JP6658131B2 - 駆動電流生成回路 - Google Patents

Description

本発明は、センサ素子に通電する駆動電流を生成する回路に関する。

例えば排気ガスセンサを動作させる際には、そのセンサ特性を安定させるためヒータにより数１００℃に加熱した状態で動作させる。そして、排気ガスセンサが適切に加熱されているかどうかを確認するため、排気ガスセンサのインピーダンスを随時測定することが行われている。また、センサの特性を向上させるため、センサに定電流を印加する場合がある。

そのために排気ガスセンサに通電する駆動電流は０μＡ付近の微小な電流となる場合があり、駆動電流を供給する回路は、そのような微小な電流値を精度良く生成する必要がある。一般的には、例えば排気ガスセンサの駆動電流供給点に、直列接続した２つのＭＯＳＦＥＴの共通接続点を接続し、一方よりソース電流を供給すると同時に他方を介してシンク電流を引き出すようにして、両者のバランスで駆動電流値を調整することが行われている。

尚、下記の特許文献１は、センサ素子に駆動電流を通電する回路を開示していないが、上述した背景技術の構成に類似している回路の一例として提示している。

特開２００８−９２３１０号公報

しかしながら、上記のような構成を前提として、端子の電圧によらず電流を０μＡ付近の微小な値から大きな値まで広範囲に流すためには、ＭＯＳＦＥＴの特性上、素子のサイズをある程度大きくする必要がある。

本発明は上記事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、センサ素子に駆動電流を通電する素子のサイズを大型化させることなく、微小な電流を精度良く生成して供給できる駆動電流生成回路を提供することにある。

請求項１記載の駆動電流生成回路によれば、ソース電流調整部は、電源よりセンサ素子に駆動電流を通電するための通電端子へ流すソース電流量を調整し、シンク電流調整部は、前記通電端子よりグランドへ流すシンク電流量を調整する。ソース電流調整部及びシンク電流調整部は、導通端子の一方が前記通電端子に接続され、他方が電源又はグランドに抵抗素子を介して接続される半導体素子と、この半導体素子の導通制御端子の電位を制御するオペアンプとを備え、オペアンプの反転入力端子は、抵抗素子と半導体素子との共通接続点に接続されている。そして、電流制御部は、ソース電流調整部及びシンク電流調整部の何れか一方により流す電流量を固定値として、他方が流す電流量を調整することで、前記通電端子を介して通電される駆動電流量を調整する。このように構成すれば、ソース電流及びシンク電流を流すために使用する素子のサイズを大型化することなく、微小な電流値の調整をより容易に、且つ広範囲に行うことが可能になる。

請求項２記載の駆動電流生成回路によれば、ソース電流調整部及びシンク電流調整部に、電流量を固定値とするためのバイアス電圧として一定電圧を供給する定電圧供給部と、電流量を調整するための可変電圧を供給する可変電圧供給部とを備える。そして、可変電圧供給部は、ソース電流調整部及びシンク電流調整部に対して共通のものを用いる。調整を行うのはソース電流又はシンク電流の何れか一方であるから、共通の可変電圧供給部を、調整を行う側に切り換えて使用することができる。したがって、このように構成すれば、駆動電流生成回路をより小型にすることができる。

請求項３記載の駆動電流生成回路によれば、ソース電流調整部及びシンク電流調整部が備える入力切替え部は、オペアンプの入力端子にバイアス電圧として、一定電圧と可変電圧とを切替えて入力する。このように構成すれば、オペアンプの入力端子に一定電圧を与えることで、半導体素子を介して通電端子に通電される電流量が固定値になり、可変電圧を与えれば前記電流量が当該電圧に応じた値になる。そして、前記半導体素子のサイズを小さくすることができる。

第１実施形態であり、駆動電流生成回路の構成を示す図 Ａ／Ｆセンサ駆動回路を含むセンサ制御システムの構成を示す機能ブロック図 掃引電流の変化パターンを示すタイミングチャート（その１） 掃引電流の変化パターンを示すタイミングチャート（その２） 掃引電流の変化パターンを示すタイミングチャート（その３） 第２実施形態であり、駆動電流生成回路の構成を示す図 第３実施形態であり、駆動電流生成回路の構成を示す図 第４実施形態であり、Ａ／Ｆセンサ駆動回路の電気的構成を示す機能ブロック図 Ａ／Ｆセンサ駆動回路にマイコン及び排気ガスセンサを接続した場合、又はテスタを接続した場合を示す図 Ａ／Ｄコンバータ用の補正データを取得する処理を示すフローチャート 差動増幅回路のゲインが「１．０」の場合の入力差電圧とＡ／Ｄ変換データとの関係を示す図 Ｄ／Ａコンバータ用の補正データを取得する処理を示すフローチャート Ａ／Ｆセンサ駆動回路が補正データに基づき行う補正処理を示すフローチャート 第５実施形態であり、掃引電流の変化パターンを示すタイミングチャート 駆動電流生成回路の構成を示す図 第６実施形態であり、駆動電流生成回路の構成を示す図

（第１実施形態）
図２に示すように、本実施形態のＡ／Ｆセンサ駆動回路１はセンサ制御ロジック２を備え、この制御ロジック２には、外部のマイクロコンピュータ（マイコン）４と通信を行うための通信インターフェイス（Ｉ／Ｆ）５や、データを記憶する例えばフラッシュメモリやＥＥＰＯＭなどの不揮発性メモリからなる記憶装置６が接続されている。Ａ／Ｆセンサ駆動回路１は、いわゆるＡＳＩＣ（特定用途向けＩＣ）で構成されている。また、制御ロジック２には、Ｄ／Ａコンバータ（ＤＡＣ）７及びＡ／Ｄコンバータ（ＡＤＣ）８０が接続されている。尚、詳細は第４実施形態で述べるが、ここでのＡ／Ｄコンバータ８０は、入力側に配置されているアナログフロントエンド（ＡＦＥ）やマルチプレクサ（ＭＰＸ）を含んでいる。

Ｄ／Ａコンバータ７の出力端子は、駆動電流生成回路１０の入力端子に接続されており、駆動電流生成回路１０の出力端子は駆動回路１の端子Ｓ＋に接続されている。端子Ｓ＋は通電端子に相当する。オペアンプ１１の出力端子は、自身の反転入力端子に接続されていると共に、抵抗素子１２を介して駆動回路１の端子Ｓ−に接続されている。電源ＶＤＤとグランドとの間には、抵抗素子１３及び１４の直列回路が接続されており、両者の共通接続点はオペアンプ１１の非反転入力端子に接続されている。

端子Ｓ＋，Ｓ−には、駆動回路１の外部でセンサ素子に相当する排気ガスセンサ１５が接続されている。また、端子Ｓ＋，Ｓ−と、オペアンプ１１の出力端子とは、Ａ／Ｄコンバータ８０の入力端子に接続されている。また、マイコン４は、駆動回路１の通信Ｉ／Ｆ５に対し、排気ガスセンサ１５によりセンシングを行うための各種制御パラメータを送信する。一方、通信Ｉ／Ｆ５は、マイコン４側に排気ガスセンサ１５によるセンシングの結果を示すデータや、排気ガスセンサ１５の特性に関するデータを送信する。

図１に示すように、駆動電流生成回路１０は、電圧電流変換部２１を備えている。電圧電流変換部２１において、電源ＶＤＤとグランドとの間には、抵抗素子２２，ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３，ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２４及び抵抗素子２５の直列回路が接続されている。そして、ＦＥＴ２３及び２４の共通接続点が端子Ｓ＋に接続されている。ＦＥＴ２３，２４の導通制御端子であるゲートには、それぞれオペアンプ２６，２７の出力端子が接続されている。オペアンプ２６，２７の反転入力端子は、それぞれＦＥＴ２３，２４のソースに接続されている。ＦＥＴ２３及び２４は半導体素子に相当する。

Ｄ／Ａコンバータ７の出力端子は、切替スイッチのシンボルで示すアナログスイッチ２８及び２９の入力端子の一方に接続されている。アナログスイッチ２８及び２９は入力切替え部に相当する。アナログスイッチ２８の入力端子の他方には、図示しない基準電圧より固定のＰ側バイアス電圧が付与されている。また、アナログスイッチ２９の入力端子の他方には、同様に固定のＮ側バイアス電圧が付与されている。前記基準電圧は定電圧供給部に相当する。そして、アナログスイッチ２８，２９の出力端子は、それぞれオペアンプ２６，２７の非反転入力端子に接続されている。

制御ロジック２は、アナログスイッチ２８及び２９の切替え制御を、切替信号POLEによって行う。前記制御は連動して行われ、アナログスイッチ２８の入力がＤ／Ａコンバータ７側になると同時に、アナログスイッチ２９の入力はＮ側の固定バイアス電圧側になる。また、アナログスイッチ２８の入力がＰ側の固定バイアス電圧側になると同時に、アナログスイッチ２９の入力はＤ／Ａコンバータ７側になる。また、オペアンプ２６及び２７はイネーブル制御が可能に構成されており、制御ロジック２は、イネーブル信号ＥＮ１，ＥＮ２によりオペアンプ２６，２７のイネーブル制御を個別に行う。

以上の構成において、電圧電流変換部２１の抵抗素子２２，ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ２３及びオペアンプ２６はソース電流調整部２１（＋）を構成し、ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ２４，抵抗素子２５及びオペアンプ２７はシンク電流調整部２１（−）を構成している。また、制御ロジック２，Ｄ／Ａコンバータ７並びにアナログスイッチ２８及び２９は、電流制御部３０を構成している。更に、制御ロジック２及びＤ／Ａコンバータ７は、可変電圧供給部に相当する。

次に、本実施形態の作用について説明する。前述したように、排気ガスセンサ１５を動作させる際には、図示しないヒータにより加熱を行い、その加熱状態を確認するため排気ガスセンサ１５のインピーダンスを随時測定する。インピーダンスの測定は、制御ロジック２がＡ／Ｄコンバータ８０を介し、抵抗素子１２の端子電圧を検出して行う。そのため、駆動電流生成回路１０は、端子Ｓ＋を介して排気ガスセンサ１５にソース電流を供給したり、端子Ｓ＋よりシンク電流を引き出すように制御する。そして、これらの電流は、０μＡ付近の微小な電流である。

駆動電流生成回路１０は、Ｄ／Ａコンバータ７並びにアナログスイッチ２７及び２８を制御して、電圧電流変換部２１により端子Ｓ＋に上記微小な電流を流すように調整する。ソース電流を調整する場合は、図１に示すように、オペアンプ２６の非反転入力端子にＮ側固定バイアス電圧を与える。そして、オペアンプ２７の非反転入力端子には、制御ロジック２がＤ／Ａコンバータ７に入力したデータCODEに応じた可変バイアス電圧を与えて調整する。一方、シンク電流を調整する場合は上記と逆に、オペアンプ２７の非反転入力端子にＰ側固定バイアス電圧を与え、オペアンプ２６の非反転入力端子にはデータCODEに応じた可変バイアス電圧を与えて調整する。このように制御する結果、端子Ｓ＋には、ソース電流とシンク電流とを合計した電流が通電される。

尚、イネーブル信号ＥＮ１をインアクティブにしてオペアンプ２６をディスエーブル状態にすれば、端子Ｓ＋よりシンク電流のみを引き出すことができる。また、イネーブル信号ＥＮ２をインアクティブにしてオペアンプ２７をディスエーブル状態にすれば、端子Ｓ＋にソース電流のみを供給することもできる。

図３〜図５において、センサ印加電流の正側がソース電流，負側がシンク電流である。図３〜図５は、それぞれ異なる掃引電流の変化パターン，バリエーションを示している。図３及び図４では、定常状態では排気ガスセンサ１５よりシンク電流を引き出した状態で駆動する。これにより、センサの種類によっては、例えば触媒浄化率が向上する等のセンサ特性を向上させる、いわゆる「リッチシフト」を行うことになる。

図３に示すパターンでは、掃引の全てを、つまり「掃引（＋）時間」も含めてシンク電流で行っているが、図４に示すパターンでは、「掃引（＋）時間」のみはソース電流を供給する。そして、図５に示すパターンでは「リッチシフト」を行わず、定常状態では排気ガスセンサ１５に通電しない。そして、「掃引（＋）時間」はソース電流を供給し、「掃引（−）時間」はシンク電流を引き出す。尚、このように「掃引（＋）時間」を設けた後に「掃引（−）時間」を設けているのは、排気ガスセンサ１５にソース電流を供給することで内部の容量に充電された電荷を、シンク電流により放電させるためである。

以上のように本実施形態によれば、駆動電流生成回路１０のソース電流調整部２１（＋）は、電源より排気ガスセンサ１５に駆動電流を通電するための端子Ｓ＋へ流すソース電流量を調整し、シンク電流調整部２１（−）は、端子Ｓ＋よりグランドへ流すシンク電流量を調整する。

そして、電流制御部３０は、ソース電流調整部２１（＋）及びシンク電流調整部２１（−）の何れか一方により流す電流量を固定値として、他方が流す電流量を調整することで、端子Ｓ＋を介して通電される駆動電流量を調整する。このように構成すれば、ソース電流及びシンク電流を流すために使用するＦＥＴ２３及び２４のサイズを大型化することなく、微小な電流値の調整をより容易に、且つ広範囲に行うことが可能になる。

そして、電流調整用のバイアス電圧として一定電圧を供給する定電圧供給部と、可変電圧を供給する可変電圧供給部とを備え、可変電圧供給部は、ソース電流調整部２１（＋）及びシンク電流調整部２１（−）に対して共通のセンサ制御ロジック２及びＤ／Ａコンバータ７を用いた。したがって、駆動電流生成回路１０をより小型にすることができる。

また、ソース電流調整部２１（＋）及びシンク電流調整部２１（−）は、導通端子であるドレインが端子Ｓ＋に接続され、同じく導通端子であるソースが電源又はグランドにそれぞれ抵抗素子２２，２５を介して接続されるＦＥＴ２３及び２４と、ＦＥＴ２３及び２４のゲート電位を制御するオペアンプ２６及び２７とを備える構成とした。そして、アナログスイッチ２８及び２９は、オペアンプ２６及び２７の非反転入力端子にバイアス電圧として、一定電圧と可変電圧とを切替えて入力する。これにより、ソース電流及びシンク電流の一方を固定値とし、他方を可変値とする切替えを容易に行うことができる。

（第２実施形態）
以下、第１実施形態と同一部分には同一符号を付して説明を省略し、異なる部分について説明する。図６に示すように、第２実施形態の駆動電流生成回路３１は、第１実施形態の駆動電流生成回路１０よりアナログスイッチ２８及び２９を削除し、Ｄ／Ａコンバータ７の出力端子をオペアンプ２６の非反転入力端子に直接接続し、オペアンプ２７の非反転入力端子には、Ｎ側固定バイアス電圧を直接付与する構成である。

すなわち、シンク電流は常時固定値となり、ソース電流のみを可変させる構成となっている。例えばシンク電流を−１ｍＡで固定し、ソース電流を０〜２ｍＡの範囲で調整すれば、端子Ｓ＋を介して流れる電流を−１ｍＡ〜＋１ｍＡの範囲に調整できる。尚、Ｄ／Ａコンバータ７の出力端子をオペアンプ２７の非反転入力端子に直接接続し、オペアンプ２６の非反転入力端子にはＰ側固定バイアス電圧を直接付与することで、ソース電流を常時固定値とし、シンク電流のみを可変させる構成としても良いことは言うまでもない。

（第３実施形態）
図７に示すように、第３実施形態の駆動電流生成回路４１は、第２実施形態と同様にアナログスイッチ２８及び２９を削除し、Ｄ／Ａコンバータ７の出力端子をオペアンプ２６及び２７の非反転入力端子に直接接続している。また、電源ＶＤＤとグランドとの間には、ソース電流源４２とシンク電流源４３との直列回路が接続されており、これらの共通接続点は端子Ｓ＋に接続されている。電流源４２，４３はイネーブル制御が可能に構成されており、制御ロジック２に替わる制御ロジック４４はイネーブル信号ＥＮ３，ＥＮ４によって電流源４２，４３を個別にイネーブル制御する。

以上の構成において、第１実施形態のソース電流調整部２１（＋）にソース電流源４２を加えたものが第３実施形態のソース電流調整部４５（＋）を構成し、同シンク電流調整部２１（−）にシンク電流源４３を加えたものが同じくソース電流調整部４５（−）を構成している。また、Ｄ／Ａコンバータ７及び制御ロジック４４が第３実施形態の電流制御部４６を構成している。

次に、第３実施形態の作用について説明する。第３実施形態では、Ｄ／Ａコンバータ７の出力電圧によりオペアンプ２６及び２７の非反転入力端子の電位が等しく調整されるため、オペアンプ２６及び２７の出力電圧に応じて端子Ｓ＋に流れるソース電流量とシンク電流量とは同じ値になる。

そして、制御ロジック４４がイネーブル信号ＥＮ３，ＥＮ４により、電流源４２，４３の何れか一方をイネーブル状態にすると共に、それと同じ側のオペアンプ２６，２７をディスエーブル状態にすることで、第１実施形態において、オペアンプ２６及び２７の一方に固定バイアス電圧を付与した場合と同様の状態になる。

例えば、Ｄ／Ａコンバータ７の出力電圧に応じて流れるソース電流値がＩｖ（＋），シンク電流値がＩｖ（−）であり、電流源４２，４３により流れるソース電流値がＩｓ（＋），シンク電流値がＩｓ（−）であるとする。尚、Ｉｓ＞Ｉｖとする。そして、電流源４２をイネーブルにすると共に、オペアンプ２６をディスエーブルにした場合に流れるソース電流値はＩｓ（＋），シンク電流値はＩｖ（−）であるから、端子Ｓ＋を介して流れるシンク電流は｛Ｉｓ（＋）−Ｉｖ（−）｝になる。

以上のように第３実施形態によれば、ソース電流調整部４５（＋）に、端子Ｓ＋に一定のソース電流を流すもので、通電動作が停止可能に構成されるソース電流源４２を備え、シンク電流調整部４５（−）は、端子Ｓ＋より一定のシンク電流を流すもので、同様に通電動作が停止可能に構成されるシンク電流源４３を備える。そして、電流制御部４６は、電流量を固定値とする側の電流源４２，４３を通電動作させると共に、同側のオペアンプ２６，２７をディスエーブル状態にする。したがって、第１実施形態と同様の効果が得られる。

（第４実施形態）
第４実施形態では、例えば第１実施形態において駆動電流の調整を行う以前に、Ｄ／Ａコンバータ７について初期調整，補正を行う。図８に示すように、駆動回路５１において、センサ制御ロジック２に替わるセンサ制御ロジック５２が配置されている。また、オペアンプ１１の非反転入力端子には、Ｄ／Ａコンバータ５３の出力端子が接続されており、Ｄ／Ａコンバータ５３の入力端子は制御ロジック５２の出力端子に接続されている。

制御ロジック５２には、Ｄ／Ａコンバータ５３及びＡ／Ｄコンバータ８１と、Ｄ／Ａコンバータ７とが接続されている。第１実施形態のＡ／Ｄコンバータ８０に相当する部分は、Ａ／Ｄコンバータ８１，アナログフロントエンド（ＡＦＥ）８２及びマルチプレクサ（ＭＰＸ）８３となっている。

Ａ／Ｄコンバータ８１の入力端子は差動入力となっており、各入力端子はＡＦＥ８２の差動出力端子ＡＤＰ，ＡＤＭにそれぞれ接続されている。ＡＦＥ８２は、差動増幅回路（図示せず）を内蔵している。ＡＦＥ８２の入力端子ＩＮＰ，ＩＮＭは、それぞれＭＰＸ８３の出力端子に接続されている。ＭＰＸ８３の入力端子には、オペアンプ１１の出力端子，端子Ｓ＋，Ｓ−及びＡＦＲがそれぞれ接続されている。ＭＰＸ８３は制御ロジック５２により制御され、入力端子の何れか２つを選択してＡＦＥ８２の入力端子ＩＮＰ，ＩＮＭに接続するように切替える。

Ｄ／Ａコンバータ７の出力端子は、スイッチ５４を介して電圧制御電流源５５の入力端子に接続されており、電圧制御電流源５５の出力端子は、スイッチ５６を介して端子ＡＦＲに接続されている。ここで、駆動回路５１には３つの端子Ｓ＋，Ｓ−，ＡＦＲがあるが、これらには、２種類のＡ／Ｆセンサを選択的に接続して駆動可能な仕様となっている。

図９では、駆動回路５１が実際に排気ガスセンサ１５を駆動して、同センサ１５により出力されたセンサ信号を送信する対象であるマイコン４を通信Ｉ／Ｆ５に接続した状態を示す。また、図９では、マイコン４及び排気ガスセンサ１５を接続する以前に補正を行うため、駆動回路５１に接続されるテスタ６１（補正装置）も併せて示している。テスタ６１は、電圧計６２〜６４と電圧源／電流計６５とを備えている。テスタ６１は、マイコン４に替わって駆動回路５１の通信Ｉ／Ｆ５に接続され、制御ロジック５２と通信を行いつつ補正処理を行う。

駆動回路５１とテスタ６１との接続は破線で示しており、電圧計６２は端子Ｓ＋に接続され、電圧計６４はモニタ端子を介してオペアンプ１１の出力端子に接続される。また、電圧計６３と電圧源／電流計６５とは、切替スイッチ６６を介して端子Ｓ−に選択的に接続される。補正を行う対象は、以下になる。
・Ａ／Ｄコンバータの変換データについてのオフセット値
・ＡＦＥ８２が内蔵する差動増幅回路のゲイン
・抵抗素子１２の抵抗値
・Ｄ／Ａコンバータの変換電圧のオフセット値

また、端子ＡＦＲは駆動回路５１に排気ガスセンサ１５以外の別のＡ／Ｆセンサが接続された場合に、前記Ａ／Ｆセンサに定電流を供給して当該センサのインピーダンスを検出するために利用される。

次に、第４実施形態の作用について説明する。図１０に示すように、駆動回路５１に電源が投入されると（Ｓ１）、先ずオフセット補正を行う（Ｓ２）。端子Ｓ−をオープンにした状態で（Ｓ２１）、テスタ６１は、ＭＰＸ８３をオペアンプ１１の出力端子側に切り換える。そして、制御ロジック５２によりＤ／Ａコンバータ５３に制御データを出力させ、オペアンプ１１より２．５Ｖの電圧を出力させる（Ｓ２２）。テスタ６１は、この時Ａ／Ｄコンバータ８１が変換したデータを取得する（Ｓ２３）。

入力端子ＩＮＰ，ＩＮＭの電位差は０Ｖであるから、Ａ／Ｄコンバータ８１が変換するデータ値は０Ｖ相当値となるはずである。しかしながら、実際には、ＡＦＥ８２を構成する回路素子の定数の誤差や、オペアンプのオフセット等が変換するデータ値の誤差要因となる。そこで、テスタ６１は、ステップＳ２３で取得したデータ値と、０Ｖ相当値（理想値）との差を演算し（Ｓ２４）、その演算結果からオフセット補正コードを算出する（Ｓ２５）。

次に、抵抗素子１２（シャント抵抗）の抵抗値を補正する（Ｓ３）。端子Ｓ−に電圧源／電流計６５を接続し、例えば電圧１Ｖ〜４Ｖの範囲で掃引する（Ｓ３１）。そして、電圧源／電流計６５により、端子Ｓ−の電圧及び端子Ｓ−に流れる電流を計測すると共に、Ａ／Ｄコンバータ８１が変換したデータを取得する（Ｓ３２）。計測された電圧値及び電流値から抵抗素子１２の抵抗値を演算し（Ｓ３３）、演算結果から抵抗値の補正コードを算出する（Ｓ３４）。

次に、ＡＦＥ８２が内蔵する差動増幅回路のゲインを補正する（Ｓ４）。端子Ｓ−をオープンにした状態で（Ｓ４１）、テスタ６１は、制御ロジック５２によりＤ／Ａコンバータ５３に制御データを出力させ、オペアンプ１１より１．８７５Ｖの電圧を出力させる（Ｓ４２）。また、電圧源／電流計６５により、端子Ｓ−に２．５Ｖの電圧を印加する（Ｓ４３）。この時、抵抗素子１２の端子電圧；Ａ／Ｄコンバータ８１の入力電圧は０．６２５Ｖとなる。テスタ６１は、この時Ａ／Ｄコンバータ８１が変換したデータを取得し、ステップＳ３４で算出した補正コードを用いて補正した抵抗素子１２の抵抗値とから差動増幅回路のゲインを演算し（Ｓ４４）、演算結果からゲインの補正コードを算出する（Ｓ４５）。

ここで、駆動回路５１に排気ガスセンサ１５を接続する場合、差動増幅回路のゲインは「１．８５」に設定するものとする。そして、ステップＳ４２及びＳ４３で抵抗素子１２の両端に印加する電位差０．６２５Ｖは、以下のように決定される。電位差ＩＮ±［Ｖ］，動作電源電圧Ｖref，ゲインをＧａｉｎとすると、
ＩＮ±［Ｖ］＝Ｖref／２±Ｖref／２×１／（Ｇａｉｎ）×１／２×１／２
右辺第１項は動作電圧の中心、最終項（１／２）は電圧のばらつきによるクランプを回避するため入力電圧範囲を調整する係数で、それらの間の第２項は入力電圧の上下限幅を示す。
Ｖref＝５，Ｇａｉｎ＝１．８５とすると、電位差ＩＮ±［Ｖ］は、約０．６７６Ｖになるが、Ｄ／Ａコンバータ５３の出力電圧及び外部より印加するのが容易な電圧として、近い値で０．６２５Ｖを選択した。

また、駆動回路５１に排気ガスセンサ１５以外のＡ／Ｆセンサを接続する場合、差動増幅回路のゲインは「１．０」に設定するものとする（尚、差動増幅回路はゲインの可変設定が可能となっている）。この時、電位差ＩＮ±［Ｖ］は１．２５Ｖになる。ゲインが「１．０」の場合のＡ／Ｄコンバータ８１のオフセット補正と、差動増幅回路のゲイン補正との関係は、図１１に示すようになる。Ａ／Ｄコンバータ８１に入力される差電圧の範囲を±２．５Ｖとして、最大コード値ＭＡＸで０Ｖを中央値として表現すると、オフセット補正後で０Ｖに対応する値は「ＭＡＸ／２」であり、１．２５Ｖ相当値（理想値）は「ＭＡＸ／４」となる。

しかしながら、実際の差動増幅回路のゲインに誤差があれば、差電圧１．２５Ｖを与えた場合のＡ／Ｄ変換データは、理想値「ＭＡＸ／４」と差を生じている。そこで、得られたＡ／Ｄ変換データと理想値「ＭＡＸ／４」との差に応じた変化率（係数）を求め、その変化率をステップＳ４５における補正コードとする。そして、補正値を確認すると（Ｓ５）、その補正値を制御ロジック５２により記憶装置６に書き込ませて（Ｓ６）処理を終了する。

次に、Ｄ／Ａコンバータ用の補正データを取得する場合について説明する。図１２に示すフローチャートは、例として駆動信号生成回路１０に電圧を出力するためのＤ／Ａコンバータ７について補正する場合を示す。駆動回路５１に電源が投入されると（Ｓ１１）、先ず電流のソース側についてオフセット補正を行う（Ｓ１２）。端子ＡＦＲをオープンにした状態で（Ｓ１２１）、電圧源／電流計６５により端子ＡＦＲに２．５Ｖの電圧を印加する（Ｓ１２２）。

続いて、テスタ６１はスイッチ５４及び５６をオンにして、電圧制御電流源５５より端子ＡＦＲに流す電流を＋１ｍＡとするように、制御ロジック５２によりＤ／Ａコンバータ７に制御データを出力させる（Ｓ１２３）。そして、その時に流れる電流値を電圧源／電流計６５により実測し、理想値１ｍＡとの差を演算し（Ｓ１２４）、その演算結果からオフセット補正コードを算出する（Ｓ１２５）。

次に、電流のシンク側についてオフセット補正を行う（Ｓ１３）。ステップＳ１３１〜Ｓ１３５は、ステップＳ１２１〜Ｓ１２５の処理をシンク側について適用したもので、ステップＳ１３３での電流設定値が−１ｍＡとなるだけで、その他は同じ処理である。そして、補正値を確認すると（Ｓ１４）、その補正値を記憶装置６に書き込ませて（Ｓ１５）処理を終了する。

以上のようにして、駆動回路５１の記憶装置６に各補正用のデータが記憶される。そして、駆動回路５１に例えば排気ガスセンサ１５が実際に接続されて、排気ガスセンサ１５が出力するセンサ信号をＡ／Ｄ変換する場合、図１３に示すように、電源が投入されると（Ｓ５１）、制御ロジック５２は、記憶装置６から補正データを読み出し（Ｓ５２）、排気ガスセンサ１５を駆動してセンサ制御動作を開始する（Ｓ５３）。そして、排気ガスセンサ１５が出力するセンサ信号をＡ／Ｄコンバータ８１がＡ／Ｄ変換したデータを、前記補正データに基づいて補正する（Ｓ５４）。そして、補正したデータを通信Ｉ／Ｆ５を介してマイコン４に送信する。

以上のように第４実施形態によれば、テスタ６１は、オフセット補正データとして、Ａ／Ｄコンバータ８１の期待ゼロ点データ値と、Ｄ／Ａコンバータ５３によりＡ／Ｄコンバータ８１への差動入力電圧を０Ｖとした際に得られるＡ／Ｄ変換データ値との差を求め、得られたオフセット補正データを駆動回路５１の記憶装置６に記憶させる。すなわち、駆動回路５１にＡ／Ｄコンバータ８１を内蔵し、当該駆動回路５１側でＡ／Ｄコンバータ８１のオフセットが補正される。

したがって、駆動回路５１に接続されるマイコン４は、オフセット補正データを得るための処理を一切負担する必要が無く、排気ガスセンサ１５のセンサ信号について、駆動回路５１より予め補正されたＡ／Ｄ変換データを取得できる。

また、駆動回路５１において、Ａ／Ｄコンバータ８１の入力側に差動増幅回路を備え、テスタ６１は、ゲイン補正データとして、Ｄ／Ａコンバータ５３により、差動増幅回路への入力電圧を１．２５Ｖ（所定電圧）とした際に得られるＡ／Ｄ変換データ値が、差動増幅回路に設定されているゲインに応じた期待データ値となるように、期待ゼロ点データ値を基準とする前記ゲインに応じた変化率を求め、そのゲイン補正データを記憶装置６に記憶させる。したがって、駆動回路５１が差動増幅回路を備える場合に、ゲインの補正も予め駆動回路１側で行われるので、マイコン４の処理負担を削減できる。

また、駆動回路５１に、Ｄ／Ａコンバータ７の出力電圧に応じて定電流量が設定される電圧制御電流源５５を備え、テスタ６１は、制御データをＤ／Ａコンバータ７に入力させて、電圧源／電流計６５により計測される電圧制御電流源５５の出力電流値と目標駆動電流値との差を求め、前記差に相当する制御データを駆動電流補正用データとして求め記憶装置６に記憶させる。制御ロジック５２は、例えば排気ガスセンサ１５を駆動する際に、駆動電流補正用データを読み出してＤ／Ａコンバータ７に出力する制御データを補正する。したがって、マイコン４は、排気ガスセンサ１５等を駆動するための駆動電流値についても補正を行う必要がなくなる。

すなわち、駆動回路５１については、上述のように差動増幅回路のゲイン補正やＤ／Ａコンバータ７により出力される電流値の補正を行う必要がある。したがって、駆動回路５１にＡ／Ｄコンバータ８１を搭載してそのオフセット補正も一括して行うことは、特段に作業負担を増加させることにならない。

（第５実施形態）
第１実施形態では、図３又は図４において、定常状態でシンク電流を引き出した状態で駆動する排気ガスセンサ１５を示した。しかしながら、排気ガスセンサの種類によっては、図１４に示すように、定常状態でソース電流を供給した状態で駆動する仕様のものがある。そこで、第５実施形態の駆動電流生成回路９１は、図１５に示すように、前記ソース電流を供給するため、電源と端子Ｓ＋との間に接続される駆動電流源９２を備えている。

この駆動電流源９２は、図７に示す第３実施形態のソース電流源４２とは設ける目的が異なっている。図１４に示すように、定常状態での駆動電流が例えば５０μＡ程度必要である場合に対応し、そのオーダーでのソース電流を端子Ｓ＋に供給するものである。また、駆動電流源９２はイネーブル制御が可能に構成されており、センサ制御ロジック２に替わる制御ロジック９３は、イネーブル信号ＥＮ３によって駆動電流源９２をイネーブル制御する。尚、このようにイネーブル制御するための構成は必要に応じて用意すれば良い。

以上のように構成される第５実施形態によれば、端子Ｓ＋にソース電流を流すことで、排気ガスセンサに定常的な駆動電流を通電する駆動電流源９２を備えたので、駆動電流生成回路９１は、そのような仕様の排気ガスセンサについても対応して駆動できる。また駆動電流源９２の通電動作を停止可能に構成することで、定常的な駆動電流を通電する必要がないセンサについても対応可能である。

（第６実施形態）
図１６に示すように、第６実施形態の駆動電流生成回路１０１は、第５実施形態で説明したように定常状態でソース電流を供給した状態で駆動する排気ガスセンサ１０２を駆動対象とするものである。そのため、端子Ｓ＋に供給するソース電流量を調整可能に構成される駆動電流源１０３を備えている。

駆動電流源１０３は、電圧電流変換部２１のソース電流調整部２１（＋）と同様に、抵抗素子１０４，ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ１０５及びオペアンプ１０６を有している。オペアンプ１０６は、イネーブル信号ＥＮ３によってイネーブル制御される。センサ制御ロジック１０７は、コントローラ１０８を介して２つのＤ／Ａコンバータ７及び１０９に制御データを入力すると共に、オペアンプ１１Ａ，２６及び２７並びに１０６をイネーブル制御する。尚、オペアンプ１１Ａは、イネーブル信号ＥＮ４によりイネーブル制御される。

Ｄ／Ａコンバータ１０９によりＤ／Ａ変換された電圧信号は、オペアンプ１０６の非反転入力端子に入力される。すなわち、前記電圧信号により、排気ガスセンサ１０２に対して定常的に供給する駆動電流量が調整される。また、駆動電流源１０３のイネーブル制御については、必要に応じて行えば良い。

以上のように構成される第６実施形態によれば、駆動電流源１０３を、端子Ｓ＋に供給するソース電流量を調整可能に構成したので、個別の排気ガスセンサに対応して必要となる駆動電流量を調整して供給できる。

本発明は上記した、又は図面に記載した実施形態にのみ限定されるものではなく、以下のような変形又は拡張が可能である。
第１実施形態において、Ｄ／Ａコンバータを、ソース電流側とシンク電流側とに個別に設け、２つのＤ／Ａコンバータを介して出力する電圧を、制御ロジックにより個別に制御しても良い。
第１実施形態におけるオペアンプ２６及び２７は、必ずしもイネーブル制御が可能である必要はない。
センサ素子は、排気ガスセンサに限ることはない。
半導体素子は、ＭＯＳＦＥＴに限ることはない。

１ Ａ／Ｆセンサ駆動回路、２ センサ制御ロジック、７ Ｄ／Ａコンバータ、１０ 駆動電流生成回路、１５ 排気ガスセンサ、２１（＋） ソース電流調整部、２１（−） シンク電流調整部、２３ ＰチャネルＭＯＳＦＥＴ、２４ ＮチャネルＭＯＳＦＥＴ、２６及び２７ オペアンプ、２８及び２９ アナログスイッチ、３０ 電流制御部。

Claims (8)

1. センサ素子（１５）に駆動電流を通電するための通電端子（Ｓ＋）と、
   電源より前記通電端子へ流すソース電流量を調整するソース電流調整部（２１（＋），４５（＋））と、
   前記通電端子よりグランドへ流すシンク電流量を調整するシンク電流調整部（２１（−），４５（−））と、
   前記ソース電流調整部及び前記シンク電流調整部に対して電流調整制御を行う電流制御部（３０，３１，４６）とを備え、
   前記電流制御部は、前記ソース電流調整部及び前記シンク電流調整部の何れか一方により流す電流量を固定値として、他方が流す電流量を調整することで、前記通電端子を介して通電される駆動電流量を調整し、
   前記ソース電流調整部及び前記シンク電流調整部は、導通端子の一方が前記通電端子に接続され、他方が前記電源又は前記グランドに抵抗素子（２２，２５）を介して接続される半導体素子（２３，２４）と、
   この半導体素子の導通制御端子の電位を制御するオペアンプ（２６，２７）とを備え、
   前記オペアンプの反転入力端子は、前記抵抗素子と前記半導体素子との共通接続点に接続されていることを特徴とする駆動電流生成回路。
2. 前記電流制御部（３０，３１）は、前記電流量を固定値とするためのバイアス電圧として一定電圧を供給する定電圧供給部と、
   前記電流量を調整するためのバイアス電圧として可変電圧を供給する可変電圧供給部（２，７）とを備え、
   前記可変電圧供給部は、前記ソース電流調整部及び前記シンク電流調整部に対して共通であることを特徴とする請求項１記載の駆動電流生成回路。
3. 前記ソース電流調整部及び前記シンク電流調整部は、前記オペアンプの入力端子に、前記一定電圧と前記可変電圧とを切替えて入力する入力切替え部（２８，２９）とを備えることを特徴とする請求項２記載の駆動電流生成回路。
4. 前記オペアンプは、前記電流制御部によるイネーブル制御が可能に構成されていることを特徴とする請求項３記載の駆動電流生成回路。
5. 前記ソース電流調整部（４５（＋））及び前記シンク電流調整部（４５（−））は、前記オペアンプの入力端子に前記電流量を調整するための可変電圧を供給する可変電圧供給部（７，４４）を備え、
   前記オペアンプは、イネーブル制御が可能に構成されており、
   前記ソース電流調整部は、前記電流量を固定値とするため前記通電端子より一定のソース電流を流すもので、通電動作が停止可能に構成されるソース電流源（４２）を備え、
   前記シンク電流調整部は、前記電流量を固定値とするため前記通電端子より一定のシンク電流を流すもので、通電動作が停止可能に構成されるシンク電流源（４３）を備えており、
   前記電流制御部（４６）は、前記電流量を固定値とする側の電流源を通電動作させると共に、同側のオペアンプをディスエーブル状態にすることを特徴とする請求項１記載の駆動電流生成回路。
6. 前記通電端子にソース電流を流すことで、前記センサ素子に定常的な駆動電流を通電する駆動電流源（９２，１０３）を備えることを特徴とする請求項１から４の何れか一項に記載の駆動電流生成回路。
7. 前記駆動電流源（１０３）は、ソース電流量が調整可能に構成されることを特徴とする請求項６記載の駆動電流生成回路。
8. 前記駆動電流源（９２，１０３）は、通電動作が停止可能に構成されることを特徴とする請求項６又は７記載の駆動電流生成回路。

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