（２６））、ｖ_ｓｔは変換開始速度、ｖ_ｅｎは変換終了速度、Ｈ_ｃｚｔはＣＺＴ後のサンプリング数である。ヒット方向周波数領域に変換後の速度ビン番号ｈ_ｃｚｔの相対速度ｖ_ＣＺＴ（ｈ_ｃｚｔ）は式（２７）で表される。ヒット方向周波数領域の速度サンプリング間隔Δｖ_ｃｚｔは式（２８）で表される。

　距離方向周波数に基づく信号Ｆ_Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｋ_ｒ）のヒット方向周波数領域変換に関わる項（式（２０））に対して、式（２４）～式（２６）を用いてヒット方向周波数領域変換、すなわちＣＺＴを行った結果は式（２９）で表される。速度と距離方向周波数に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｒ）の絶対値が最大値を示す速度ビンｈ_{ｃｚｔ，ｐｅａｋ}は式（３０）で表される。

　式（２４）～式（２６）によるヒット方向周波数領域変換部２３２－１の処理により、式（２９）及び式（３０）から、どの送信周波数（ｆ_０＋ｆ_{ｒ，ｓａｍｐ}（ｋ_ｒ））においても、図１５に示すように速度と距離方向周波数に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｒ）がヒット方向周波数方向に変換開始速度ｖ_ｓｔから変換終了速度ｖ_ｅｎを同じ速度サンプリング間隔Δｖ_ｃｚｔでサンプリングされ、目標が同じドップラ速度ビンにサンプリングされる。また、ＣＺＴ後のサンプリング数Ｈ_ｃｚｔを任意に設定することができ、所望のサンプリング間隔にすることが可能になる。変換開始速度ｖ_ｓｔ、変換終了速度ｖ_ｅｎは、想定される相対速度を任意に設定することが可能になる。すなわち、式（３１）で表されるパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉで規定されるあいまいさなく計測可能な速度ｖ_ａｍｂにかかわらず、式（３２）のように設定することが可能である。したがって、あいまいさなく計測可能な速度ｖ_ａｍｂの範囲毎に演算する必要なく、所望の速度範囲の目標を一度に演算でき、演算量低減、高速化が可能になる。

　ヒット方向周波数領域変換部２３２－１は、式（２４）で表されるＣＺＴを、式（３３）で表される高速フーリエ変換（ＦＦＴ）と高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ　ＦＦＴ）を用いた周波数領域での畳み込み積分で実現することで、離散フーリエ変換（ＤＦＴ：Ｄｉｓｃｒｅｔｅ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）に比べ、高速に処理することが可能になる。式（３３）中、＊は畳み込みを表す。

　図１６にヒット方向周波数領域変換処理による入出力の関係を示す。
　図１４に示すように距離方向周波数に基づく信号は距離方向周波数に応じてドップラ周波数が異なっているのに対して、図１５に示すようにヒット方向周波数領域変換部２３２－１のヒット方向周波数領域変換によって目標相対速度ビンに現れることを説明している。

　速度と距離方向周波数に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｒ）が、クラッタ等のサイドローブに埋もれることが懸念される場合、ヒット方向周波数領域変換部２３２－１は、式（３４）に従い窓関数処理を行い、窓関数処理後の距離方向周波数に基づく信号Ｆ_Ｖ’（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｋ_ｒ）を生成する。ここでは、式（３５）で表されるハミング窓ｗ_ｈａｍ（ｈ）で説明している。ハミング窓以外の窓関数を用いても良い。窓関数処理を行うことで、ヒット方向周波数領域変換後の信号の速度方向のサイドローブが低減され、目標がサイドローブに埋もれることを回避することができる。
　窓関数処理を行った場合、ヒット方向周波数領域変換部２３２－１は、距離方向周波数に基づく信号Ｆ_Ｖ（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｋ_ｒ）に代えて、窓関数処理後の距離方向周波数に基づく信号Ｆ_Ｖ’（ｎ_Ｒｘ，ｈ，ｋ_ｒ）を代入し、式（２４）あるいは式（３３）に従いヒット方向周波数領域に変換し、速度と距離方向周波数に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｒ）を生成する。

　ヒット方向周波数領域変換部２３２－１は、速度と距離方向周波数に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｒ）を相関部２３３－１に出力する。
　ドップラ周波数がある場合、つまり、移動目標の場合、観測時間中の移動距離が距離分解能以上になり、積分損失が劣化する問題がある。実施の形態１は、ヒット方向周波数領域変換処理の前に、距離方向周波数領域変換部２３１－１を設けているため、ヒット間で距離方向周波数ビンが統一され、観測時間中の移動距離の影響なく、ヒット方向周波数領域変換処理をコヒーレント積分として積分損失なく行うことが可能になる。

　相関部２３３－１は、各送信周波数と各速度ビンに対応した速度に基づく参照信号と、速度と距離方向周波数に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｒ）の相関、つまりパルス圧縮を行い、送信周波数毎に分離した速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ＰＣ（ｎ_Ｔｘ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）を生成する。（図１１におけるステップＳＴ４４）。
　図１７及び図１８を参照して、相関部２３３－１の速度と距離方向周波数に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｒ）と各送信レーダの送信周波数及び各速度ビンに対応した速度に基づく参照信号Ｅｘ（ｎ_Ｔｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｍ）との周波数領域での相関処理、つまりパルス圧縮について説明する。図１７において、処理ブロック１７０１－１は、受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘの速度と距離方向周波数に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｒ）と送信レーダ１００－１の送信周波数及び各速度ビン番号ｈ_ｃｚｔに対応した速度に基づく参照信号Ｅｘ（１，ｈ_ｃｚｔ，ｍ）との相関処理（パルス圧縮処理）を示す。また、処理ブロック１７０１－Ｎは、受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘの速度と距離方向周波数に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｒ）と送信レーダＮ_Ｔｘの送信周波数及び各速度ビン番号ｈ_ｃｚｔに対応した速度に基づく参照信号Ｅｘ（Ｎ_Ｔｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｍ）との相関処理（パルス圧縮処理）を示している。また、図１８は速度と相関後の距離に基づく信号を示し、点線で示す距離の値は、あいまいさなく計測可能な距離Ｒ_ａｍｂである。

　図１９に示すように、目標がドップラ周波数を有している場合、受信信号は変調成分とドップラ周波数成分を含んだ信号であるが、参照信号は変調成分のみの信号であるため、圧縮される距離がずれる、相関が低くなる等の問題が発生する。なお、図１９において、実線は送信レーダ１００－１～１００－３の送信信号を、破線はドップラ周波数の影響がある受信信号を示している。また、隣り合う帯域との相互相関が高くなり、図１０Ｂの曲線１００４に示すように不要ピークが高くなる問題や、矢印１００３及び式（１４）に示すように距離がずれる問題がある。

　この問題を解決するために、相関部２３３－１は、パルス内変調信号Ｌ_ｃｈｐ（ｎ_Ｔｘ，ｈ，ｔ）と同じ各送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘの周波数変調量Ｂ_ｎＴｘと変調帯域幅ΔＢ_ｎＴｘに加え、各速度ビンの速度に対応するドップラ周波数を含む参照信号Ｅｘ（ｎ_Ｔｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｍ）を式（３６）に従い生成する。式（３６）中の第２項が各速度ビンの速度に対応するドップラ周波数を表しており、パルス圧縮の前にヒット方向周波数領域変換部２３２－１によりヒット方向に周波数領域に変換されている。その結果、目標相対速度ビンに積分された信号がドップラ周波数の影響が無くパルス圧縮が可能になり、静止目標、移動目標にかかわらず目標初期相対距離に積分され、測距性能向上が可能になる。また、式（３６）で示すように、送信周波数毎、速度ビンに対応した速度毎の参照信号を生成しているため、各送信周波数で速度毎の目標からの受信ビデオ信号をドップラ周波数の影響が無くパルス圧縮を行えることが可能になる。ヒット方向周波数領域変換部２３２－１の前に設けた距離方向周波数領域変換部２３１－１が距離方向に周波数領域に変換するため、距離方向周波数に基づく信号ではヒット間で同じ距離方向周波数ビンに統一されるため、目標移動によるヒット間に異なる距離ビンに観測される損失はなくヒット間の積分が可能になる。周波数領域で相関演算をするために、受信信号を周波数領域に変換する必要があるが、距離方向周波数領域変換部２３１－１が距離方向周波数領域変換を行うようにしたので、図１７に示すように、相関部２３３－１は送信レーダｎ_Ｔｘ毎に距離方向周波数領域変換を行う必要がなく、演算量が低減した効果を得る。すなわち、送信レーダｎ_Ｔｘ毎に距離方向周波数領域変換を行う場合と比較すると、演算量は１／Ｎ_Ｔｘに低減する。送信レーダ数Ｎ_Ｔｘが多くなるほど、演算量低減効果は大きくなる。実施の形態１の構成により、ハードウェア規模を小さくすることが可能になる。

　相関部２３３－１は、参照信号Ｅｘ（ｎ_Ｔｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｍ）を式（３７）により高速フーリエ変換（ＦＦＴ：Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）した後、速度と距離方向周波数に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｒ）と乗算する（式（３８））。ここで、＊は複素共役を表す。

　最後に、相関部２３３－１は、乗算結果Ｆ_Ｖ・Ｅｘ（ｎ_Ｔｘ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｒ）に対して、式（３９）により高速フーリエ逆変換（ＩＦＦＴ：Ｉｎｖｅｒｓｅ　Ｆａｓｔ　Ｆｏｕｒｉｅｒ　Ｔｒａｎｓｆｏｒｍ）を行い、相関処理の結果、送信周波数毎に分離した速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ＰＣ（ｎ_Ｔｘ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）を生成する（図１１におけるステップＳＴ４５）。図２０に示すように、送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘに対応した参照信号に対応した受信信号がパルス圧縮され、送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘと帯域が異なる、他の送信レーダの受信信号は相関が小さく、抑圧され、送信周波数毎に分離することが可能になる。ここで、図２０Ａは送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘのｎ_Ｔｘ＝１の場合、図２０Ｂはｎ_Ｔｘ＝２の場合、図２０Ｃはｎ_Ｔｘ＝３の場合のパルス圧縮後の信号を示している。これらの図において、信号２００１，２００２，２００３に示すように、送信レーダ１００－ｎ_Ｔｘに対応した受信信号のみ分離され、損失なくパルス圧縮されている。

　また、図２１に速度の異なる複数の目標がある場合の処理結果を示している。図２１Ａは受信ビデオ信号に対して目標１の相対速度ｖ（１）で補償し、パルス圧縮を行い、パルス圧縮の後にヒット方向周波数領域変換処理を行った場合（比較方式、一般的なレーダ装置）、図２１Ｂは実施の形態１の送信周波数毎に分離した速度と相関後の距離に基づく信号を示している。図２１Ａに示す場合、目標１は目標１の相対速度で補償したため、目標１の初期相対距離に損失なく積分されているが、目標２は積分損失が発生し、かつ、初期相対距離と異なる距離に積分されることが分かる。一方、図２１Ｂに示すように、実施の形態１の場合は、目標１、目標２共に損失なく積分され、初期相対距離に積分され、積分性能、測距性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になることが分かる。また、図２２Ａ及び図２２Ｂは、比較方式と実施の形態１の送信周波数毎に分離した速度と相関後の距離に基づく信号の測距誤差及び積分損失を示す図である。図中、一点鎖線が比較方式を示し、実線が実施の形態１の方式を示している。これら図２２Ａ及び図２２Ｂに示すように、実施の形態１では、開始速度ｖ_ｓｔから終了速度ｖ_ｅｎの目標からの受信信号に対して、積分損失、測距誤差が低減する効果がある。
　相関部２３３－１は、送信周波数毎に分離した速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ＰＣ（ｎ_Ｔｘ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）を積分部２３４－１に出力する。

　積分部２３４－１は、相関部２３３－１から取得した送信周波数毎に分離した速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ＰＣ（ｎ_Ｔｘ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）に対して、式（４０）に従って積分を行い、帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_θ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）を生成する（図１１におけるステップＳＴ４６）。ここで、θ’（ｎ_θ）は式（４１）で表される到来角候補、ｎ_θは到来角候補番号、Ｎ_θは到来角候補数、Δθ_ｓａｍｐは想定する目標角度間隔である。θ＝θ’（ｎ_θ）の場合、送信周波数毎に分離した速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ＰＣ（ｎ_Ｔｘ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）がコヒーレントに積分され、帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_θ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）が最大値を示す。

　積分部２３４－１は、帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_θ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）を第２の信号処理器２４０における目標候補検出部２４１に出力する。目標候補検出部２４１は、積分部２３４－１から取得した帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_θ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）に対して、信号強度に基づき、目標候補を検出する。より具体的には、例えば、ＣＡ－ＣＦＡＲ（Ｃｅｌｌ　Ａｖｅｒａｇｅ　Ｃｏｎｓｔａｎｔ　Ｆａｌｓｅ　Ａｌａｒｍ　Ｒａｔｅ）処理が考えられる。目標候補検出部２４１は、帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_θ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）と、検出した目標候補の到来角候補番号ｎ_θ’、速度ビン番号ｈ_ｃｚｔ’と距離方向のサンプリング番号ｋ_ｐｃ′を目標相対速度・相対距離・到来角算出部２４２に出力する。

　あいまいさなく計測可能な速度ｖ_ａｍｂと、変換開始速度ｖ_ｓｔと変換終了速度ｖ_ｅｎが式（３２）の関係の場合、図２３に示すように真の目標相対速度ｖを基準にしてあいまいさなく計測可能な速度ｖ_ａｍｂ間隔に虚像が発生する。また、虚像の距離と目標相対距離との差ΔＲ_{ＰＣ，ｖ，ａｍｂ}（ｎ_{ｖ，ａｍｂ}）は式（４２）により表される。ここで、ｎ_{ｖ，ａｍｂ}は速度折り返し数である。真の目標相対速度ｖの目標はあいまいさなく計測可能な速度ｖ_ａｍｂにかかわらず損失なく真の目標初期相対距離Ｒ_０に積分されるが、虚像を抑圧する場合はパルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_Ｔｘが、虚像抑圧度評価値と予め定めた閾値に基づいて速度あいまい数の異なる信号を抑圧するためのパルス内変調パラメータを算出及び設定する機能を備えることとする。この機能を備えるパルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_Ｔｘをパルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_ＴｘＢと称して以下説明する。

　パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_ＴｘＢは、虚像抑圧度評価値Ｌ_{ｖ，ａｍｂ}（ｎ_{ｖ，ａｍｂ}）と閾値Ｌ’_{ｖ，ａｍｂ}が式（４３）の条件を満たすようにパルス内変調パラメータを算出し、設定する。パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_ＴｘＢは、パルス内変調パラメータを用いて、式（４４）に従い虚像抑圧度評価値Ｌ_{ｖ，ａｍｂ}（ｎ_{ｖ，ａｍｂ}）を算出する。式（４４）の分子は、真の目標相対速度ｖに対して速度折り返し数ｎ_{ｖ，ａｍｂ}の場合の帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_θ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）の振幅（積分結果）で、式（４４）の分母は真の目標相対速度ｖの場合の帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_θ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）の振幅（積分結果の理論値）である。ここで、ｋ_ｒ，ｓｔは距離方向周波数の積分開始ビン、ｋ_ｒ，ｅｎは距離方向周波数の積分終了ビン、ｓｉｎｃ（Ｘ）は変数Ｘのｓｉｎｃ関数、Δｆ_{ｄ，ｖ，ａｍｂ}（ｎ_{ｖ，ａｍｂ}，ｋ_ｒ）は距離方向周波数ビン番号ｋ_ｒ、速度折り返し数ｎ_{ｖ，ａｍｂ}時の速度と距離方向周波数に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｒ）の絶対値が最大を示すドップラ周波数との差（式（４５））、Δｆ_{ｄ，ｒｅｓｏｌ}はドップラ周波数分解能（式（４６））である。図２４に示すように、式（４３）の条件を満たさない場合は、ドップラ周波数との差Δｆ_{ｄ，ｖ，ａｍｂ}（ｎ_{ｖ，ａｍｂ}，ｋ_ｒ）が小さく、虚像が積分されやすくなっている。目標と目標の虚像の積分値が小さいため、誤警報や測距性能、測速度性能が劣化する問題がある。従って、パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_ＴｘＢは虚像が積分されないように、つまり、抑圧されるようにパルス内変調パラメータを算出し、設定するように動作する。なお、区間２４０１は目標相対速度ｖの場合の受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘの速度と距離方向に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｒ，ｈ，ｋ_ｒ）の送信レーダ１００－１に相当する部分を示し、区間２４０２は、同様の送信レーダ１００－２に相当する部分、区間２４０３は、送信レーダ１００－３に相当する部分を示している。

　パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_ＴｘＢは、式（４４）～式（４６）に基づき、虚像抑圧度評価値Ｌ_{ｖ，ａｍｂ}（ｎ_{ｖ，ａｍｂ}）と閾値Ｌ’_{ｖ，ａｍｂ}が式（４３）の条件を満たすパルス内変調パラメータの変調帯域幅ΔＢ_ｎＴｘ、あいまいさなく計測可能な速度ｖ_ａｍｂにかかわるパルス繰り返し周期Ｔ_ｐｒｉ、ドップラ周波数分解能Δｆ_{ｄ，ｒｅｓｏｌ}にかかわる観測時間Ｔ_ｏｂｓを算出する。例えば、パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_ＴｘＢは、図２５に示すように、変調帯域幅を変化させた場合の虚像抑圧度評価値Ｌ_{ｖ，ａｍｂ}（ｎ_{ｖ，ａｍｂ}）と閾値Ｌ’_{ｖ，ａｍｂ}の関係を利用して、所望の閾値Ｌ’_{ｖ，ａｍｂ}を満たす変調帯域幅ΔＢ’_Ｌ以上を設定する。図２６に示すように、変調帯域幅ΔＢ＝ΔＢ’_Ｌを設定した場合、ドップラ周波数との差Δｆ_{ｄ，ｖ，ａｍｂ}（ｎ_{ｖ，ａｍｂ}，ｋ_ｒ）が大きくなり、虚像の積分値が小さくなるため、図２７に示すように虚像が抑圧され、誤警報が低減したレーダ装置を得ることが可能になる。なお、図２６において、区間２６０１は目標相対速度ｖの場合の受信レーダ２００－ｎ_Ｒｘの速度と距離方向に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｒ，ｈ，ｋ_ｒ）の送信レーダ１００－１に相当する部分を示し、区間２６０２は、同様の送信レーダ１００－２に相当する部分、区間２６０３は、送信レーダ１００－３に相当する部分を示している。

　パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_ＴｘＢを用いた場合、目標の処理後のＳＮＲ（Ｓｉｇｎａｌ　ｔｏ　Ｎｏｉｓｅ　Ｒａｔｉｏ：信号対雑音比）であるＳＮＲ_ｔｇｔと目標の虚像（速度あいまい数１）の処理後のＳＮＲであるＳＮＲ_{ｔｇｔ，ｖ，ａｍｂ}（ｎ_{ｖ，ａｍｂ}）の関係は式（４７）のように表され、式（４９）で表される目標の虚像（速度あいまい数１）のＳＮＲであるＳＮＲ_{ｔｇｔ，ｖ，ａｍｂ}（ｎ_{ｖ，ａｍｂ}）に比べ、式（４８）で表される目標のＳＮＲであるＳＮＲ_ｔｇｔが十分大きくなり、検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。ここで、ＳＮＲ_ｉｎは受信ビデオ信号のＳＮＲ、ＳＮＲ_{ｃｉ，ｉｍｐ}はヒット方向周波数領域変換によるＳＮＲ改善度、ＳＮＲ_{ｐｃ，ｉｍｐ}はパルス圧縮によるＳＮＲ改善度、ＳＮＲ_{Ｔｘ，ｉｍｐ}は帯域合成によるＳＮＲ改善度、Ｍ_ｐは受信パルスのサンプル数である。

　上記に示すようにパルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_ＴｘＢは所望の速度あいまい数、パルス内変調パラメータを用いて、虚像を抑圧できるため、速度あいまい数の異なるクラッタを想定し、パルス内変調パラメータを算出、設定することでクラッタの影響を抑圧することが可能になる。図２８Ａに示すように一般的なレーダでは目標とクラッタが分離できず、検出困難であるが、図２８Ｂに示すように、パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_ＴｘＢを用いた実施の形態１では、パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_ＴｘＢが速度あいまい数が異なるクラッタを抑圧するようにパルス内変調パラメータを算出、設定する（矢印２８０１参照）。このため、目標の処理後のＳＮＲであるＳＮＲ_ｔｇｔとクラッタの虚像（速度あいまい数１）の処理後のＳＮＲであるＳＮＲ_{ｃｌｔ，ｖ，ａｍｂ}（ｎ_{ｃｌｔ，ｖ，ａｍｂ}）の関係は式（５０）のように表され、式（５１）で表されるクラッタの虚像（速度あいまい数１）の処理後のＳＮＲであるＳＮＲ_{ｃｌｔ，ｖ，ａｍｂ}（ｎ_{ｃｌｔ，ｖ，ａｍｂ}）に比べ、式（４８）で表される目標のＳＮＲであるＳＮＲ_ｔｇｔが十分大きくなり、検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。ここで、ｎ_{ｃｌｔ，ｖ，ａｍｂ}はクラッタの速度あいまい数である。
　パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_ＴｘＢは、パルス内変調パラメータをパルス内変調信号発生器１２４－ｎ_Ｔｘに出力する。

　目標相対速度・相対距離・到来角算出部２４２は、取得した目標候補の到来角候補番号ｎ_θ’、速度ビン番号ｈ_ｃｚｔ’と距離方向のサンプリング番号ｋ_ｐｃ’に基づき、式（５２）に従って目標候補到来角θ’_ｔｇｔを、また、式（５３）に従って目標候補相対速度ｖ’_ｔｇｔを、さらに式（５４）に従って目標候補相対距離Ｒ’_ｔｇｔを算出する。ここで、Δｒ_ＩＦＦＴは相関後の距離方向のサンプリング間隔である。目標相対速度・相対距離・到来角算出部２４２は、到来角候補番号ｎ_θ’に対応する目標候補到来角θ’_ｔｇｔ、目標候補相対速度ｖ’_ｔｇｔ、目標候補相対距離Ｒ’_ｔｇｔを表示器２５０に出力する。

　表示器２５０は、信号処理結果として、目標情報として目標候補到来角θ’_ｔｇｔ、目標候補相対速度ｖ’_ｔｇｔ、目標候補相対距離Ｒ’_ｔｇｔを画面上に表示する。

　このように、実施の形態１のレーダ装置では、複数の送信レーダが異なる送信周波数を送信し、目標で反射して受信する受信レーダにおいて、異なる送信周波数の受信ビデオ信号をドップラ周波数の影響がなくコヒーレントに積分するために、距離方向周波数領域変換部２３１－１は、受信ビデオ信号に対して、距離方向周波数領域変換を行い、距離方向周波数に基づく信号を生成する。距離方向周波数領域変換部２３１－１が生成した距離方向周波数に基づく信号は、ヒット間で同じ距離方向周波数ビンに統一され、積分損失なくヒット方向に積分することが可能になり、移動目標に対する目標検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。また、相関部２３３－１は距離方向周波数領域で参照信号との相関をするが、距離方向周波数領域変換部２３１－１が距離方向周波数に基づく信号を生成するので、送信レーダ毎に距離方向周波数領域変換をする必要がなく、演算量が低減しながら効果は同様なレーダ装置を得ることが可能になる。

　ヒット方向周波数領域変換部２３２－１は、異なる送信周波数及び変調帯域毎に、つまり、距離方向周波数ビン毎にドップラ速度ビンが同じになるように、異なる送信周波数及び距離方向周波数ビン毎にドップラ周波数間隔を変えながらチャープｚ変換によりヒット方向周波数領域に変換する。このヒット方向周波数領域への変換処理は、離散フーリエ変換でも良い。ヒット方向周波数領域変換部２３２－１が、異なる送信周波数及び変調帯域毎に、つまり、距離方向周波数ビン毎にドップラ速度ビンが同じになるようにヒット方向周波数領域に変換するため、目標相対速度を検出及び算出する必要がなく、変調帯域によるドップラ周波数が変化する影響がなく、低ＳＮＲの目標検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。

　相関部２３３－１は、各送信周波数と各速度ビンに対応した速度に基づく参照信号Ｅｘ（ｎ_Ｔｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｍ）と、速度と距離方向周波数に基づく信号Ｆ_ＣＺＴ（ｎ_Ｔｘ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｒ）との相関、つまりパルス圧縮を行い、送信周波数毎に分離した速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ＰＣ（ｎ_Ｔｘ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）を生成する。相関部２３３－１が各送信周波数と各速度ビンに対応した速度に基づく参照信号Ｅｘ（ｎ_Ｔｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｍ）を用いてパルス圧縮するため、ドップラ周波数の影響がなくパルス圧縮が可能になる。その結果、静止目標、移動目標も共に目標初期相対距離にパルス圧縮されて距離計測性能が向上し、また、ドップラ周波数のある受信信号に対しても不要ピークの増大を抑えることが可能なレーダ装置を得ることが可能になる。また、検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。

　積分部２３４－１は、相関部２３３－１から入力された送信周波数毎に分離した速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ＰＣ（ｎ_Ｔｘ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）に対して積分を行い、帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_θ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）を生成する。つまり、異なる送信周波数の受信ビデオ信号を積分するが、送信周波数が異なる場合、ドップラ周波数も異なり、その結果、異なる送信周波数の受信ビデオ信号は位相が異なってコヒーレントではなく、積分損失が発生する問題がある。この問題に対して、相関部２３３－１が各送信周波数と各速度ビンに対応した速度に基づく参照信号Ｅｘ（ｎ_Ｔｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｍ）を用いるため、コヒーレントとなり、損失なく積分することが可能になる。従って、積分後、電力が増大し検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。

　以上説明したように、実施の形態１のレーダ装置によれば、パルス信号とパルス信号を変調するパルス内変調信号とを用いて生成したそれぞれ異なる周波数の送信信号を放射する複数の送信レーダと、目標で反射して戻った送信信号の受信信号を受信ビデオ信号に変換する受信部と、受信ビデオ信号を、距離方向周波数に基づく信号に変換する距離方向周波数領域変換部と、距離方向周波数に基づく信号を、送信信号の周波数の変化とは独立して目標のドップラ周波数が同一の速度ビン番号に属するように、速度と距離方向周波数に基づく信号に変換するヒット方向周波数領域変換部と、ヒット方向周波数領域変換部の出力信号に対して、複数の送信レーダの送信周波数と速度ビン番号に対応する速度に対応した参照信号を用いて相関処理を行い、複数の送信レーダの送信周波数毎に分離された速度と相関後の距離に基づく信号を生成する相関部と、相関部の出力信号を目標到来角候補で積分し、帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号を生成する積分部と、積分部の出力信号に対して、信号強度に基づき目標候補を検出する目標候補検出部と、目標候補の相対速度、相対距離及び到来角を算出する目標相対速度・相対距離・到来角算出部とを備えたので、目標ドップラ周波数の影響がある場合でも目標検出性能を向上させることができる。

　また、実施の形態１のレーダ装置によれば、複数の送信レーダは、虚像抑圧度評価値と設定された閾値とに基づき速度あいまい数の異なる信号を抑圧するパルス内変調パラメータを算出及び設定するパルス内変調パラメータ設定部を備えたので、虚像が抑圧され、誤警報が抑圧された検出性能、あいまいさなく計測可能な速度以上の目標測速度性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。また、速度あいまい数の異なるクラッタを抑圧するようにパルス内変調パラメータを設定することが可能であり、クラッタの影響がなく検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。

　また、実施の形態１のレーダ装置によれば、複数の送信レーダは、パルス信号を周波数変調するようにしたので、目標ドップラ周波数の影響がある場合でも目標検出性能を向上させることができる。

　また、実施の形態１のレーダ装置によれば、複数の送信レーダは、パルス内を昇順または降順に周波数変調させた送信周波数に基づく異なる周波数の送信信号を、設定された周波数間隔で放射するようにしたので、簡素な構成で異なる送信周波数の信号送出を行うことができる。

　また、実施の形態１のレーダ装置によれば、ヒット方向周波数領域変換部は、距離方向周波数に基づく信号に対して窓関数処理を加えて変換処理を行うようにしたので、ヒット方向周波数領域変換後の信号の速度方向のサイドローブが低減され、目標がサイドローブに埋もれるのを回避することができる。

　また、実施の形態１のレーダ装置によれば、ヒット方向周波数領域変換部は、ヒット方向周波数領域変換後の速度と距離方向周波数に基づく信号を送信周波数の変化に基づき設定された周波数間隔でサンプリングするのに離散フーリエ変換を用いるようにしたので、目標検出性能が向上したレーダ装置を得ることができる。

　また、実施の形態１のレーダ装置によれば、ヒット方向周波数領域変換後の速度と距離方向周波数に基づく信号を送信周波数の変化に基づき設定された間隔でサンプリングするのにチャープｚ変換を用いるようにしたので、目標検出性能が向上したレーダ装置を得ることができると共に、少ない演算量で処理を行うことができる。

　実施の形態１のレーダ装置では複数の送信レーダを想定したが、一つの送信レーダのみを動作させでも良い。異なる送信周波数の受信信号を帯域合成は行わないが、距離方向周波数領域変換部が距離方向周波数領域変換することで移動目標の影響を低減し、ヒット方向周波数領域変換部が変調帯域によるドップラ周波数差を補償する（無くす）ことで、積分性能が向上し検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。また、一つの送信レーダとして、パルス内変調パラメータ設定部を用いて虚像を抑圧することで、あいまいさなく計測可能な速度以上の目標の測速度算出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。

実施の形態２．
　実施の形態２に係わるレーダ装置は、図２９に示すように、送信レーダ１００ａ－ｎ_Ｔｘ（送信レーダ番号ｎ_Ｔｘ、送信レーダ数Ｎ_Ｔｘの場合、ｎ_Ｔｘ＝１，２，…，Ｎ_Ｔｘ）、受信レーダ２００ａ－ｎ_Ｒｘ（受信レーダ番号ｎ_Ｒｘ、受信レーダ数Ｎ_Ｒｘの場合、ｎ_Ｒｘ＝１，２，…，Ｎ_Ｒｘであり、実施の形態２ではＮ_Ｒｘが複数の構成を説明する）、第２の信号処理器２４０ａ、表示器２５０で構成される。

　実施の形態２のレーダ装置が実施の形態１のレーダ装置と異なるのは、送信レーダ１００ａ－ｎ_Ｔｘの送信部１２０ａ－ｎ_Ｔｘと、受信レーダ２００ａ－ｎ_Ｒｘの第１の信号処理器２３０ａ－ｎ_Ｒｘと、第２の信号処理器２４０ａの構成である。これ以外の構成は実施の形態１と同様であるため、対応する部分に同一符号を付してその説明を省略する。
　図３０は、送信部１２０ａ－ｎ_Ｔｘの構成図である。図示のように、送信部１２０ａ－ｎ_Ｔｘは、送信機１２１－ｎ_Ｔｘと、パルス変調器１２２－ｎ_Ｔｘと、局部発振器１２３－ｎ_Ｔｘと、パルス内変調信号発生器１２４ａ－ｎ_Ｔｘと、パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_Ｔｘとを備え、パルス内変調信号発生器１２４ａ－ｎ_Ｔｘ以外は実施の形態１と同様である。

　図３１は、第１の信号処理器２３０ａ－ｎ_Ｒｘの構成図である。図示のように、第１の信号処理器２３０ａ－ｎ_Ｒｘは、距離方向周波数領域変換部２３１－ｎ_Ｒｘと、ヒット方向周波数領域変換部２３２－ｎ_Ｒｘと、相関部２３３ａ－ｎ_Ｒｘと、積分部２３４－ｎ_Ｒｘとを備え、相関部２３３ａ－ｎ_Ｒｘ以外の構成は実施の形態１における第１の信号処理器２３０－１の構成と同様である。
　第２の信号処理器２４０ａでは、第２の積分部２４３を備える点が実施の形態１とは異なる。

　送信部１２０ａ－ｎ_Ｔｘのパルス内変調信号発生器１２４ａ－ｎ_Ｔｘは、式（５５）に従い、周波数変調量Ｂｎ_Ｔｘと変調帯域幅ΔＢｎ_Ｔｘを用い、かつ、隣り合う周波数帯域の周波数変調が複素共役になるように、パルス信号を周波数変調するパルス内変調信号Ｌ_ｃｈｐ（ｎ_Ｔｘ，ｈ，ｔ）を生成し、送信機１２１－ｎ_Ｔｘに出力する。ここで、±はｎ_Ｔｘが奇数の場合は－の符号（つまり、ダウンチャープの周波数変調になる）、偶数の場合は＋の符号（つまり、アップチャープの周波数変調になる）を用いる。
　図３２に各送信レーダの周波数変調量Ｂｎ_Ｔｘと変調帯域幅ΔＢｎ_Ｔｘと周波数変調の関係を示す。周波数変調量Ｂ_２は０である。

　また、式（５６）に従い、パルス内変調β（ｎ_Ｔｘ）を周波数変調に代えて符号変調、例えば疑似ランダム系列を用いても良い。パルス内変調β（ｎ_Ｔｘ）を周波数変調に代えてノンリニア周波数変調に代えても良い。各送信レーダｎ_Ｔｘの変調は同じでも良い。各送信レーダｎ_Ｔｘ毎に直交度の高い変調になるように異なる変調にしても良い。

　また、式（５７）に従い、パルス内変調β（ｎ_Ｔｘ，ｔ）に加えてヒット間符号変調を行っても良い。β_ｃ（ｈ）はヒット間変調符号である。

　実施の形態２では、ヒット間符号変調を行った場合、図３３に示すように、第１の信号処理器２３０ｂ－ｎ_Ｒｘとして、距離方向周波数領域変換部２３１－ｎ_Ｒｘの前にヒット間符号復調部２３５－ｎ_Ｒｘを設け、式（５８）に従い、ヒット間符号を復調する。ここで、ｈ_ｃは想定するエコー次数である。距離あいまい数ｈ_ｃ＝０の場合はあいまいさなく計測可能な距離Ｒ_ａｍｂ以下の目標からの反射受信信号、距離あいまい数ｈ_ｃ＝１の場合、距離あいまい数１の目標からの反射受信信号である。式（５８）に示すように、想定した距離あいまい数ｈ_ｃからの目標受信信号は復調され、損失なく積分されるが、想定した距離あいまい数ｈ_ｃと異なる距離あいまい数の反射受信信号は復調されないため、ヒット間で位相が拡散し、コヒーレントに積分されず、拡散（抑圧）される。したがって、ヒット方向に符号を付加することで、所望の距離あいまい数からの目標反射受信信号のみＳＮＲが向上し、異なる距離あいまい数からの、例えばクラッタからの反射受信信号は抑圧され、目標検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。

　図３４に示すように、ヒット間符号変調も付加することを可能としたパルス内変調信号発生器１２４ａ－ｎ_Ｔｘを用いた実施の形態２では、パルス内変調パラメータ設定部１２５－ｎ_ＴｘＢが距離あいまい数、速度あいまい数が異なるクラッタを抑圧するようにパルス内変調パラメータを算出及び設定する。このため、目標の処理後のＳＮＲであるＳＮＲ_ｔｇｔとヒット方向符号変調も行った場合のクラッタの虚像（速度あいまい数ｎ_{ｃｌｔ，ｖ，ａｍｂ}、距離あいまい数ｎ_{ｃｌｔ，ｒ，ａｍｂ}）の処理後のＳＮＲであるＳＮＲ_{ｃｌｔ，ｖ，ｒ，ａｍｂ}（ｎ_{ｃｌｔ，ｖ，ａｍｂ}，ｎ_{ｃｌｔ，ｒ，ａｍｂ}）の関係は式（５９）のように表され、式（６０）で表されるヒット方向符号変調も行った（符号が拡散する）場合のクラッタの虚像（速度あいまい数ｎ_{ｃｌｔ，ｖ，ａｍｂ}、距離あいまい数ｎ_{ｃｌｔ，ｒ，ａｍｂ}）の処理後のＳＮＲであるＳＮＲ_{ｃｌｔ，ｖ，ｒ，ａｍｂ}（ｎ_{ｃｌｔ，ｖ，ａｍｂ}，ｎ_{ｃｌｔ，ｒ，ａｍｂ}）に比べ、式（４８）で表される目標のＳＮＲであるＳＮＲ_ｔｇｔが十分大きくなり、検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。

　また、ヒット方向符号変調を行わない場合のクラッタの虚像（速度あいまい数ｎ_{ｃｌｔ，ｖ，ａｍｂ}、距離あいまい数ｎ_{ｃｌｔ，ｒ，ａｍｂ}）の処理後のＳＮＲであるＳＮＲ_{ｃｌｔ，ｖ，ａｍｂ}（ｎ_{ｃｌｔ，ｖ，ａｍｂ}）に比べ、式（６０）で表されるヒット方向符号変調も行った（符号が拡散する）場合のクラッタの虚像（速度あいまい数ｎ_{ｃｌｔ，ｖ，ａｍｂ}、距離あいまい数ｎ_{ｃｌｔ，ｒ，ａｍｂ}）の処理後のＳＮＲであるＳＮＲ_{ｃｌｔ，ｖ，ｒ，ａｍｂ}（ｎ_{ｃｌｔ，ｖ，ａｍｂ}，ｎ_{ｃｌｔ，ｒ，ａｍｂ}）は抑圧され、よりクラッタの影響を受けない検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。

　すなわち、図３４中の矢印３４０１に示すように、目標に対して速度あいまい数１、距離あいまい数１の異なるクラッタが検出対象範囲に漏れこむ。これに対して、矢印３４０２に示すように、距離あいまい数が異なることを利用して抑圧する。また、矢印３４０３に示すように速度あいまい数が異なることを利用して抑圧する。

　相関部２３３ａ－ｎ_Ｒｘは、パルス内変調信号Ｌ_ｃｈｐ（ｎ_Ｔｘ，ｈ，ｔ）と同じ各送信レーダ１００ａ－ｎ_Ｔｘの周波数変調量Ｂ_ｎＴｘと変調帯域幅ΔＢｎ_Ｔｘに加え、各速度ビンの速度に対応するドップラ周波数を含む参照信号Ｅｘ（ｎ_Ｔｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｍ）を式（６１）に従い生成する。また、相関部２３３ａ－ｎ_Ｒｘは、パルス内変調が周波数変調で無い場合は、式（６２）に従い、パルス内変調信号Ｌ_ｃｈｐ（ｎ_Ｔｘ，ｈ，ｔ）と同じ各送信レーダ１００ａ－ｎ_Ｔｘの周波数変調量Ｂｎ_Ｔｘと変調帯域幅ΔＢｎ_Ｔｘ及びパルス内変調に加え、各速度ビンの速度に対応するドップラ周波数を含む参照信号Ｅｘ（ｎ_Ｔｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｍ）を式（６２）に従い生成する。式（６２）に示すように、各速度ビンの速度に対応するドップラ周波数を含む参照信号Ｅｘ（ｎ_Ｔｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｍ）としているため、パルス内変調にかかわらずドップラ周波数の影響を受けずにコヒーレントに積分することが可能になる。
　式（６１）中の±はｎ_Ｔｘが奇数の場合は－の符号（つまり、ダウンチャープの周波数変調になる）、偶数の場合は＋の符号（つまり、アップチャープの周波数変調になる）を用いる。以降のパルス圧縮処理内容は、実施の形態１の相関部２３３－１と同様であるので、ここでの説明は省略する。

　送信レーダ１００ａ－ｎ_Ｔｘが図３４に示すように隣り合う帯域の周波数変調を複素共役にした送信信号を送信し、相関部２３３ａ－ｎ_Ｒｘでパルス圧縮した場合の効果について説明する。図３５にドップラ周波数がある場合の受信信号を示す。図３５中、送信レーダ１００ａ－ｎ_Ｔｘの送信信号を実線で示し、ドップラ周波数の影響がある受信信号を破線で示す。送信レーダ１００ａ－ｎ_Ｔｘの送信信号を隣り合う帯域の周波数変調が複素共役になるようにしたため、パルス圧縮の際に相互相関が打ち消しあい（矢印３５０１参照）、図３６に示すように、不要ピークが発生せず、サイドローブが上昇しない効果がある（区間３６０１参照）。なお、図３６Ａは送信レーダ１００ａ－１の相関後の信号、図３６Ｂは送信レーダ１００ａ－２の相関後の信号、図３６Ｃは送信レーダ１００ａ－３の相関後の信号である。また、図３７に示すように積分部２３４－ｎ_Ｒｘで帯域合成した場合も相互相関の影響がなく、サイドローブが上昇せず、低サイドローブの積分結果を得られる（区間３７０１参照）。さらに、帯域を合成したため電力が増大し、距離分解能が向上するという効果が得られる（区間３７０２参照）。すなわち、検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。

　また、図３８に示すように、対象的な周波数帯域の周波数変調が複素共役になるようにしても良い。図示例では送信レーダ１００ａ－１の送信信号と送信レーダ１００ａ－４の送信信号、送信レーダ１００ａ－２の送信信号と送信レーダ１００ａ－３の送信信号が複素共役となっている。このような構成でも、隣り合う帯域の周波数変調を複素共役にした送信信号を送信した場合と同様な効果を得られる。

　第２の積分部２４３は、第１の信号処理器２３０ａ－１～Ｎ_Ｒｘから帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_θ，ｎ_Ｒｘ，ｋ_ｐｃ）が入力される。第２の積分部２４３は、受信レーダ２００ａ－ｎ_Ｒｘ毎の帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_θ，ｎ_Ｒｘ，ｋ_ｐｃ）に対して、式（６３）に従って積分を行い、積分された速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_{ΣＴｘ，Ｒｘ}（ｎ_θ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）を生成する。θ＝θ’（ｎ_θ）の場合、受信レーダ２００ａ－ｎ_Ｒｘ毎の帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_θ，ｎ_Ｒｘ，ｋ_ｐｃ）がコヒーレントに積分され、積分された速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_ΣＴｘ（ｎ_θ，ｎ_Ｒｘ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）は、検出した目標候補の到来角候補番号ｎ_θ’、速度ビン番号ｈ_ｃｚｔ’及び距離方向の周波数のサンプリング番号ｋ_ｐｃ’で電力が最大値を示す。受信レーダ２００ａ－ｎ_Ｒｘ毎の信号を積分することで、電力が増大し検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。受信レーダ２００ａ－ｎ_Ｒｘ毎の信号を積分することで、アンテナ開口長が仮想的に大きくなるため、角度分解能が向上する効果がある。

　第２の積分部２４３は、積分された速度と相関後の距離に基づく信号Ｒ_{ΣＴｘ，Ｒｘ}（ｎ_θ，ｈ_ｃｚｔ，ｋ_ｐｃ）と、検出した目標候補の到来角候補番号ｎ_θ’、速度ビン番号ｈ_ｃｚｔ’と距離方向の周波数のサンプリング番号ｋ_ｐｃ’を目標候補検出部２４１に出力する。目標候補検出部２４１以降の動作は実施の形態１と同様である。

　このように、実施の形態２のレーダ装置では、送信レーダ１００ａ－ｎ_Ｔｘからの送信信号を隣り合う帯域の周波数変調が複素共役になるようにしたため、パルス圧縮の際に相互相関が打ち消しあい、不要ピークが発生せず、サイドローブが上昇しない効果がある。また、積分部２３４－１ｎ_Ｒｘで帯域合成した場合も相互相関の影響がなく、サイドローブが上昇せず、低サイドローブの積分結果を得られる。すなわち、検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。

　また、第２の積分部２４３が受信レーダ２００ａ－ｎ_Ｒｘ毎の信号を積分することで、電力が増大し検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。さらに、受信レーダ２００ａ－ｎ_Ｒｘ毎の信号を積分することで、アンテナ開口長が仮想的に大きくなるため、角度分解能が向上する効果がある。

　以上説明したように実施の形態２のレーダ装置によれば、帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号を目標到来角候補で積分し、積分された速度と相関後の距離に基づく信号を生成する第２の積分部を備え、目標候補検出部は、積分部に代えて第２の積分部の出力信号に対して目標候補の検出を行うようにしたので、電力が増大し検出性能を向上させることができると共に、角度分解能を向上させることができる。

　また、実施の形態２のレーダ装置によれば、複数の送信レーダは、隣り合う周波数帯域の周波数変調が複素共役になるようにパルス内を昇順と降順に周波数変調させた送信周波数に基づく異なる周波数の送信信号を設定された周波数間隔で放射するようにしたので、パルス圧縮の際に相互相関が打ち消しあい、不要ピークが発生せず、サイドローブが上昇しない。その結果、検出性能が向上したレーダ装置を得ることができる。

　また、実施の形態２のレーダ装置によれば、複数の送信レーダは、対象的な周波数帯域の周波数変調が複素共役になるようにパルス内を昇順と降順に周波数変調させた送信周波数に基づく異なる周波数の送信信号を設定された周波数間隔で放射するようにしたので、パルス圧縮の際に相互相関が打ち消しあい、不要ピークが発生せず、サイドローブが上昇しない。その結果、検出性能が向上したレーダ装置を得ることができる。

　また、実施の形態２のレーダ装置によれば、複数の送信レーダは、パルス内変調として符号変調またはノンリニア周波数変調するようにしたので、周波数変調と同様にドップラ周波数の影響がなく、積分損失がなく検出性能、測距性能が向上したレーダ装置を得ることができる。また、送信レーダ毎に直交度の高い異なる符号変調、あるいはノンリニア周波数を用いるようにしたので、パルス圧縮の際に相互相関が打ち消しあい、不要ピークが発生せず、サイドローブが上昇しない。その結果、検出性能が向上したレーダ装置を得ることができる。

　また、実施の形態２のレーダ装置によれば、複数の送信レーダは、パルス内変調に加えてヒット間符号変調を行うと共に、距離方向周波数領域変換部の前段に、距離あいまい数に基づきヒット間符号を復調するヒット間符号復調部を備えたので、所望の距離あいまい数からの目標反射受信信号のみＳＮＲが向上し、異なる距離あいまい数からの例えばクラッタからの反射受信信号は抑圧され、目標検出性能が向上したレーダ装置を得ることが可能になる。

　なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。

　以上のように、この発明に係るレーダ装置は、目標ドップラ周波数の影響がある場合でも、目標検出性能を向上させることのできる構成に関するものであり、ＭＩＭＯレーダ等に用いるのに適している。

　１００－ｎ_Ｔｘ　送信レーダ、１１０－ｎ_Ｔｘ　空中線、１２０－ｎ_Ｔｘ，１２０ａ－ｎ_Ｔｘ　送信部、１２１－ｎ_Ｔｘ　送信機、１２２－ｎ_Ｔｘ　パルス変調器、１２３－ｎ_Ｔｘ　局部発振器、１２４－ｎ_Ｔｘ，１２４ａ－ｎ_Ｔｘ　パルス内変調信号発生器、１２５－ｎ_Ｔｘ　パルス内変調パラメータ設定部、２００－１，２００－ｎ_Ｒｘ，２００ａ－ｎ_Ｒｘ　受信レーダ、２１０－１，２１０－ｎ_Ｒｘ　空中線、２２０－１，２２０－ｎ_Ｒｘ　受信部、２２１－１，２２１－ｎ_Ｒｘ　受信機、２２２－１，２２２－ｎ_Ｒｘ　Ａ／Ｄ変換器、２３０－１，２３０－ｎ_Ｒｘ，２３０ａ－ｎ_Ｒｘ，２３０ｂ－ｎ_Ｒｘ　第１の信号処理器、２３１－１，２３１－ｎ_Ｒｘ　距離方向周波数領域変換部、２３２－１，２３２－ｎ_Ｒｘ　ヒット方向周波数領域変換部、２３３－１，２３３－ｎ_Ｒｘ，２３３ａ－ｎ_Ｒｘ　相関部、２３４－１，２３４－ｎ_Ｒｘ　積分部、２３５－ｎ_Ｒｘ　ヒット間符号復調部、２４０，２４０ａ，２４０ｂ　第２の信号処理器、２４１　目標候補検出部、２４２　目標相対速度・相対距離・到来角算出部、２４３　第２の積分部、２５０　表示器。

Claims

　パルス信号と当該パルス信号を変調するパルス内変調信号とを用いて生成したそれぞれ異なる周波数の送信信号を放射する複数の送信レーダと、
　目標で反射して戻った前記送信信号の受信信号を受信ビデオ信号に変換する受信部と、
　前記受信ビデオ信号を、距離方向周波数に基づく信号に変換する距離方向周波数領域変換部と、
　前記距離方向周波数に基づく信号を、前記送信信号の周波数の変化とは独立して目標のドップラ周波数が同一の速度ビン番号に属するように、速度と距離方向周波数に基づく信号に変換するヒット方向周波数領域変換部と、
　前記ヒット方向周波数領域変換部の出力信号に対して、前記複数の送信レーダの送信周波数と速度ビン番号に対応する速度に対応した参照信号を用いて相関処理を行い、前記複数の送信レーダの送信周波数毎に分離された速度と相関後の距離に基づく信号を生成する相関部と、
　前記相関部の出力信号を目標到来角候補で積分し、帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号を生成する積分部と、
　前記積分部の出力信号に対して、信号強度に基づき目標候補を検出する目標候補検出部と、
　前記目標候補の相対速度、相対距離及び到来角を算出する目標相対速度・相対距離・到来角算出部とを備えたことを特徴とするレーダ装置。
　前記帯域合成された速度と相関後の距離に基づく信号を目標到来角候補で積分し、当該積分された速度と相関後の距離に基づく信号を生成する第２の積分部を備え、前記目標候補検出部は、前記積分部に代えて当該第２の積分部の出力信号に対して目標候補の検出を行うことを特徴とする請求項１記載のレーダ装置。
　前記複数の送信レーダは、虚像抑圧度評価値と設定された閾値とに基づき速度あいまい数の異なる信号を抑圧するパルス内変調パラメータを算出及び設定するパルス内変調パラメータ設定部を備えたことを特徴とする請求項１または請求項２記載のレーダ装置。
　前記複数の送信レーダは、パルス信号を周波数変調することを特徴とする請求項１または請求項２記載のレーダ装置。
　前記複数の送信レーダは、パルス内を昇順または降順に周波数変調させた送信周波数に基づく異なる周波数の送信信号を、設定された周波数間隔で放射することを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。
　前記複数の送信レーダは、隣り合う周波数帯域の周波数変調が複素共役になるようにパルス内を昇順と降順に周波数変調させた送信周波数に基づく異なる周波数の送信信号を設定された周波数間隔で放射することを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。
　前記複数の送信レーダは、対象的な周波数帯域の周波数変調が複素共役になるようにパルス内を昇順と降順に周波数変調させた送信周波数に基づく異なる周波数の送信信号を設定された周波数間隔で放射することを特徴とする請求項３記載のレーダ装置。
　前記複数の送信レーダは、パルス信号を符号変調またはノンリニア周波数変調することを特徴とする請求項１または請求項２記載のレーダ装置。
　前記複数の送信レーダは、パルス内変調に加えてヒット間符号変調を行うと共に、
　前記距離方向周波数領域変換部の前段に、距離あいまい数に基づきヒット間符号を復調するヒット間符号復調部を備えたことを特徴とする請求項１または請求項２記載のレーダ装置。
　前記ヒット方向周波数領域変換部は、前記距離方向周波数に基づく信号に対して窓関数処理を加えて変換処理を行うことを特徴とする請求項１または請求項２記載のレーダ装置。
　前記ヒット方向周波数領域変換部は、ヒット方向周波数領域変換後の速度と距離方向周波数に基づく信号を送信周波数の変化に基づき設定された周波数間隔でサンプリングするのに離散フーリエ変換を用いることを特徴とする請求項１または請求項２記載のレーダ装置。
　前記ヒット方向周波数領域変換部は、ヒット方向周波数領域変換後の速度と距離方向周波数に基づく信号を送信周波数の変化に基づき設定された間隔でサンプリングするのにチャープｚ変換を用いることを特徴とする請求項１または請求項２記載のレーダ装置。
　前記複数の送信レーダのうち、いずれか一つの送信レーダのみを動作させることを特徴とする請求項１または請求項２記載のレーダ装置。