JP6609986B2 - 制御装置、電子機器及び無接点電力伝送システム - Google Patents

Description

本発明は、制御装置、電子機器及び無接点電力伝送システム等に関する。

近年、電磁誘導を利用し、金属部分の接点がなくても電力伝送を可能にする無接点電力伝送（非接触電力伝送）が脚光を浴びている、この無接点電力伝送の適用例として、家庭用機器や携帯端末などの電子機器の充電が提案されている。

無接点電力伝送の従来技術としては例えば特許文献１〜４に開示される技術がある。これらの従来技術では、負荷変調を用いて、受電側（２次側）から送電側（１次側）にデータを通信し、受電側の各種の情報を送電側に伝えている。

特開２００９−３０３２９４号公報 特開２０１０−２８４０５８号公報 特開２０１１−２１１７８０号公報 特開２０１２−６０７３０号公報

特許文献１等の従来技術の手法では、受電側が負荷変調により通信データを送信する。そして送電側は、１次コイルのコイル端電圧等を監視し、１次側のコイル波形の位相等を検出することで、通信データを検出していた。

しかしながら、従来技術の手法では、例えば信号に重畳するノイズが多い状況等においては、通信データの検出エラーが発生するおそれがあった。また、従来技術の手法では、受電側は、通信期間において、充電を停止したり、或いは充電電流を減らした状態で、負荷変調を行っており、通常送電期間中の常時の負荷変調を実現できなかった。

本発明の幾つかの態様によれば、負荷変調による負荷変動についての検出のノイズ耐性等を向上できる制御装置、電子機器及び無接点電力伝送システム等を提供できる。

本発明の一態様は、送電装置と受電装置とを有する無接点電力伝送システムにおける送電側の制御装置であって、前記受電装置に電力を送電する送電部の送電ドライバーを制御するドライバー制御回路と、前記ドライバー制御回路を制御する制御部と、負荷変調により通信データを送信する前記受電装置との間での通信処理を行う通信部と、を含み、前記通信部は、前記負荷変調の周波数帯域の信号を通過させ、前記負荷変調の周波数帯域以外の帯域の信号を減衰させるバンドパスフィルター処理を行うバンドパスフィルター部の出力に基づいて、前記受電装置からの前記通信データを検出する制御装置に関係する。

本発明の一態様によれば、受電装置に対して電力が送電されると共に、受電装置との間で負荷変調による通信処理が行われる。そして本発明の一態様では、バンドパスフィルター処理を行うバンドパスフィルター部の出力に基づいて、受電装置からの通信データが検出される。このように、負荷変調による負荷変動の検出の際にバンドパスフィルター処理を行うことで、負荷変調の周波数帯域の信号を検出対象にしながら、それ以外の周波数帯域の信号を減衰して、通信データを検出できるようになる。従って、負荷変調による負荷変動についての検出のノイズ耐性を向上でき、受電側との適切な通信処理を実現できるようになる。

また本発明の一態様では、前記バンドパスフィルター部は、前記送電部の駆動周波数の帯域と、ＤＣの帯域の少なくとも一方の帯域の信号を減衰させる前記バンドパスフィルター処理を行ってもよい。

このように、送電部の駆動周波数の帯域の信号を減衰させれば、検出対象の信号に重畳する駆動周波数成分のノイズを低減できるため、検出のノイズ耐性を向上できる。また、ＤＣの帯域の信号を減衰させれば、検出対象の信号からＤＣ成分をカットして、その後の信号処理を行うことが可能になり、好適な信号処理を実現できるようになる。

また本発明の一態様では、前記通信部は、電源から前記送電部に流れる電流を検出し、検出電圧を前記バンドパスフィルター部に出力する電流検出回路を含んでもよい。

このようにすれば、電源から送電部に流れる電流に基づき得られた検出電圧の信号に対して、バンドパスフィルター処理を行って、当該信号に重畳するノイズを低減することが可能になる。

また本発明の一態様では、前記通信部は、前記バンドパスフィルター部による前記バンドパスフィルター処理後の前記検出電圧と、判定用電圧との比較判定を行う比較回路を有し、前記比較回路の比較判定結果に基づいて前記通信データを検出してもよい。

このようにすれば、検出電圧の信号に重畳するノイズが、バンドパスフィルター処理により低減されて、比較回路に入力され、判定用電圧との比較判定が行われるようになる。これにより、当該ノイズが比較回路の比較判定結果に及ぼす悪影響を低減でき、ノイズ耐性の向上等を図れるようになる。

また本発明の一態様では、前記比較回路は、前記バンドパスフィルター処理後の前記検出電圧と、複数の判定用電圧との比較判定が可能な回路であってもよい。

このようにすれば、検出感度やノイズ耐性を向上させるための判定用電圧の設定が可能になる。

また本発明の一態様では、前記比較回路の後段に設けられるフィルター部を有し、前記通信部は、前記フィルター部によるフィルター処理後の前記比較判定結果に基づいて、前記通信データを検出してもよい。

このようにすれば、比較判定結果の信号に重畳するノイズの悪影響をフィルター部のフィルター処理により低減し、フィルター処理後の比較判定結果に基づいて、通信データを検出できるようになるため、ノイズ耐性の向上等を図れるようになる。

また本発明の一態様では、前記送電部は、前記送電ドライバーと、前記送電ドライバーの電源電圧を制御する電源電圧制御部と、を有し、前記制御部は、前記受電装置からの前記通信データに基づいて、前記電源電圧制御部を制御してもよい。

このようにすれば、受電装置からの通信データに基づいて、送電ドライバーに供給される電源電圧等を制御できるようになり、適切な電力制御や安全な電力制御等の実現が可能になる。

また本発明の一態様では、前記通信部は、電源から前記送電部に流れる電流を検出する電流検出回路を含み、前記電流検出回路は、前記電源から前記電源電圧制御部を介して前記送電部に流れる電流を検出し、検出電圧を前記バンドパスフィルター部に出力してもよい。

このようにすれば、適切な電力制御や安全な電力制御等を実現しながら、負荷変調による負荷変動についての検出のノイズ耐性の向上を図れるようになる。

また本発明の一態様では、前記通信部は、第１の負荷状態と第２の負荷状態で構成される負荷変調パターンが第１のパターンである場合には、第１の論理レベルの前記通信データであると判断し、負荷変調パターンが前記第１のパターンとは異なる第２のパターンである場合には、第２の論理レベルの前記通信データであると判断してもよい。

このようにすれば、例えば負荷変調による第１の負荷状態を第１の論理レベルと判断し、第２の負荷状態を第２の論理レベルと判断する手法に比べて、負荷変調による負荷変動についての検出感度や検出のノイズ耐性を向上でき、受電側との適切な通信処理を実現できるようになる。

また本発明の一態様では、前記第１のパターンは、前記第１の負荷状態の期間の幅が前記第２のパターンに比べて長くなるパターンであってもよい。

このようにすれば、例えば第１の負荷状態の期間の幅を判別することで、負荷変調パターンが第１、第２のパターンのいずれなのかを判断できるようになり、検出感度や検出のノイズ耐性の向上を図れるようになる。

また本発明の一態様では、前記通信部は、前記第１のパターンにおける前記第１の負荷状態の期間内に設定された第１のサンプリングポイントから、所与のサンプリング間隔で負荷変調パターンのサンプリングを行って、所与のビット数の前記通信データを取り込んでもよい。

このようにすれば、第１のサンプリングポイントの後のサンプリングポイントを簡素な処理で設定して、所与のビット数の通信データを取り込むことが可能になり、通信データの検出処理の簡素化や処理負荷の軽減等を図れるようになる。

また本発明の一態様では、前記通信部は、前記第１の負荷状態の期間の幅が、第１の範囲幅内である場合に、前記第１の負荷状態の期間内に、前記第１のサンプリングポイントを設定してもよい。

このようにすれば、第１の負荷状態の期間の幅が、ノイズ等が原因で変動してしまう場合にも、通信データをサンプリングするための適正な第１のサンプリングポイントを設定できるようになる。

本発明の他の態様は、上記のいずれかに記載の制御装置を含む電子機器に関係する。

本発明の他の態様は、送電装置と受電装置とを含む無接点電力伝送システムであって、前記送電装置は、前記受電装置に電力を送電すると共に、負荷変調により通信データを送信する前記受電装置との間での通信処理を行い、前記受電装置は、前記送電装置からの電力を受電し、前記負荷変調を行って、前記送電装置に対して前記通信データを送信し、前記送電装置は、前記負荷変調の周波数帯域の信号を通過させ、前記負荷変調の周波数帯域以外の帯域の信号を減衰させるバンドパスフィルター処理を行うバンドパスフィルター部の出力に基づいて、前記受電装置からの前記通信データを検出する無接点電力伝送システムに関係する。

本発明の他の態様によれば、受電装置は、負荷変調により通信データを送信し、送電装置は、負荷変調により送信された通信データの検出処理を行う。そして、この際に、バンドパスフィルター処理を行うバンドパスフィルター部の出力に基づいて、受電装置からの通信データが検出される。このように、負荷変調による負荷変動の検出の際にバンドパスフィルター処理を行うことで、負荷変調の周波数帯域の信号を検出対象にしながら、それ以外の周波数帯域の信号を減衰して、通信データを検出できるようになる。従って、負荷変調による負荷変動についての検出のノイズ耐性を向上でき、受電側との適切な通信処理を実現できるようになる。

図１（Ａ）、図１（Ｂ）は本実施形態の無接点電力伝送システムの説明図。 本実施形態の送電装置、受電装置、送電側、受電側の制御装置の構成例。 本実施形態の無接点電力伝送システムの動作シーケンスの概要の説明図。 負荷変調による通信手法の説明図。 通信部の構成例。 バンドパスフィルター部の構成例。 バンドパスフィルター部の周波数特性の例。 受電側の通信構成の説明図。 通信時のノイズに起因する問題点の説明図。 本実施形態の通信手法の説明図。 本実施形態の通信手法の説明図。 図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）も本実施形態の通信手法の説明図。 図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）は通信データのフォーマットの例。 本実施形態の動作シーケンスを説明する信号波形図。 本実施形態の動作シーケンスを説明する信号波形図。 本実施形態の動作シーケンスを説明する信号波形図。 図１７（Ａ）、図１７（Ｂ）は本実施形態の電力制御手法の説明図。 図１８（Ａ）、図１８（Ｂ）は本実施形態の電力制御手法を用いた場合の効果についての説明図。 受電部、充電部の詳細な構成例。

以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

１．電子機器
図１（Ａ）に本実施形態の無接点電力伝送システムの一例を示す。充電器５００（電子機器の１つ）は送電装置１０を有する。電子機器５１０は受電装置４０を有する。また電子機器５１０は、操作用のスイッチ部５１４やバッテリー９０を有する。なお図１（Ａ）ではバッテリー９０を模式的に示しているが、このバッテリー９０は実際には電子機器５１０に内蔵されている。図１（Ａ）の送電装置１０と受電装置４０により本実施形態の無接点電力伝送システムが構成される。

充電器５００には、電源アダプター５０２を介して電力が供給され、この電力が、無接点電力伝送により送電装置１０から受電装置４０に送電される。これにより、電子機器５１０のバッテリー９０を充電し、電子機器５１０内のデバイスを動作させることができる。

なお充電器５００の電源は、ＵＳＢ（ＵＳＢケーブル）による電源であってもよい。また、本実施形態が適用される電子機器５１０としては種々の機器を想定できる。例えば補聴器、腕時計、生体情報測定装置（ウェアラブル機器）、携帯情報端末（スマートフォン、携帯電話機等）、コードレス電話器、シェーバー、電動歯ブラシ、リストコンピューター、ハンディターミナル、電気自動車、或いは電動自転車などの種々の電子機器を想定できる。

図１（Ｂ）に模式的に示すように、送電装置１０から受電装置４０への電力伝送は、送電側に設けられた１次コイルＬ１（送電コイル）と、受電側に設けられた２次コイルＬ２（受電コイル）を電磁的に結合させて電力伝送トランスを形成することなどで実現される。これにより非接触での電力伝送が可能になる。

２．送電装置、受電装置、送電側、受電側の制御装置
図２に本実施形態の送電装置１０、受電装置４０、送電側の制御装置２０、受電側の制御装置５０の構成例を示す。図１（Ａ）の充電器５００などの送電側の電子機器は、少なくとも図２の送電装置１０を含む。また受電側の電子機器５１０は、少なくとも受電装置４０とバッテリー９０と電力供給対象１００を含むことができる。電力供給対象１００は、例えば処理部（ＤＳＰ等）などの各種のデバイスである。そして図２の構成により、１次コイルＬ１と２次コイルＬ２を電磁的に結合させて送電装置１０から受電装置４０に対して電力を伝送し、バッテリー９０の充電等を行う無接点電力伝送（非接触電力伝送）システムが実現される。

送電装置１０（送電モジュール、１次モジュール）は、１次コイルＬ１、送電部１２、表示部１６、制御装置２０を含む。なお送電装置１０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部（例えば表示部等）を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。

送電部１２は、電力伝送時において所定周波数の交流電圧を生成して、１次コイルＬ１に供給する。この送電部１２は、１次コイルＬ１の一端を駆動する第１の送電ドライバーＤＲ１や、１次コイルＬ１の他端を駆動する第２の送電ドライバーＤＲ２や、電源電圧制御部１４を含む。また送電部１２は、１次コイルＬ１と共に共振回路を構成する少なくとも１つのキャパシター（コンデンサー）を含むことができる。

送電部１２の送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２の各々は、例えばパワーＭＯＳトランジスターにより構成されるインバーター回路（バッファー回路）などにより実現される。これらの送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２は、制御装置２０のドライバー制御回路２２により制御（駆動）される。

送電部１２の電源電圧制御部１４は、送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２の電源電圧ＶＤＲＶを制御する。例えば制御部２４は、受電側から受信した通信データに基づいて、電源電圧制御部１４を制御する。これにより、送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２に供給される電源電圧ＶＤＲＶが制御されて、例えば送電電力の可変制御等が実現される。この電源電圧制御部１４は、例えばＤＣＤＣコンバーターなどにより実現できる。例えば電源電圧制御部１４は、電源からの電源電圧（例えば５Ｖ）の昇圧動作を行って、送電ドライバー用の電源電圧ＶＤＲＶ（例えば６Ｖ〜１５Ｖ）を生成して、送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２に供給する。具体的には、送電装置１０から受電装置４０への送電電力を高くする場合には、電源電圧制御部１４は、送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２に供給する電源電圧ＶＤＲＶを高くし、送電電力を低くする場合には、電源電圧ＶＤＲＶを低くする。

１次コイルＬ１（送電側コイル）は、２次コイルＬ２（受電側コイル）と電磁結合して電力伝送用トランスを形成する。例えば電力伝送が必要なときには、図１（Ａ）、図１（Ｂ）に示すように、充電器５００の上に電子機器５１０を置き、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通るような状態にする。一方、電力伝送が不要なときには、充電器５００と電子機器５１０を物理的に離して、１次コイルＬ１の磁束が２次コイルＬ２を通らないような状態にする。

表示部１６は、無接点電力伝送システムの各種状態（電力伝送中、ＩＤ認証等）を、色や画像などを用いて表示するものであり、例えばＬＥＤやＬＣＤなどにより実現できる。

制御装置２０は、送電側の各種制御を行うものであり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この制御装置２０は、ドライバー制御回路２２、制御部２４、通信部３０を含む。また制御装置２０は、クロック生成回路３７、発振回路３８を含むことができる。なお制御装置２０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部（例えばクロック生成回路、発振回路等）を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。例えば送電部１２等を制御装置２０に内蔵させる変形実施も可能である。

ドライバー制御回路２２は、受電装置４０に電力を送電する送電部１２の送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２を制御する。例えばドライバー制御回路２２は、送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２を構成するトランジスターのゲートに対して制御信号（駆動信号）を出力し、送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２により１次コイルＬ１を駆動させる。

制御部２４は、送電側の制御装置２０の各種の制御処理を実行する。例えば制御部２４は、ドライバー制御回路２２の制御を行う。具体的には制御部２４は、電力伝送、通信処理等に必要な各種のシーケンス制御や判定処理を行う。この制御部２４は、例えばゲートアレイ等の自動配置配線手法で生成されたロジック回路や、或いはマイクロコンピューターなどの各種のプロセッサーにより実現できる。

通信部３０は、受電装置４０との間での通信データの通信処理を行う。例えば通信部３０は、負荷変調により通信データを送信する受電装置４０（制御装置５０）との間での通信処理を行う。具体的には通信部３０は、受電装置４０からの通信データを検出して受信するための処理を行う。

発振回路３８は、例えば水晶発振回路などにより構成され、１次側のクロック信号を生成する。クロック生成回路３７は、駆動周波数を規定する駆動クロック信号等を生成する。そして、ドライバー制御回路２２は、この駆動クロック信号や制御部２４からの制御信号などに基づいて、所与の周波数（駆動周波数）の制御信号を生成し、送電部１２の送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２に出力して、制御する。

受電装置４０（受電モジュール、２次モジュール）は、２次コイルＬ２、制御装置５０を含む。なお受電装置４０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。

制御装置５０は、受電側の各種制御を行うものであり、集積回路装置（ＩＣ）などにより実現できる。この制御装置５０は、受電部５２、制御部５４、負荷変調部５６、充電部５８、放電部６０を含む。また不揮発性メモリー６２、検出部６４を含むことができる。なお制御装置５０は図２の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。例えば受電部５２等を制御装置５０の外部に設けるなどの変形実施が可能である。

受電部５２は、送電装置１０からの電力を受電する。具体的には受電部５２は、２次コイルＬ２の交流の誘起電圧を直流の整流電圧ＶＣＣに変換して、出力する。この変換は受電部５２が有する整流回路５３により行われる。整流回路５３は、例えば複数のトランジスターやダイオードなどにより実現できる。

制御部５４は、受電側の制御装置５０の各種の制御処理を実行する。例えば制御部５４は、負荷変調部５６、充電部５８、放電部６０の制御を行う。また受電部５２や不揮発性メモリー６２や検出部６４などの制御を行うこともできる。この制御部５４は、例えばゲートアレイ等の自動配置配線手法で生成されたロジック回路や、或いはマイクロコンピューターなどの各種のプロセッサーにより実現できる。

負荷変調部５６は負荷変調を行う。例えば負荷変調部５６は電流源ＩＳを有し、この電流源ＩＳを用いて負荷変調を行う。具体的には、負荷変調部５６は電流源ＩＳ（定電流源）とスイッチ素子ＳＷを有する。電流源ＩＳとスイッチ素子ＳＷは、例えば整流電圧ＶＣＣのノードＮＶＣとＧＮＤ（広義には低電位側電源電圧）のノードとの間に直列に設けられる。そして、例えば制御部５４からの制御信号に基づいてスイッチ素子ＳＷがオン又はオフにされ、ノードＮＶＣからＧＮＤに流れる電流源ＩＳの電流（定電流）をオン又はオフにすることで、負荷変調が実現される。

なお、ノードＮＶＣにはキャパシターＣＭの一端が接続される。このキャパシターＣＭは例えば制御装置５０の外付け部品として設けられる。またスイッチ素子ＳＷはＭＯＳのトランジスターなどにより実現できる。このスイッチ素子ＳＷは、電流源ＩＳの回路を構成するトランジスターとして設けられるものであってもよい。また負荷変調部５６は図２の構成に限定されず、例えば電流源ＩＳの代わりとして抵抗を用いるなどの種々の変形実施が可能である。

充電部５８はバッテリー９０の充電（充電制御）を行う。例えば充電部５８は、送電装置１０からの電力を受電する受電部５２が受電した電力に基づいて、バッテリー９０を充電する。例えば充電部５８は、受電部５２からの整流電圧ＶＣＣ（広義には直流電圧）に基づく電圧が供給されて、バッテリー９０を充電する。この充電部５８はＣＣ充電回路５９を含むことができる。ＣＣ充電回路５９は、バッテリー９０のＣＣ（Constant-Current）充電を行う回路である。

放電部６０はバッテリー９０の放電動作を行う。例えば放電部６０（電力供給部）は、バッテリー９０の放電動作を行って、バッテリー９０からの電力を電力供給対象１００に対して供給する。例えば放電部６０は、バッテリー９０の充電電圧ＶＢＡＴが供給され、出力電圧ＶＯＵＴを電力供給対象１００に供給する。この放電部６０はチャージポンプ回路６１を含むことができる。チャージポンプ回路６１は、バッテリー電圧ＶＢＡＴを降圧（例えば１／３降圧）して、出力電圧ＶＯＵＴ（ＶＢＡＴ／３）を電力供給対象１００に対して供給する。この放電部６０（チャージポンプ回路）は、例えば充電電圧ＶＢＡＴを電源電圧として動作する。

バッテリー９０は例えば充電可能な二次電池であり、例えばリチウム電池（リチウムイオン二次電池、リチウムイオンポリマー二次電池等）、ニッケル電池（ニッケル・水素蓄電池、ニッケル・カドミウム蓄電池等）などである。電力供給対象１００は、例えば、処理部（ＤＳＰ、マイコン）などのデバイス（集積回路装置）であり、受電装置４０を内蔵する電子機器５１０（図１（Ａ））に設けられ、バッテリー９０の電力供給対象となるデバイスである。

不揮発性メモリー６２は、各種の情報を記憶する不揮発性のメモリーデバイスである。この不揮発性メモリー６２は、例えば受電装置４０（制御装置５０）のステータス情報等の各種の情報を記憶する。不揮発性メモリー６２としては、例えばＥＥＰＲＯＭなどを用いることができる。ＥＥＰＲＯＭとしては例えばＭＯＮＯＳ（Metal-Oxide-Nitride-Oxide-Silicon）型のメモリーを用いることができる。例えばＭＯＮＯＳ型のメモリーを用いたフラッシュメモリーを用いることができる。或いはＥＥＰＲＯＭとして、フローティングゲート型などの他のタイプのメモリーを用いてもよい。

検出部６４は各種の検出処理を行う。例えば検出部６４は、整流電圧ＶＣＣや充電電圧ＶＢＡＴ等を監視して、各種の検出処理を実行する。具体的には検出部６４はＡ／Ｄ変換回路６５を有し、整流電圧ＶＣＣや充電電圧ＶＢＡＴに基づく電圧や、不図示の温度検出部からの温度検出電圧などを、Ａ／Ｄ変換回路６５によりＡ／Ｄ変換し、得られたデジタルのＡ／Ｄ変換値を用いて検出処理を実行する。検出部６４が行う検出処理としては、過放電、過電圧、過電流、或いは温度異常（高温、低温）の検出処理を想定できる。例えば充電時に検出部６４が過電圧、温度異常を検出することで、過電圧保護、高温保護、低温保護を実現できる。また放電時に検出部６４が過放電、過電流を検出することで、過放電保護、過電流保護を実現できる。

３．無接点電力伝送システムの動作シーケンスの概要
次に本実施形態の無接点電力伝送システムの動作シーケンスの概要の一例について、図３を用いて説明する。

図３のＡ１では、受電装置４０を有する電子機器５１０が、送電装置１０を有する充電器５００に上に置かれておらず、取り去り状態になっている。この場合にはスタンバイステートとなる。このスタンバイステートでは、送電側はウェイティング状態となり、受電側は放電動作オンの状態となる。

具体的にはスタンバイステートでは、送電装置１０の送電部１２は、着地検出のための間欠送電を行う。即ち、送電部１２は、通常送電のような連続送電は行わずに、所与の期間毎に間欠的に電力を送電する間欠送電を行って、電子機器５１０の着地を検出する状態になる。またスタンバイモードでは、受電装置４０では、電力供給対象１００への放電動作がオンになっており、電力供給対象１００への電力供給がイネーブルになっている。即ち、受電装置４０の放電部６０は、バッテリー９０からの電力を電力供給対象１００に放電する動作を行う。これにより、処理部等の電力供給対象１００は、バッテリー９０からの電力が供給されて動作可能になる。

図３のＡ２に示すように、電子機器５１０が充電器５００に上に置かれ、着地が検出されると、通信チェック＆充電ステートになる。この通信チェック＆充電ステートでは、送電側は通常送電を行い、受電側は、充電動作がオンになると共に、放電動作がオフになる。また受電側は、負荷変調による通信データの送信を行う。

具体的には通信チェック＆充電ステートでは、送電装置１０の送電部１２は、連続送電である通常送電を行う。この際に、電力伝送の状態などに応じて電力が可変に変化する電力制御を行いながら、通常送電を行う。またバッテリー９０の充電状態に基づく制御も行われる。電力伝送の状態は、例えば１次コイルＬ１、２次コイルＬ２の位置関係（コイル間距離等）などにより決まる状態であり、例えば受電部５２の出力電圧である整流電圧ＶＣＣなどの情報に基づいて判断できる。バッテリー９０の充電状態は、例えば充電電圧ＶＢＡＴなどの情報に基づいて判断できる。

また通信チェック＆充電ステートでは、受電装置４０の充電部５８の充電動作がオンになり、受電部５２が受電した電力に基づいてバッテリー９０の充電が行われる。また放電部６０の放電動作がオフになり、バッテリー９０からの電力が、電力供給対象１００に供給されなくなる。また通信チェック＆充電ステートでは、負荷変調部５６の負荷変調により、通信データが送電側に送信される。例えば電力伝送状態情報（ＶＣＣ等）や、充電状態情報（ＶＢＡＴや各種のステータスフラグ等）や、温度などの情報を含む通信データが、通常送電期間中の常時の負荷変調により、受電側から送電側に送信される。例えば送電部１２の電源電圧制御部１４による電力制御は、通信データに含まれる電力伝送状態情報などに基づいて行われる。

図３のＡ３に示すように、バッテリー９０の満充電が検出されると、満充電スタンバイステートになる。満充電スタンバイステートでは、送電側はウェイティング状態となり、受電側は、放電動作オフのままの状態となる。

具体的には、送電部１２は、例えば取り去り検出のための間欠送電を行う。即ち、送電部１２は、通常送電のような連続送電は行わずに、所与の期間毎に間欠的に電力を送電する間欠送電を行って、電子機器５１０の取り去りを検出する状態になる。また放電部６０の放電動作はオフのままとなり、電力供給対象１００への電力供給もディスエーブルのままとなる。

図３のＡ４に示すように電子機器５１０の取り去りが検出されると、Ａ５に示すように電子機器５１０が使用状態になり、受電側の放電動作がオンになる。

具体的には、放電部６０の放電動作がオフからオンに切り替わり、バッテリー９０からの電力が放電部６０を介して電力供給対象１００に供給される。これにより、バッテリー９０からの電力が供給されて、処理部等の電力供給対象１００が動作し、ユーザーが電子機器５１０を通常に使用できる状態となる。

以上のように本実施形態では図３のＡ１に示すように、電子機器５１０の着地が検出されると、通常送電が行われ、この通常送電期間において常時の負荷変調が行われる。また着地が検出されると、放電部６０の放電動作が停止する。そして、この常時の負荷変調では、送電側の電力制御のための情報や受電側のステータスを表す情報を含む通信データが、受電側から送電側に送信される。例えば電力制御のための情報（電力伝送状態情報）を通信することで、例えば１次コイルＬ１と２次コイルＬ２の位置関係等に応じた最適な電力制御を実現できる。また受電側のステータスを表す情報を通信することで、最適で安全な充電環境を実現できる。そして本実施形態では、負荷変調が継続している間は、通常送電も継続され、放電部６０の放電動作もオフのままになる。

また本実施形態では図３のＡ３に示すように、バッテリー９０の満充電が検出されると、通常送電が停止し、取り去り検出用の間欠送電が行われる。そしてＡ４、Ａ５に示すように、取り去りが検出されて、取り去り期間になると、放電部６０の放電動作が行われる。これによりバッテリー９０からの電力が電力供給対象１００に供給されて、電子機器５１０の通常動作が可能になる。なお、着地検出や取り去り検出は、受電部５２の出力電圧（例えば整流電圧ＶＣＣ）に基づいて行われる。

このように本実施形態では、電子機器５１０のバッテリー９０の充電期間（通常送電期間）においては、電力供給対象１００への放電動作がオフになるため、充電期間において電力供給対象１００により無駄に電力が消費されてしまう事態を抑制できる。

そして、電子機器５１０の取り去りが検出されると、通常送電から間欠送電に切り替わると共に、電力供給対象１００への放電動作がオンになる。このように放電動作がオンになることで、バッテリー９０からの電力が電力供給対象１００に供給されるようになり、処理部（ＤＳＰ）等の電力供給対象１００の通常動作が可能になる。このようにすることで、例えば電子機器５１０が充電器５００の上に置かれる充電期間においては動作しないようなタイプの電子機器５１０（例えば、補聴器等のユーザーが装着する電子機器）において、好適な無接点電力伝送の動作シーケンスを実現できる。即ち、このようなタイプの電子機器５１０では、充電期間（通常送電期間）において、バッテリー９０からの電力の放電動作がオフになることで、省電力化を実現できる。そして、取り去りが検出されると、自動的に放電動作がオンになることで、電子機器５１０の電力供給対象１００である各種のデバイスに対して、バッテリー９０からの電力が供給され、当該デバイスが動作できるようになり、電子機器５１０の通常の動作モードに自動的に移行できるようになる。

なお、図３は無接点電力伝送システムの動作シーケンスの一例であり、本実施形態の動作シーケンスは図３に限定されず、種々の変形実施が可能である。また動作シーケンスの詳細例については図１４、図１５、図１６を用いて後述する。

４．バンドパスフィルター
図４は、負荷変調による通信手法の一例を説明する図である。図４に示すように、送電側（１次側）では、送電部１２の送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２が１次コイルＬ１を駆動する。具体的には送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２は、電源電圧制御部１４から供給された電源電圧ＶＤＲＶに基づいて動作して、１次コイルＬ１を駆動する。

一方、受電側（２次側）では、２次コイルＬ２のコイル端電圧を受電部５２の整流回路５３が整流し、ノードＮＶＣに整流電圧ＶＣＣが出力される。なお、１次コイルＬ１とキャパシターＣＡ１により送電側の共振回路が構成され、２次コイルＬ２とキャパシターＣＡ２により受電側の共振回路が構成されている。

受電側では、負荷変調部５６のスイッチ素子ＳＷをオン・オフさせることで、電流源ＩＳの電流ＩＤ２をノードＮＶＣからＧＮＤ側に間欠的に流して、受電側の負荷状態（受電側の電位）を変動させる。

送電側では、負荷変調による受電側の負荷状態の変動により、電源ラインに設けられたセンス抵抗ＲＣＳに流れる電流ＩＤ１が変動する。例えば送電側の電源（例えば図１（Ａ）の電源アダプター５０２等の電源装置）と電源電圧制御部１４との間に、電源に流れる電流を検出するためのセンス抵抗ＲＣＳが設けられている。電源電圧制御部１４は、このセンス抵抗ＲＣＳを介して電源から電源電圧が供給される。そして負荷変調による受電側の負荷状態の変動により、電源からセンス抵抗ＲＣＳに流れる電流ＩＤ１が変動し、通信部３０が、この電流変動を検出する。そして通信部３０は、検出結果に基づいて、負荷変調により送信される通信データの検出処理を行う。

そして本実施形態では、図２に示すように、送電装置１０と受電装置４０とを有する無接点電力伝送システムにおける送電側の制御装置２０が、ドライバー制御回路２２と、制御部２４と、通信部３０を含む。

そして図４において通信部３０は、バンドパスフィルター処理を行うバンドパスフィルター部の出力に基づいて、受電装置４０からの通信データを検出する。後述するように、バンドパスフィルター部は、負荷変調の周波数帯域の信号を通過させ、負荷変調の周波数帯域以外の帯域の信号を減衰させるバンドパスフィルター処理を行う。具体的には、バンドパスフィルター部は、送電部１２の駆動周波数（ＦＣＫ）の帯域と、ＤＣの帯域の少なくとも一方の帯域の信号を減衰させるバンドパスフィルター処理を行う。

図５に通信部３０の具体的な構成の一例を示す。図５に示すように通信部３０は、電流検出回路３２、バンドパスフィルター部３３、比較回路３４、復調部３６を含む。また、信号増幅用のアンプＡＰ、フィルター部３５を含むことができる。なお通信部３０は図５の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加したり、接続関係を変更するなどの種々の変形実施が可能である。

電流検出回路３２は、電源（電源装置）から送電部１２に流れる電流ＩＤ１を検出し、検出電圧ＶＤＴをバンドパスフィルター部３３に出力する。具体的には電流検出回路３２は、電源から電源電圧制御部１４を介して送電部１２に流れる電流ＩＤ１を検出し、電流ＩＤ１を電圧に変換した検出電圧ＶＤＴを、バンドパスフィルター部３３に出力する。この電流ＩＤ１は、例えばドライバー制御回路２２等に流れる電流を含んでいてもよい。

図５では、電流検出回路３２は、ＩＶ変換用アンプＩＶＣにより構成される。ＩＶ変換用アンプＩＶＣは、その非反転入力端子（＋）がセンス抵抗ＲＣＳの一端に接続され、その反転入力端子（−）がセンス抵抗ＲＣＳの他端に接続される。そしてＩＶ変換用アンプＩＶＣは、センス抵抗ＲＣＳに微少の電流ＩＤ１が流れることで生成される微少の電圧ＶＣ１−ＶＣ２を増幅して、検出電圧ＶＤＴとして出力する。

バンドパスフィルター部３３は、電流検出回路３２からの検出電圧ＶＤＴが入力される。そして検出電圧ＶＤＴの信号に対して、バンドパスフィルター処理を行う。具体的には、バンドパスフィルター部３３は、負荷変調の周波数帯域の信号を通過させ、負荷変調の周波数帯域以外の帯域（例えば駆動周波数の帯域、ＤＣの帯域）の信号を減衰させるバンドパスフィルター処理を行う。そしてバンドパスフィルター部３３は、バンドパスフィルター処理後の検出電圧ＶＤＴＢを後段の回路に出力する。

比較回路３４は、バンドパスフィルター部３３によるバンドパスフィルター処理後の検出電圧と、判定用電圧との比較判定を行う。具体的には、バンドパスフィルター部３３からの検出電圧ＶＤＴＢは、アンプＡＰにより更に増幅されて、検出電圧ＶＤＴＡとして比較回路３４に出力される。例えばアンプＡＰは、その非反転入力端子に検出電圧ＶＤＴＢが入力され、その反転入力端子に基準電圧ＶＲＦが入力され、基準電圧ＶＲＦを基準として増幅された検出電圧ＶＤＴＡの信号を出力する。そして比較回路３４は、検出電圧ＶＤＴＡ（バンドパスフィルター処理後の検出電圧）と、判定用電圧ＶＣＰ＝ＶＲＦ＋ＶＯＦＦとの比較判定を行う。そして比較判定結果ＣＱを出力する。例えば検出電圧ＶＤＴＡが判定用電圧ＶＣＰを上回っているか、或いは下回っているかの比較判定を行う。この比較回路３４は、例えばコンパレーターＣＰにより構成できる。この場合に、例えば判定用電圧ＶＣＰ＝ＶＲＦ＋ＶＯＦＦの電圧ＶＯＦＦは、コンパレーターＣＰのオフセット電圧などにより実現してもよい。

復調部３６は、比較回路３４の比較判定結果ＣＱ（フィルター処理後の比較判定結果ＦＱ）に基づいて負荷変調パターンを判断する。即ち、負荷変調パターンの復調処理を行うことで、通信データを検出し、検出データＤＡＴとして出力する。送電側の制御部２４は、この検出データＤＡＴに基づいて種々の処理を行う。

なお図５では、比較回路３４と復調部３６との間にフィルター部３５が設けられている。そして復調部３６は、フィルター部３５によるフィルター処理後の比較判定結果ＦＱに基づいて、負荷変調パターンを判断する。このフィルター部３５としては、例えばデジタルフィルター（ＦＩＲ）などを用いることができるが、フィルター部３５としてパッシブのフィルターを用いてもよい。フィルター部３５を設けることで、例えば後述する図９のＦ１、Ｆ２でのノイズの悪影響等を低減できる。

フィルター部３５、復調部３６は、例えば駆動クロック信号ＦＣＫが供給されて動作する。駆動クロック信号ＦＣＫは、送電周波数を規定する信号であり、ドライバー制御回路２２は、この駆動クロック信号ＦＣＫが供給されて、送電部１２の送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２を駆動する。そして、一次コイルＬ１は、この駆動クロック信号ＦＣＫで規定される周波数（送電周波数）で駆動されることになる。

図６にバンドパスフィルター部３３の構成例を示す。図６においてはＦＬＴＩはバンドパスフィルター部３３の入力であり、ＦＬＴＱは出力である。図５のＶＤＴが図６のＦＬＴＩに対応し、ＶＤＴＢがＦＬＴＱに対応する。

図６のバンドパスフィルター部３３は、抵抗とキャパシターで構成されるＲＣ型のパッシブ方式のバンドパスフィルターである。このバンドパスフィルター部３３は、抵抗ＲＤ１、ＲＤ２とキャパシターＣＤ１、ＣＤ２を含む。抵抗ＲＤ１とキャパシターＣＤ１によりローパスフィルターが構成され、キャパシターＣＤ２と抵抗ＲＤ２によりハイパスフィルターが構成される。そして、これらのローパスフィルターとハイパスフィルターを結合することで、バンドパスフィルターが実現される。即ち、高周波数帯域（例えば駆動周波数の帯域）については、抵抗ＲＤ１とキャパシターＣＤ１により構成されるローパスフィルターにより、信号レベルを減衰する。低周波数帯域（例えばＤＣの帯域）については、キャパシターＣＤ２と抵抗ＲＤ２により構成されるハイパスフィルターにより、信号レベルを減衰する。これにより、ハイパスフィルターの周波数特性を実現できる。

なお、バンドパスフィルター部３３の構成は図６に限定されず、種々の変形実施が可能である。例えば、バンドパスフィルター部３３は、インダクターやキャパシター等で構成されるＬＣ型又はＬＣＲ型のパッシブ方式のバンドパスフィルターで実現してもよい。或いは、演算増幅器などを有するアクティブ方式のバンドパスフィルターで実現してもよい。

図７はバンドパスフィルター部３３の周波数特性の一例である。図７において横軸は周波数であり、縦軸はゲインである。図７に示すように、バンドパスフィルター部３３は、負荷変調の周波数帯域の信号を通過させ、負荷変調の周波数帯域以外の帯域の信号を減衰させる。具体的には、負荷変調の周波数帯域以外の帯域として、送電部１２の駆動周波数（送電周波数）の帯域や、ＤＣの帯域の信号を減衰させる。

ここで負荷変調の周波数帯域は、図４の負荷変調部５６の負荷変調に用いられる周波数の帯域である。具体的には、負荷変調の周波数帯域は、例えばスイッチ素子ＳＷをオン・オフするクロック信号の周波数の帯域であり、変調周波数の帯域である。駆動周波数の帯域は、例えば駆動クロック信号ＦＣＫの周波数を含む帯域である。例えば図２のドライバー制御回路２２は、クロック生成回路３７から駆動クロック信号ＦＣＫが供給され、この駆動クロック信号ＦＣＫに基づき生成された制御信号（駆動信号）で、送電部１２の送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２を駆動する。バンドパスフィルター部３３で減衰される高周波数側の帯域は、この駆動クロック信号ＦＣＫの周波数を含む帯域である。

例えば図７の周波数特性において、バンドパスフィルターの高周波数側のカットオフ周波数をＣＦＨとし、低周波数側のカットオフ周波数をＣＦＬとする。この場合に、高周波数側のカットオフ周波数ＣＦＨは、駆動周波数よりも低い周波数に設定される。一方、低周波数側のカットオフ周波数ＣＦＬは、ＤＣよりも高い周波数に設定される。こうすることで、駆動周波数の帯域の信号や、ＤＣの帯域の信号のレベルを、バンドパスフィルター部３３により十分に減衰させることが可能になる。

なお、バンドパスフィルター部３３は、制御装置２０に内蔵させてもよいし、制御装置２０の外付け部品によりバンドパスフィルター部３３を構成してもよい。例えば図６の抵抗ＲＤ１、ＲＤ２、キャパシターＣＤ１、ＣＤ２は、制御装置２０の内部の回路素子であってもよいし、制御装置２０（ＩＣ）の外付け部品であってもよい。例えばバンドパスフィルター部３３が外付け部品で構成される場合には、例えば図６のＦＬＴＩ用の第１の端子（第１のパッド）とＦＬＴＱ用の第２の端子（第２のパッド）を制御装置２０に設ける。そして図５の検出電圧ＶＤＴの信号を、第１の端子を介して制御装置２０の外部に出力し、バンドパスフィルター処理後の検出電圧ＶＤＴＢの信号を、第２の端子を介して外部から制御装置２０に入力すればよい。

以上のように、本実施形態では、通信部３０は、負荷変調の周波数帯域の信号を通過させ、それ以外の帯域の信号を減衰させるバンドパスフィルター処理を行うバンドパスフィルター部３３の出力（ＶＤＴＢ）に基づいて、通信データを検出している。従って、後述する図９のように信号に多くのノイズが重畳している場合にも、このノイズによる悪影響を十分に低減できるようになる。

即ち、図５において、大電流で１次コイルＬ１を駆動する送電部１２や、例えばスイッチングレギュレーター方式などで電源電圧の昇圧動作を行う電源電圧制御部１４（ＤＣＤＣコンバーター）は、大きなノイズを発生するノイズ源となる。このため、後述する図９のＦ１、Ｆ２に示すように、このノイズ等が原因で比較判定結果にスリット（グリッジ）が発生し、通信データの誤検出が発生するおそれがある。そしてこのノイズは、送電部１２や電源電圧制御部１４をノイズ源とするものであるため、当該ノイズには駆動周波数成分のノイズが多く含まれる。

この点、本実施形態では、通信部３０はバンドパスフィルター部３３の出力に基づいて通信データの検出を行っている。従って、検出電圧ＶＤＴの信号に重畳するノイズを低減できる。この結果、図９においてバンドパスフィルター処理後の検出電圧ＶＤＴＡの信号に重畳するノイズが低減されるため、通信データの検出エラーの発生を抑制できる。

特に、図７の周波数特性に示すように、バンドパスフィルター部３３は駆動周波数の帯域の信号を減衰する。従って、送電部１２や電源電圧制御部１４がノイズ源となって、駆動周波数成分のノイズが発生した場合にも、当該ノイズをバンドパスフィルター部３３により十分に低減できるようになる。

また図７の周波数特性に示すように、バンドパスフィルター部３３はＤＣの帯域の信号を減衰する。従って、バンドパスフィルター部３３によりＤＣ成分をカットして、ＡＣ成分の信号だけを後段の回路に出力できるようになる。これにより、後段のアンプＡＰや比較回路３４は、バンドパスフィルター処理後の検出電圧の信号をＡＣ信号として扱って、信号処理（信号増幅、比較判定処理）を行うことが可能になる。この結果、信号のＤＣ成分を考慮することなく、信号処理を行うことが可能になり、好適な信号処理の実現が可能になる。

例えば、本実施形態の比較例の手法として、電流変動に対して、ＤＣレベルで閾値電圧を設定して、ＤＣの信号レベルが当該閾値電圧よりも上か下かで判断する手法も考えられる。しかしながら、この手法では、ベースとなる電流の値が変動した場合に、閾値電圧をサーチして、再設定しなければならないという問題点がある。

この点、バンドパスフィルター部３３を用いる本実施形態の手法によれば、ＤＣ成分をカットしてＡＣ信号の状態で信号処理が可能になるため、上記の問題点を解消できる。

そしてバンドパスフィルター部３３は、このように駆動周波数の帯域やＤＣの帯域の信号の成分を減衰しながら、負荷変調の周波数帯域の信号を通過させる。従って、受電側が負荷変調により通信データを送信した場合に、負荷変調された信号成分については、バンドパスフィルター部３３を通過して後段の回路に伝達されるため、後段の比較回路３４や復調部３６での通信データの適切な検出処理を実現できる。なお、バンドパスフィルター部３３は、例えば負荷変調の周波数帯域の信号を増幅して通過させるような回路であってもよい。

また図５では、センス抵抗ＲＣＳに流れる微少の電流ＩＤ１が電流検出回路３２により増幅されて、検出電圧ＶＤＴとしてバンドパスフィルター部３３に出力される。このため、バンドパスフィルター部３３は、微少な電流から電圧に変換されて増幅された検出電圧ＶＤＴに対してバンドパスフィルター処理を行うことが可能になる。従って、例えば図６に示すようなパッシブ方式のバンドパスフィルターであっても、好適なバンドパスフィルター処理を実現できる。

即ち、パッシブ方式のバンドパスフィルターは、アクティブ方式に比べて、利得を得られないという不利点がある。この点、図５では、バンドパスフィルター部３３の前段の電流検出回路３２のＩＶ変換用アンプＩＶＣにより信号増幅が行われ、利得を稼ぐことができるため、利得を得られないパッシブ方式のバンドパスフィルターを採用できる。そして、パッシブ方式のバンドパスフィルターでは、演算増幅器が不要になるため、省電力化を図れる。また、バンドパスフィルター自体で発生するノイズも最小限に抑えることができ、好適なバンドパスフィルター処理を実現できるようになる。

また図５では、電流検出回路３２が、電源（例えば５Ｖ）から送電部１２（電源電圧制御部１４）に流れる電流を検出して、検出電圧ＶＤＴを出力し、バンドフィルターフィルター部３３は、この検出電圧ＶＤＴの信号に対してバンドフィルター処理を行う。そして比較回路３４は、バンドフィルター処理後の検出電圧ＶＤＴＡ（アンプＡＰによる信号増幅後の検出電圧）と、判定用電圧ＶＣＰとの比較判定を行う。そして通信部３０（復調部３６）は、比較回路３４の比較判定結果に基づいて通信データを検出する。例えば、後述する図１０〜図１２（Ｂ）等に示す手法により通信データを検出する。

このような構成によれば、受電側の負荷変調によりセンス抵抗ＲＣＳ（例えば０．１〜０．３Ω）に流れる微少な電流ＩＤ１（例えば数ｍＡ）を電圧に変換しながら増幅し、増幅後の信号に対してバンドフィルター処理を行い、得られた検出電圧ＶＤＴＡを判定用電圧ＶＣＰと比較判定して、比較判定結果に基づいて、通信データを検出できるようになる。

例えばＬ１、Ｌ２のコイルが小型であったり結合度が低い場合等においては、受電側で負荷変調を行った場合に、送電側での電流変動は微少な変動となり、その検出が難しいという問題がある。

この点、図５の構成によれば、受電側の負荷変調による微少な電流変動を検出して、検出電圧ＶＤＴＡと判定用電圧ＶＣＰを比較し、通信データを検出できる。従って、Ｌ１、Ｌ２のコイルが小型であったり結合度が低い場合等においても、通信データの適正な検出処理を実現できるようになる。

また、前述したように、送電部１２や電源電圧制御部１４は、大きなノイズを発生するノイズ源となるため、図９のＦ１、Ｆ２に示すように、このノイズ等が原因で比較判定結果にスリット（グリッジ）が発生する。当該スリットは、バンドフィルター部３３によっては除去しきれない場合がある。

この点、図５では、例えば比較回路３４の後段にフィルター部３５が設けられており、フィルター部３５のフィルター処理後の比較判定結果ＦＱに基づいて、通信データが検出される。従って、例えばフィルター部３５（遅延回路）のフィルター処理（デジタルフィルター処理）によって、図９のＦ１、Ｆ２に示す検出電圧ＶＤＴＡのエッジ変化点でのノイズの悪影響（スリット）が、後段の復調部３６に伝わらないようになり、通信データの誤検出の発生等を抑制できる。

また図５では、比較回路３４は、検出電圧ＶＤＴＡを判定用電圧ＶＣＰと比較判定して、比較判定結果ＣＱを出力している。この構成によれば、負荷変調部５６のスイッチ素子ＳＷのオン・オフに応じて比較判定結果ＣＱがＬレベルからＨレベル、或いはＨレベルからＬレベルに変化する一方で、検出電圧ＶＤＴＡに重畳するノイズによっては比較判定結果ＣＱが変化しないような、判定用電圧ＶＣＰの設定が可能になる。例えば図４において負荷変調部５６に流れる電流ＩＤ２に応じた最適な判定用電圧ＶＣＰを設定することで、ノイズ耐性が強い比較回路３４の比較判定処理を実現でき、通信データの誤検出の発生等を、より抑制することが可能になる。

この場合に比較回路３４は、検出電圧ＶＤＴＡと、複数の判定用電圧との比較判定が可能な回路であることが望ましい。例えば比較回路３４が、検出電圧ＶＤＴＡと、複数の判定用電圧ＶＣＰ１＝ＶＲＦ＋ＶＯＦＦ１、ＶＣＰ１＝ＶＲＦ＋ＶＯＦＦ２との比較判定を行えるようにする。これは、例えば比較回路３４を構成するコンパレーターＣＰとして、複数のオフセット電圧ＶＯＦＦ１、ＶＯＦＦ２の設定が可能なコンパレーターを用いることなどで実現できる。例えば、ＶＯＦＦ１＝２０ｍＶ、ＶＯＦＦ２＝４０ｍＶに設定することで、図９の検出電圧ＶＤＴＡのＬレベル、Ｈレベルと、判定用電圧ＶＣＰとの電圧差を、例えば２０ｍＶ、４０ｍＶに設定できるようになる。

例えばＶＣＰ＝ＶＣＰ１（＜ＶＣＰ２）に設定すれば、ＶＣＰ＝ＶＣＰ２に設定する場合に比べて、センス抵抗ＲＣＳでの、より微少な電流変動を、比較判定結果ＣＱの変化として検出できるようになり、検出感度を向上できる。但し、ＶＣＰ＝ＶＣＰ１に設定すると、ノイズによる微少な変動も、比較判定結果ＣＱの変化として誤検出するおそれがあり、ノイズ耐性が低下する。

一方、ＶＣＰ＝ＶＣＰ２（＞ＶＣＰ１）に設定すれば、ＶＣＰ＝ＶＣＰ１に設定する場合に比べて、検出感度は低下するものの、ノイズ耐性を向上できるという利点がある。

そして、比較回路３４として、検出電圧ＶＤＴＡと複数の判定用電圧（ＶＣＰ１、ＶＣＰ２等）との比較判定が可能な回路を採用すれば、負荷変調部５６に流れる電流ＩＤ２の電流値や、Ｌ１、Ｌ２のコイルのサイズや結合度や、ノイズレベルの状況など応じた最適は比較判定処理の実現が可能になる。例えば検出感度を優先する場合には、より低い電圧の判定用電圧（ＶＣＰ１）を用いればよく、ノイズ耐性を優先する場合には、より高い電圧の判定用電圧（ＶＣＰ２）を用いればよい。

また本実施形態では図４に示すように、負荷変調部５６は、電流源ＩＳを有し、この電流源ＩＳを用いて負荷変調を行っている。このようにすれば、ノードＮＶＣの電圧ＶＣＣ（整流電圧）の大小に依存せずに、定電流の電流ＩＤ２を用いて負荷変調を行うことが可能になる。

例えば比較例の手法として、図４の電流源ＩＳの代わりに抵抗を設けて負荷変調を行う手法がある。しかしながら、この比較例の手法では、例えばＬ１、Ｌ２のコイル間の距離が近くなり、ノードＮＶＣの電圧ＶＣＣが高くなると、負荷変調部５６に流れる電流ＩＤ２が大きくなってしまう。一方、Ｌ１、Ｌ２のコイル間の距離が遠くなり、ノードＮＶＣの電圧ＶＣＣが低くなると、負荷変調部５６に流れる電流ＩＤ２が小さくなってしまう。従って、Ｌ１、Ｌ２のコイル間の距離等に依存して、負荷変調による送電側の電流変動の大きさも変化してしまい、安定した通信の実現の妨げとなってしまう。例えば前述のように、図９の判定用電圧ＶＣＰ（ＶＯＦＦ）の設定は、検出感度とノイズ耐性を考慮して決定される。しかしながら、Ｌ１、Ｌ２のコイル間の距離等に依存して、負荷変調による送電側の電流変動の大きさが変化してしまうと、判定用電圧ＶＣＰの設定のマージンが狭くなってしまい、安定した通信の実現が難しくなる。

この点、図４では、電流源ＩＳで生成された定電流ＩＤ２を用いて負荷変調を行っている。このため、Ｌ１、Ｌ２のコイル間の距離等が変化しても、負荷変調による送電側の電流変動の大きさはそれほど変化しなくなる。従って、判定用電圧ＶＣＰの設定のマージン等を大きくすることができ、安定した通信の実現が可能になる。

５．負荷変調パターンによる通信データの検出
本実施形態では負荷変調パターンにより通信データを検出する手法を採用している。以下では、この通信データの検出手法の詳細について説明する。

例えば図８は、受電側の通信構成を説明する図である。受電部５２は、駆動クロック信号ＦＣＫに対応する周波数のクロック信号を抽出して、通信データ生成部５５に供給する。通信データ生成部５５は、図２の制御部５４に設けられており、供給されたクロック信号に基づいて通信データの生成処理を行う。そして通信データ生成部５５は、生成された通信データを送信するための制御信号ＣＳＷを負荷変調部５６に出力し、この制御信号ＣＳＷにより例えばスイッチ素子ＳＷのオン・オフ制御を行って、通信データに対応する負荷変調を負荷変調部５６に行わせる。

負荷変調部５６は、例えば第１の負荷状態、第２の負荷状態というように、受電側の負荷状態（負荷変調による負荷）を変化させることで、負荷変調を行う。第１の負荷状態は、例えばスイッチ素子ＳＷがオンになる状態であり、受電側の負荷状態（負荷変調の負荷）が高負荷（インピーダンス小）になる状態である。第２の負荷状態は、例えばスイッチ素子ＳＷがオフになる状態であり、受電側の負荷状態（負荷変調の負荷）が低負荷（インピーダンス大）になる状態である。

そして、これまでの負荷変調手法では、例えば第１の負荷状態を、通信データの論理レベル「１」（第１の論理レベル）に対応させ、第２の負荷状態を、通信データの論理レベル「０」（第２の論理レベル）に対応させて、受電側から送電側への通信データの送信を行っていた。即ち、通信データのビットの論理レベルが「１」である場合には、スイッチ素子ＳＷをオンにし、通信データのビットの論理レベルが「０」である場合には、スイッチ素子ＳＷをオフにすることで、所定のビット数の通信データを送信していた。

しかしながら、例えばコイル間の結合度が低かったり、コイルが小型であったり、送電電力も低パワーであるような用途では、このような従来の負荷変調手法では、適正な通信の実現が難しい。即ち、負荷変調により受電側の負荷状態を、第１の負荷状態、第２の負荷状態というように変化させても、ノイズ等が原因で、通信データの論理レベル「１」、「０」のデータ検出エラーが発生してしまう。つまり、受電側で負荷変調を行っても、この負荷変調により、送電側のセンス抵抗ＲＣＳに流れる電流ＩＤ１は、非常に微少な電流となる。このため、ノイズが重畳すると、データ検出エラーが発生し、ノイズ等を原因とする通信エラーが発生してしまう。

例えば図９は、検出電圧ＶＤＴＡ、比較回路３０の判定用電圧ＶＣＰ及び比較判定結果ＣＱの信号波形を模式的に示した図である。図９に示すように、検出電圧ＶＤＴＡは、基準電圧ＶＲＦを基準にして変化する電圧信号になっており、判定用電圧ＶＣＰは、この基準電圧ＶＲＦにコンパレーターＣＰのオフセット電圧ＶＯＦＦ（ＶＯＦＦ１、ＶＯＦＦ２）を加算した電圧信号になっている。

そして図９に示すように、例えば検出電圧ＶＤＴＡの信号にノイズが重畳すると、Ｆ１、Ｆ２に示すように比較判定結果ＣＱの信号のエッジの位置が変化し、期間ＴＭ１の幅（間隔）が長くなったり、短くなるというように変動してしまう。例えば期間ＴＭ１が論理レベル「１」に対応する期間であるとすると、期間ＴＭ１の幅が変動すると、通信データのサンプリングエラーが発生してしまい、通信データの検出エラーが生じるおそれがある。特に、受電側が、通常送電期間において常時の負荷変調を行って、送電電力設定情報を送信する場合には、通常送電を行っている送電部１２等がノイズ源となって、通信データの検出エラーが発生する確率が高くなってしまう。

そこで本実施形態では、通信データの各ビットの論理レベル「１」（データ１）、論理レベル「０」（データ０）を、負荷変調パターンを用いて、受電側から送信し、送電側において検出する手法を採用している。

具体的には図１０に示すように、受電側の負荷変調部５６は、送電装置１０に送信する通信データの第１の論理レベル「１」については、負荷変調パターンが第１のパターンＰＴ１となる負荷変調を行う。一方、通信データの第２の論理レベル「０」については、負荷変調パターンが第１のパターンＰＴ１とは異なる第２のパターンＰＴ２となる負荷変調を行う。

そして送電側の通信部３０（復調部）は、負荷変調パターンが第１のパターンＰＴ１である場合には、第１の論理レベル「１」の通信データであると判断する。一方、負荷変調パターンが第１のパターンＰＴ１とは異なる第２のパターンＰＴ２である場合には、第２の論理レベル「０」の通信データであると判断する。

ここで負荷変調パターンは、第１の負荷状態と第２の負荷状態で構成されるパターンである。第１の負荷状態は、負荷変調部５６による受電側の負荷が、例えば高負荷になる状態である。具体的には、図１０において、第１の負荷状態の期間ＴＭ１は、負荷変調部５６のスイッチ素子ＳＷがオンになって、電流源ＩＳの電流がノードＮＶＣからＧＮＤ側に流れる期間であり、第１、第２のパターンＰＴ１、ＰＴ２のＨレベル（ビット＝１）に対応する期間である。

一方、第２の負荷状態は、負荷変調部５６による受電側の負荷が、例えば低負荷になる状態である。具体的には、図１０において第２の負荷状態の期間ＴＭ２は、負荷変調部５６のスイッチ素子ＳＷがオフになる期間であり、第１、第２のパターンＰＴ１、ＰＴ２のＬレベル（ビット＝０）に対応する期間である。

そして図１０において、第１のパターンＰＴ１は、第１の負荷状態の期間ＴＭ１の幅が第２のパターンＰＴ２に比べて長くなるパターンとなっている。このように第１の負荷状態の期間ＴＭ１の幅が、第２のパターンＰＴ２に比べて長い第１のパターンＰＴ１については、論理レベル「１」であると判断される。一方、第１の負荷状態の期間ＴＭ１の幅が、第１のパターンＰＴ１に比べて短い第２のパターンＰＴ２については、論理レベル「０」であると判断される。

図１０に示すように、第１のパターンＰＴ１は、例えば（１１１０）のビットパターンに対応するパターンである。第２のパターンＰＴ２は、例えば（１０１０）のビットパターンに対応するパターンである。これらのビットパターンにおいて、ビット＝１は、負荷変調部５６のスイッチ素子ＳＷがオンになる状態に対応し、ビット＝０は、負荷変調部５６のスイッチ素子ＳＷがオフになる状態に対応する。

例えば受電側は、送信する通信データのビットが論理レベル「１」である場合には、第１のパターンＰＴ１に対応する（１１１０）のビットパターンで、負荷変調部５６のスイッチ素子ＳＷをオン又はオフにする。具体的には、スイッチ素子ＳＷを、順に、オン、オン、オン、オフにするスイッチ制御を行う。そして送電側は、負荷変調パターンが、（１１１０）のビットパターンに対応する第１のパターンＰＴ１であった場合には、通信データのビットの論理レベルは「１」であると判断する。

一方、受電側は、送信する通信データのビットが論理レベル「０」である場合には、第２のパターンＰＴ２に対応する（１０１０）のビットパターンで、負荷変調部５６のスイッチ素子ＳＷをオン又はオフにする。具体的には、スイッチ素子ＳＷを、順に、オン、オフ、オン、オフにするスイッチ制御を行う。そして送電側は、負荷変調パターンが、（１０１０）のビットパターンに対応する第２のパターンＰＴ２であった場合には、通信データのビットの論理レベルは「０」であると判断する。

ここで、送電部１２の駆動周波数をＦＣＫとし、駆動周期をＴ＝１／ＦＣＫとした場合には、第１、第２のパターンＰＴ１、ＰＴ２の長さは、例えば５１２×Ｔと表すことができる。この場合に、１つのビット区間の長さは、（５１２×Ｔ）／４＝１２８×Ｔと表される。従って、受電側は、通信データのビットが論理レベル「１」である場合には、例えば１２８×Ｔの間隔で、第１のパターンＰＴ１に対応する（１１１０）のビットパターンで、負荷変調部５６のスイッチ素子ＳＷをオン又はオフにする。また受電側は、通信データのビットが論理レベル「０」である場合には、例えば１２８×Ｔの間隔で、第２のパターンＰＴ２に対応する（１０１０）のビットパターンで、負荷変調部５６のスイッチ素子ＳＷをオン又はオフにする。

なお、駆動周波数ＦＣＫは例えば８０〜１２０ＫＨｚ程度であり、負荷変調部５６の負荷変調の周波数ＦＭＤ（スイッチ素子ＳＷのオン・オフのクロック周波数）は、例えば３００〜５００Ｈｚ程度である。具体的には、駆動周波数をＦＣＫ＝１／Ｔとすると、負荷変調の周波数ＦＭＤは、図１０においてはＦＭＤ＝１／（２５６×Ｔ）＝ＦＣＫ／２５６と表すことができる。

一方、送電側は、例えば図１１に示す手法で通信データの検出処理及び取り込み処理を行う。例えば通信部３０（復調部）は、第１のパターンＰＴ１における第１の負荷状態の期間ＴＭ１内に設定された第１のサンプリングポイントＳＰ１から、所与のサンプリング間隔ＳＩで負荷変調パターンのサンプリングを行って、所与のビット数の通信データを取り込む。

例えば図１１のサンプリングポイントＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３、ＳＰ４、ＳＰ５、ＳＰ６は、サンプリング間隔ＳＩ毎に設定されるサンプリングポイントである。このサンプリング間隔ＳＩは、負荷変調パターンの長さに対応する間隔である。即ち、負荷変調パターンである第１、第２のパターンＰＴ１、ＰＴ２の長さに対応する間隔である。例えば図１０では、第１、第２のパターンＰＴ１、ＰＴ２の長さは５１２×Ｔ（＝５１２／ＦＣＫ）となっているため、サンプリング間隔ＳＩの長さも５１２×Ｔになる。

そして図１１では、期間ＴＳ１、ＴＳ２、ＴＳ３、ＴＳ４、ＴＳ５、ＴＳ６での負荷変調パターンは、各々、ＰＴ１、ＰＴ２、ＰＴ１、ＰＴ２、ＰＴ２、ＰＴ２になっている。ここで期間ＴＳ１、ＴＳ２、ＴＳ３、ＴＳ４、ＴＳ５、ＴＳ６はサンプリングポイントＳＰ１、ＳＰ２、ＳＰ３、ＳＰ４、ＳＰ５、ＳＰ６に対応する期間である。従って、図１１の場合には、第１のサンプリングポイントＳＰ１から、サンプリング間隔ＳＩで負荷変調パターンのサンプリングを行うことで、例えばビット数＝６である通信データ（１０１０００）が取り込まれることになる。

具体的には通信部３０は、信号レベルがＨレベルとなるパルスを検出し、そのパルスの幅が第１の範囲幅内（例えば２２０×Ｔ〜５１１×Ｔ）である場合に、ビット同期を行う。例えば復調部３６は、比較判定結果ＣＱ（ＦＱ）の信号が所定ビット数分だけＬレベル（「０」）である状態からＨレベル（「１」）になる第１のエッジと、第１のエッジ後に比較判定結果ＣＱ（ＦＱ）がＨレベルからＬレベルになる第２のエッジを検出する。そして、第１のエッジと第２のエッジにより規定されるパルスの幅が、第１の範囲幅内（２２０×Ｔ〜５１１×Ｔ）である場合には、ビット同期したと判断して、通信データの１番目のビットの論理レベル「１」を検出する。そして、ビット同期した場合には、そのパルス幅の中心点に第１のサンプリングポイントＳＰ１を設定し、第１のサンプリングポイントＳＰ１からサンプリング間隔ＳＩ（例えば５１２×Ｔ）毎に信号を取り込む。そして取り込んだ信号のレベルが、Ｈレベルであれば、論理レベル「１」（第１のパターンＰＴ１）であると判断し、Ｌレベルであれば、論理レベル「０」（第２のパターンＰＴ２）であると判断する。このようにすることで、図１１では、通信データ（１０１０００）が取り込まれることになる。実際には、ビット同期後（ＳＰ１での１ビット分のデータを取り込んだ後）、１５ビット分のデータを取り込むことで、全体として１６ビット分の通信データが取り込まれる。この１６ビットの通信データでは最初の１ビット（ビット同期したビット）は必ず「１」になる。

このように本実施形態では、第１の負荷状態の期間ＴＭ１の幅が、第１の範囲幅内（２２０×Ｔ〜５１１×Ｔ）である場合に、図１１に示すように、第１の負荷状態の期間ＴＭ１内に、第１のサンプリングポイントＳＰ１を設定する。

具体的には図１２（Ａ）に示すように、信号レベルがＨレベルとなる期間ＴＭ１の幅が、第１の範囲幅ＲＷ１内である場合に、ビット同期を行い、その期間ＴＭ１内の例えば中心点に、第１のサンプリングポイントＳＰ１を設定する。そして、設定された第１のサンプリングポイントＳＰ１から、サンプリング間隔ＳＩ毎にサンプリングを行う。ここで第１の範囲幅ＲＷ１（２２０×Ｔ〜５１１×Ｔ）は、第１のパターンＰＴ１における第１の負荷状態の期間ＴＭ１（３８４×Ｔ）に対応して設定される範囲幅である。

即ち、図９で説明したように、ノイズ等が原因となって、期間ＴＭ１の幅は変動してしまう。そして第１のパターンＰＴ１における期間ＴＭ１の幅のティピカル値は、３ビット分（１１１）に対応する幅である１２８×３×Ｔ＝３８４×Ｔである。従って、この３８４×Ｔを含むような第１の範囲幅ＲＷ１（２２０×Ｔ〜５１１×Ｔ）を設定する。そして、第１の範囲幅ＲＷ１（２２０×Ｔ〜５１１×Ｔ）内であるＨレベルの期間については、第１のパターンＰＴ１の期間ＴＭ１であると判断し、第１のサンプリングポイントＳＰ１を設定するためのビット同期を行う。このようにすることで、図９に示すようにノイズが信号に重畳している場合にも、適正なビット同期を行って、適切な第１のサンプリングポイントＳＰ１を設定できるようになる。

そして、このように第１のサンプリングポイントＳＰ１を設定した後は、サンプリング間隔ＳＩ毎にサンプリングを行い、各サンプリングポイントでの信号レベルに基づいて、第１、第２のパターンＰＴ１、ＰＴ２のいずれなのかを判断する。

具体的には通信部３０は、図１２（Ａ）に示すように、第１のサンプリングポイントＳＰ１の次の第２のサンプリングポイントＳＰ２において、負荷状態が第１の負荷状態である場合（信号レベルがＨレベルである場合）には、第２のサンプリングポイントＳＰ２での負荷変調パターンが第１のパターンＰＴ１であると判断する。即ち、通信データのビットの論理レベルが「１」であると判断する。また図１２（Ａ）に示すように、第２のサンプリングポイントＳＰ２の次の第３のサンプリングポイントＳＰ３において、負荷状態が第１の負荷状態（Ｈレベル）である場合には、第３のサンプリングポイントＳＰ３での負荷変調パターンが第１のパターンＰＴ１であり、通信データのビットの論理レベルが「１」であると判断する。その後のサンプリングポイントにおいても同様である。

一方、図１２（Ｂ）に示すように、第２のサンプリングポイントＳＰ２において、負荷状態が第２の負荷状態である場合（信号レベルがＬレベルである場合）には、第２のサンプリングポイントＳＰ２での負荷変調パターンが第２のパターンＰＴ２であると判断する。即ち、通信データのビットの論理レベルが「０」であると判断する。また第３のサンプリングポイントＳＰ３において、負荷状態が第２の負荷状態である場合（Ｌレベル）には、第３のサンプリングポイントＳＰ３での負荷変調パターンが第２のパターンＰＴ２であり、通信データのビットの論理レベルが「０」であると判断する。その後のサンプリングポイントにおいても同様である。

例えば図１１では、サンプリングポイントＳＰ２での負荷状態は第２の負荷状態（Ｌレベル）であるため、第２のパターンＰＴ２であると判断され、論理レベルが「０」であると判断される。サンプリングポイントＳＰ３での負荷状態は第１の負荷状態（Ｈレベル）であるため、第１のパターンＰＴ１であると判断され、論理レベルが「１」であると判断される。サンプリングポイントＳＰ４、ＳＰ５、ＳＰ６での負荷状態は第２の負荷状態（Ｌレベル）であるため、第２のパターンＰＴ２であると判断され、論理レベルが「０」であると判断される。

なお、図１１〜図１２（Ｂ）の各サンプリングポイントにおいて、そのサンプリングポイントを含む負荷状態の期間の幅が、所定の範囲幅内であるか否かを確認するようにしてもよい。即ち、信号の取り込みの際にパルス幅が範囲幅内にあるかを条件に加える。

例えば図１２（Ａ）に示すように、第２のサンプリングポイントＳＰ２において、負荷状態が第１の負荷状態（Ｈレベル）であり、且つ、第２のサンプリングポイントＳＰ２を含む第１の負荷状態の期間ＴＭ１の幅（Ｈレベルのパルス幅）が、第１の範囲幅ＲＷ１内（２２０×Ｔ〜５１１×Ｔ）である場合には、第２のサンプリングポイントＳＰ２での負荷変調パターンが第１のパターンＰＴ１（論理レベル「１」）であると判断する。同様に第３のサンプリングポイントＳＰ３において、負荷状態が第１の負荷状態（Ｈレベル）であり、且つ、第３のサンプリングポイントＳＰ３を含む第１の負荷状態の期間ＴＭ１の幅（Ｈレベルのパルス幅）が、第１の範囲幅ＲＷ１内である場合には、第３のサンプリングポイントＳＰ３での負荷変調パターンが第１のパターンＰＴ１であると判断する。

一方、図１２（Ｂ）に示すように、第２のサンプリングポイントＳＰ２において、負荷状態が第２の負荷状態（Ｌレベル）であり、且つ、第２のサンプリングポイントＳＰ２を含む第２の負荷状態の期間ＴＭ２の幅（Ｌレベルのパルス幅）が、第２の範囲幅ＲＷ２内（例えば８０×Ｔ〜１５０×Ｔ）である場合には、第２のサンプリングポイントＳＰ２での負荷変調パターンが第２のパターンＰＴ２（論理レベル「０」）であると判断する。同様に第３のサンプリングポイントＳＰ３において、負荷状態が第２の負荷状態（Ｌレベル）であり、且つ、第３のサンプリングポイントＳＰ３を含む第２の負荷状態の期間ＴＭ２の幅（Ｌレベルのパルス幅）が、第２の範囲幅ＲＷ２内である場合には、第３のサンプリングポイントＳＰ３での負荷変調パターンが第２のパターンＰＴ２であると判断する。

ここで第２の範囲幅ＲＷ２（８０×Ｔ〜１５０×Ｔ）は、第２のパターンＰＴ２における第２の負荷状態の期間ＴＭ２（１２８×Ｔ）に対応して設定される範囲幅である。期間ＴＭ２のティピカル値は、１ビットに対応する幅である１２８×Ｔとなるため、この１２８×Ｔを含むような第２の範囲幅ＲＷ２（８０×Ｔ〜１５０×Ｔ）が設定される。

例えば、通信状態が通常である場合には、Ｈレベル、Ｌレベルのパルス幅（期間ＴＭ１、ＴＭ２のパルス幅）の大きさ（ＲＷ１、ＲＷ２）を確認することなく、図１１に示すようにサンプリングポイントＳＰ１からサンプリング間隔ＳＩ毎に設定されたサンプリングポイントＳＰ２、ＳＰ３、ＳＰ４・・・において信号を取り込んでデータを検出しても、大きな問題は生じない。

しかしながら、例えば通信中に、例えば図１（Ａ）の充電器５００と電子機器５１０との間で位置ズレが発生したり、振動などが発生すると、これによる電流変動が原因で、通信エラーが発生してしまうという問題がある。この場合に、後述するＣＲＣのエラーチェックを行うことで、上記のような通信エラーの発生を低減できる。しかし、例えばＣＲＣ（例えば８ビット）によるエラーチェックだけでは、所定の確率（例えば１／２５６）で上記の通信エラーを検出できず、間違った判断をしてしまうおそれがある。

この点、図１２（Ａ）、図１２（Ｂ）で説明したように、各サンプリングポイントにおいて、Ｈレベル、Ｌレベルのパルス幅が第１、第２の範囲幅ＲＷ１、ＲＷ２内にあることを確認する手法を採用すれば、上記のような問題の発生を解消できるようになる。

以上のように本実施形態では、負荷変調パターンを判別して通信データの論理レベルを判定している。例えば従来では、負荷変調部５６のスイッチ素子ＳＷがオンになる第１の負荷状態を論理レベル「１」と判断し、スイッチ素子ＳＷがオフになる第２の負荷状態を論理レベル「０」と判断するような手法を採用している。しかしながら、この従来例の手法では、図９で説明したように、ノイズ等が原因で通信データの検出エラーが発生してしまうおそれがある。

これに対して本実施形態では、負荷変調パターンが、例えば図１０に示すような第１、第２のパターンＰＴ１、ＰＴ２のいずれであるかを判別することで、通信データの各ビットの論理レベルを検出している。従って、図９のようなノイズが多いような状況においても、通信データの適正な検出が可能になる。即ち、図１０の第１、第２のパターンＰＴ１、ＰＴ２では、例えば第１の負荷状態（Ｈレベル）の期間ＴＭ１の幅（パルス幅）が大きく異なっており、本実施形態では、この期間ＴＭ１の幅の違いを判別することで、パターンを判別して、通信データの各ビットの論理レベルを検出している。例えば図１１〜図１２（Ｂ）の最初のビット同期において、期間ＴＭ１の幅が第１の範囲幅ＲＷ１内（２２０×Ｔ〜５１１×Ｔ）である場合に、その期間ＴＭ１の中心点にサンプリングポイントＳＰ１を設定し、その後のサンプリングポイントＳＰ２、ＳＰ３、ＳＰ４・・・での信号の取り込みを行っている。従って、例えばノイズが原因でサンプリングポイントＳＰ１での期間ＴＭ１の幅等が変動した場合にも、通信データの適正な検出が可能になる。また、以降のサンプリングポイントＳＰ２、ＳＰ３、ＳＰ４・・・は、サンプリング間隔ＳＩに基づき簡素な処理で設定できるため、通信データの検出処理の処理負荷も軽減できるという利点がある。

なお本実施形態の通信手法は、図１０〜図１２（Ｂ）等で説明した手法に限定されず、種々の変形実施が可能である。例えば図１０では第１のパターンＰＴ１に論理レベル「１」を対応づけ、第２のパターンＰＴ２に論理レベル「０」を対応づけているが、この対応づけは逆であってもよい。また、図１０の第１、第２のパターンＰＴ１、ＰＴ２は負荷変調パターンの一例であり、本実施形態の負荷変調パターンはこれに限定されず、種々の変形実施が可能である。例えば図１０では、第１、第２のパターンＰＴ１、ＰＴ２は同じ長さに設定されているが、異なる長さに設定してもよい。また図１０では、ビットパターン（１１１０）の第１のパターンＰＴ１と、ビットパターン（１０１０）の第２のパターンＰＴ２を用いているが、これらとは異なったビットパターンの第１、第２のパターンＰＴ１、ＰＴ２を採用してもよい。例えば第１、第２のパターンＰＴ１、ＰＴ２は、少なくとも第１の負荷状態の期間ＴＭ１（或いは第２の負荷状態の期間ＴＭ２）の長さが異なるパターンであればよく、図１０とは異なる種々のパターンを採用できる。

また本実施形態では図５に示すように、フィルター部３５を復調部３６の前段側に設けており、これにより例えば１６×Ｔ以下の長さのデータについては復調部３６に伝わらないようにするローパスのデジタルフィルタ処理が行われる。この結果、例えば図９のＦ１、Ｆ２に示すようなスリット（グリッジ）については例えば１６×Ｔ以下のデータとされて、復調部３６には伝わらないようになる。

図１３（Ａ）、図１３（Ｂ）に、本実施形態で用いられる通信データのフォーマットの例を示す。

図１３（Ａ）では、通信データは６４ビットで構成され、この６４ビットで１つのパケットが構成される。一番目の１６ビットは００ｈとなっている。例えば受電側の負荷変調を検出して送電側が通常送電（或いは間欠送電）を開始する場合に、通信部３０の電流検出回路３２等が動作して、通信データを適正に検出できるようになるまでに、ある程度の時間が必要になる。このため、一番目の１６ビットには、ダミー（空）のデータである００ｈを設定する。送電側は、この１番目の１６ビットの００ｈの通信期間において、例えばビット同期のために必要な種々の処理を行うことになる。

次の２番目の１６ビットには、データコードと、整流電圧（ＶＣＣ）の情報が設定される。データコードは、図１３（Ｂ）に示すように、次の３番目の１６ビットで通信されるデータを特定するためのコードである。整流電圧（ＶＣＣ）は、送電装置１０の送電電力設定情報として用いられる。具体的には、電源電圧制御部１４は、この整流電圧（ＶＣＣ）の情報等に基づいて、送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２に供給する電源電圧ＶＤＲＶを可変に制御し、これにより送電部１２の送電電力を可変に制御する。

３番目の１６ビットには、データコードでの設定に従って、温度、充電電圧、充電電流、ステータスフラグ、サイクル回数、或いはＩＣ番号などの情報が設定される。温度は例えばバッテリー温度などである。充電電圧、充電電流は、バッテリー９０の充電電圧（ＶＢＡＴ等）、充電電流であり、充電状態を表す情報である。ステータスフラグは、例えば温度エラー（高温異常、低温異常）、バッテリーエラー（１．０Ｖ以下のバッテリー電圧）、過電圧エラー、タイマーエラー、満充電（ノーマルエンド）などの受電側のステータスを表す情報である。サイクル回数（サイクルタイム）は充電回数を表す情報である。ＩＣ番号は、制御装置のＩＣを特定するための番号である。４番目の１６ビットにはＣＲＣの情報が設定される。ＣＲＣは、ＣＲＣのエラーチェックのための情報である。

なお、後述する図１４に示すように、電子機器５１０の着地が検出されて、ＶＣＣ＞６．０Ｖになった場合に、Ｂ５の負荷変調では、まず初めに例えば１パケット（６４ビット）の空データ（ダミーデータ）の通信データが送信される。そして送電側は、この空データの通信データを検出して、通常送電を開始することになる。

また、以上では本実施形態の通信手法の一例を示したが、本実施形態の通信手法はこれに限定されず種々の変形実施が可能である。例えば本実施形態の通信手法は、図１０〜図１２（Ｂ）のように負荷変調パターンを論理レベルに対応づける手法には限定されず、例えば第１の負荷状態を論理レベル「１」に対応づけ、第２の負荷状態を論理レベル「０」に対応づける手法などを採用してもよい。また、通信データのフォーマットや通信処理も本実施形態で説明した手法に限定されず、種々の変形実施が可能である。

６．動作シーケンスの詳細例
図１４、図１５、図１６は本実施形態の無接点電力伝送システムの動作シーケンスの詳細を説明するための信号波形図である。

図１４のＢ１は、図３のＡ１のスタンバイステートであり、着地検出用の間欠送電が行われている。即ち、期間ＴＬ１の間隔毎に期間ＴＬ２の間隔の送電が行われる。ＴＬ１の間隔は例えば３秒であり、ＴＬ２の間隔は例えば５０ミリ秒である。そして図１４のＢ２、Ｂ３では、受電部５２の出力電圧である整流電圧ＶＣＣは６．０Ｖ以下であるため、負荷変調による通信は行われない。

一方、Ｂ４では整流電圧ＶＣＣが着地検出の閾値電圧である６．０Ｖを超えたため、Ｂ５に示すように負荷変調部５６が負荷変調を開始する。即ち、Ｂ２、Ｂ３ではＬ１、Ｌ２のコイルが十分には電磁的結合状態になっていないが、Ｂ４ではＬ１、Ｌ２のコイルが図１（Ｂ）に示すように適正な電磁的結合状態になっている。このため、整流電圧ＶＣＣが上昇して、６．０Ｖを超え、負荷変調が開始する。そして、この負荷変調（空の通信データ）が送電側により検出されると、Ｂ６に示すように送電部１２による通常送電が開始する。Ｂ６の通常送電は、Ｂ１の間欠送電とは異なる連続送電であり、この通常送電による電力により、充電部５８によるバッテリー９０の充電が開始する。この時、放電部６０の放電動作はオフになっている。また、Ｂ５に示す負荷変調により、整流電圧や充電電圧やステータスフラグなどの各種の情報を含む通信データが、受電側から送電側に送信されて、送電制御が実行される。なお、Ｂ５の負荷変調は、Ｂ７に示す着地検出用の間欠送電により整流電圧ＶＣＣが上昇したことにより開始している。

図１５のＣ１では、バッテリー９０の充電が行われる通常送電期間において、電子機器５１０が取り去られている。このＣ１の取り去りは、Ｃ２、Ｃ３に示すように、バッテリー９０の満充電前の取り去りである。即ち、満充電フラグが非アクティブレベルであるＬレベルになっている状態での取り去りである。

このように電子機器５１０の取り去りが行われると、送電側の電力が受電側に伝達されなくなり、受電部５２の出力電圧である整流電圧ＶＣＣが低下する。そしてＣ４に示すように例えばＶＣＣ＜３．１Ｖになると、Ｃ５に示すように負荷変調部５６による負荷変調が停止する。負荷変調が停止すると、Ｃ６に示すように送電部１２による通常送電が停止する。

また、整流電圧ＶＣＣ（出力電圧）が低下し、判定電圧である例えば３．１Ｖを下回ると、不図示の受電側のスタートキャパシターの放電が開始する。このスタートキャパシターは、受電側の放電動作の起動用（起動期間の計測用）のキャパシターであり、例えば受電側の制御装置５０の外付け部品として設けられる。そして、整流電圧ＶＣＣが判定電圧（３．１Ｖ）を下回ってから、起動期間ＴＳＴが経過すると、Ｃ８に示すように放電部６０の放電動作がオフからオンに切り替わり、バッテリー９０からの電力が電力供給対象１００に供給されるようになる。具体的には、スタートキャパシターの電圧（充電電圧）が放電動作オンのための閾値電圧を下回ると、起動期間ＴＳＴが経過したと判断され、放電部６０の放電動作がオンになって、バッテリー９０からの電力を電力供給対象１００に対して放電される。これにより、図３のＡ５に示すように電子機器５１０が使用可能な状態になる。また送電部１２は、通常送電を停止した後、Ｃ９に示すように、着地検出用の間欠送電を行うようになる。

なお本実施形態では図２の受電側の制御部５４として、充電系の制御部と、放電系の制御部が設けられている。充電系の制御部は、受電部５２の整流電圧ＶＣＣ（出力電圧）による電源電圧が供給されて動作する。放電系の制御部や放電部６０は、バッテリー電圧ＶＢＡＴによる電源電圧が供給されて動作する。そして充電部５８、負荷変調部５６の制御等は充電系の制御部が行う。一方、スタートキャパシターの充放電の制御や放電部６０の制御（放電動作のオン・オフ制御）等は、放電系の制御部が行う。

図１６のＤ１では、満充電フラグがアクティブレベルであるＨレベルになっており、バッテリー９０の満充電が検出されている。このように満充電が検出されると、図３のＡ３に示すように満充電スタンバイステートに移行し、Ｄ２に示すように満充電後の取り去り検出用の間欠送電が行われる。即ち、期間ＴＲ１の間隔毎に期間ＴＲ２の間隔の送電が行われる。ＴＲ１の間隔は例えば１．５秒であり、ＴＲ２の間隔は例えば５０ミリ秒である。取り去り検出用の間欠送電の期間ＴＲ１の間隔は、着地検出用の間欠送電の期間ＴＬ１の間隔に比べて、短くなっている。

この取り去り検出用の間欠送電により、図１６のＤ３、Ｄ４に示すように受電部５２の整流電圧がＶＣＣ＞６．０Ｖとなり、Ｄ５、Ｄ６に示すように負荷変調が行われる。送電側は、この負荷変調（空の通信データ等）を検出することで、電子機器５１０が未だ取り去られていないことを検出できる。

そして、前述のスタートキャパシターにより設定されるＤ７に示す起動期間ＴＳＴの間隔（例えば３秒）に比べて、取り去り検出用の間欠送電の期間ＴＲ１の間隔（例えば１．５秒）は短い。従って、電子機器５１０が取り去られていない状態では、スタートキャパシターの電圧（充電電圧）は、放電動作オンのための閾値電圧ＶＴを下回らず、Ｄ８に示すように放電動作のオフからオンへの切り替わりは行われない。

一方、Ｄ９では、電子機器５１０が取り去られている。そして、Ｄ４に示す取り去り検出用の間欠送電の期間ＴＲ２の終了後に、Ｄ１０に示すように、受電部５２の整流電圧ＶＣＣは判定電圧である３．１Ｖを下回るため、Ｄ７に示す起動期間ＴＳＴの計測がスタートする。そしてＤ１１では、スタートキャパシターの電圧が放電動作オンのための閾値電圧ＶＴを下回っており、起動期間ＴＳＴの経過が検出されている。これにより、放電部６０の放電動作がオフからオンに切り替わり、バッテリー９０からの電力が電力供給対象１００に供給されるようになる。またＤ１２に示すように、電子機器５１０の着地検出用の間欠送電が行われるようになる。

以上のように本実施形態では、図１４のＢ５に示すように受電装置４０が負荷変調を開始したことを条件に、Ｂ６に示すように送電部１２による通常送電が開始する。そしてＢ５の負荷変調が継続されている間は、Ｂ６に示す通常送電は継続する。具体的には図１５のＣ５に示すように負荷変調が非検出となった場合に、Ｃ６に示すように送電部１２による通常送電が停止する。そしてＣ９に示すように送電部１２による着地検出用の間欠送電が行われるようになる。

このように本実施形態では、負荷変調の開始を条件に通常送電を開始し、負荷変調が継続されている間は通常送電を継続し、負荷変調が非検出になると通常送電を停止するという動作シーケンスを採用している。このようにすれば、複雑な認証処理等を不要にでき、シンプルで簡素な動作シーケンスで、無接点電力伝送と、負荷変調による通信を実現できるようになる。また、通常送電期間中において、常時の負荷変調による通信を行うことで、電力伝送の状態等に応じた効率的な無接点電力伝送も実現できるようになる。

また本実施形態では、図１６のＤ１に示すように、受電側からの通信データに基づいて受電装置４０のバッテリー９０の満充電が検出された場合には、Ｄ２に示すように、送電部１２による通常送電が停止し、取り去り検出用の間欠送電が行われるようになる。そしてＤ９に示すように電子機器５１０が取り去られて、当該取り去りが検出されると、Ｄ１２に示すように送電部１２による着地検出用の間欠送電が行われるようになる。

このようにすれば、満充電が検出されると、連続送電である通常送電が停止し、間欠的に電力を伝送する間欠送電に移行するようになる。これにより、取り去り期間等において、無駄に電力が消費されてしまうのを抑制でき、省電力化等を図れるようになる。

また本実施形態では、通信データに基づいて受電側の異常が検出された場合にも、送電部１２による通常送電が停止し、取り去り検出用の間欠送電が行われるようになる。この受電側の異常とは、例えばバッテリー９０の電圧が１．０Ｖを下回るバッテリーフェールなどのバッテリー充電エラーや、充電時間が所定期間（例えば６〜８時間）を超えてしまうタイマーエンドのエラーなどである。このようにすれば、受電側の異常が検出された場合に、連続送電である通常送電が自動的に停止して、間欠送電に移行するようになるため、安全性や信頼性等を確保できる。

また本実施形態では、図１５、図１６で説明したように、受電装置４０は、受電部５２の出力電圧である整流電圧ＶＣＣが低下し、放電動作の起動期間ＴＳＴが経過した後に、バッテリー９０からの電力を電力供給対象１００に対して放電する。具体的には整流電圧ＶＣＣが判定電圧（３．１Ｖ）を下回ってから、起動期間ＴＳＴが経過した後に、放電動作が開始する。即ち、図１５のＣ８や図１６のＤ１１に示すように、放電部６０の放電動作がオンになって、バッテリー９０からの電力が電力供給対象１００に供給されるようになる。そして本実施形態では、図１６のＤ２とＤ７に示すように、起動期間ＴＳＴ（例えば３秒）よりも短い期間ＴＲ１（例えば１．５秒）の間隔で、取り去り検出用の間欠送電が行われる。

このようにすれば、取り去り検出用の期間ＴＲ１の長さでは、起動期間ＴＳＴは経過しないため、取り去り検出用の間欠送電の期間においては放電部６０の放電動作はオンにならないようになる。そして図１６のＤ９に示すように、電子機器５１０が取り去られると、取り去り検出用の間欠送電の期間のように整流電圧ＶＣＣが定期的に上昇することはなくなり、Ｄ７に示す起動期間ＴＳＴが経過することで、Ｄ１１に示すように放電部６０の放電動作がオンになる。従って、電子機器５１０の取り去りを検出して、自動的に、放電部６０の放電動作をオンにして、バッテリー９０からの電力を電源供給対象１００に供給できるようになる。

７．電力制御
本実施形態では、送電側は受電側からの通信データに基づいて送電制御を行う手法を採用している。具体的には図２において、送電部１２は、送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２と、送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２の電源電圧ＶＤＲＶを制御する電源電圧制御部を有する。そして制御部２４は、受電装置４０（制御装置５０）からの通信データに基づいて、電源電圧制御部１４を制御する。

具体的には、制御部２４は、通常送電の期間では、通信データが含む送電電力設定情報に基づき可変に変化する電源電圧ＶＤＲＶを、電源電圧制御部１４から送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２に供給させる。これにより、送電部１２の送電電力が、送電電力設定情報に基づき可変に制御されるようになる。

一方、制御部２４は、着地検出用、取り去り検出用の間欠送電の期間では、着地検出用、取り去り検出用の電源電圧ＶＤＲＶを、電源電圧制御部１４から送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２に供給させる。

ここで、着地検出用、取り去り検出用の電源電圧は、図１４、図１５、図１６の１次コイル駆動電圧の信号波形において、高電位側の電圧レベルに対応する電圧である。これらの着地検出用の電源電圧と取り去り検出用の電源電圧は同じ電圧であってもよいし、異なる電圧であってもよい。例えば、取り去り検出用の電源電圧を、着地検出用の電源電圧よりも高い電圧に設定してもよい。取り去り検出用の電源電圧を高い電圧に設定することで、図３において電子機器５１０が実際には取り去られていないのに、取り去られたと誤検出されるような事態を抑制できる。

図１７（Ａ）、図１７（Ｂ）は、送電電力設定情報（整流電圧ＶＣＣ等）に基づいて送電電力を制御する手法を説明する図である。

図１７（Ａ）は、Ｌ１、Ｌ２のコイル間の距離を近づけた場合の例を示している。この場合には９Ｖの電源電圧ＶＤＲＶでの着地検出が行われた後、コイル間の距離が近づくにつれて、電源電圧ＶＤＲＶが徐々に低下する制御が行われる。即ち、電源電圧制御部１４は、制御部２４の制御の下で、送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２に供給される電源電圧ＶＤＲＶを低下させる制御を行う。つまり、受電部５２の出力電圧である整流電圧ＶＣＣが一定になるように電源電圧ＶＤＲＶが制御される。これにより、Ｌ１、Ｌ２のコイル間の距離が近づいた場合にも、受電装置４０の受電電力が一定になるような電力制御が行われ、最適で安定した電力制御を実現できる。

図１７（Ｂ）は、Ｌ１、Ｌ２のコイル間の距離を離した場合の例を示している。この場合には、コイル間の距離が離れるにつれて、電源電圧ＶＤＲＶが徐々に上昇する制御が行われる。即ち、電源電圧制御部１４は、制御部２４の制御の下で、送電ドライバーＤＲ１、ＤＲ２に供給される電源電圧ＶＤＲＶを上昇させる制御を行う。つまり、受電部５２の出力電圧である整流電圧ＶＣＣが一定になるように電源電圧ＶＤＲＶが制御される。これにより、Ｌ１、Ｌ２のコイル間の距離が離れた場合にも、受電装置４０の受電電力が一定になるような電力制御が行われ、最適で安定した電力制御を実現できるようになる。

図１８（Ａ）、図１８（Ｂ）は本実施形態の電力制御の効果について説明する図である。図１８（Ａ）において、Ｚは、図１（Ｂ）に示すＬ１、Ｌ２のコイルにおいて高さ方向に沿った軸であるＺ軸での距離を表すものである。ｒは、Ｚ軸に直交するＸＹ平面での位置ズレ（コイル中心から半径方向での位置ズレ）の距離を表すものである。図１８（Ａ）に示すように、６Ｖや９Ｖの固定の電源電圧を用いる場合に比べて、送電電力設定情報に基づき電源電圧を可変に制御する本実施形態の手法によれば、位置余裕度を向上できる。

また図１８（Ｂ）において、Ｉｉｎは、電源から受電側の装置（送電部１２、制御装置２０等）に流れる消費電流を表すものである。図１８（Ｂ）に示すように、電源電圧を６Ｖ、９Ｖ、１２Ｖに固定する手法に比べて、送電電力設定情報に基づき電源電圧を可変に制御する本実施形態の手法によれば、省電力化を図れるようになる。

８．受電部、充電部
図１９に、受電部５２、充電部５８等の詳細な構成例を示す。図１９に示すように、受電部５２の整流回路５３は、整流用のトランジスターＴＡ１、ＴＡ２、ＴＡ３、ＴＡ４と、これらのトランジスターＴＡ１〜ＴＡ４を制御する整流制御部５１を有する。

トランジスターＴＡ１は、２次コイルＬ２の一端のノードＮＢ１と、ＧＮＤ（低電位側電源電圧）のノードとの間に設けられる。トランジスターＴＡ２は、ノードＮＢ１と整流電圧ＶＣＣのノードＮＶＣとの間に設けられる。トランジスターＴＡ３は、２次コイルＬ２の他端のノードＮＢ２と、ＧＮＤのノードとの間に設けられる。トランジスターＴＡ４は、ノードＮＢ２とノードＮＶＣとの間に設けられる。これらのトランジスターＴＡ１〜ＴＡ４の各々のドレイン・ソース間にはボディーダイオードが設けられている。整流制御部５１は、トランジスターＴＡ１〜ＴＡ４のゲートに対して制御信号を出力して、整流電圧ＶＣＣを生成するための整流制御を行う。

整流電圧ＶＣＣのノードＮＶＣとＧＮＤのノードとの間には抵抗ＲＢ１、ＲＢ２が直列に設けられている。整流電圧ＶＣＣを、抵抗ＲＢ１、ＲＢ２で電圧分割した電圧ＡＣＨ１が、例えば図２のＡ／Ｄ変換回路６５に入力される。これにより整流電圧ＶＣＣの監視が可能になり、整流電圧ＶＣＣの情報に基づく電力制御等を実現できる。

レギュレーター５７は、整流電圧ＶＣＣの電圧調整（レギュレート）を行って、電圧ＶＤ５を出力する。この電圧ＶＤ５は、トランジスターＴＣ１を介して、充電部５８のＣＣ充電回路５９に供給される。トランジスターＴＣ１は、例えば充電電圧ＶＢＡＴが所与の電圧（例えば４．２５Ｖ）を超える過電圧の検出時において、制御信号ＧＣ１に基づいてオフになる。なお制御装置５０の各回路（放電部６０等の放電系の回路を除く回路）は、この電圧ＶＤ５に基づく電圧（ＶＤ５をレギュレートした電圧等）を電源電圧として動作する。

ＣＣ充電回路５９は、トランジスターＴＣ２と、演算増幅器ＯＰＣと、抵抗ＲＣ１と、電流源ＩＳＣを有する。トランジスターＴＣ２は、演算増幅器ＯＰＣの出力信号に基づき制御される。演算増幅器ＯＰＣの非反転入力端子は、抵抗ＲＣ１の一端に接続される。抵抗ＲＣ１の他端は、制御装置５０の外付け部品として設けられるセンス抵抗ＲＳの一端に接続される。センス抵抗ＲＳの他端は、演算増幅器ＯＰＣの反転入力端子に接続される。電流源ＩＳＣは、演算増幅器ＯＰＣの非反転入力端子とＧＮＤのノードとの間に設けられる。電流源ＩＳＣに流れる電流は、信号ＩＣＤＡに基づいて制御される。

演算増幅器ＯＰＣの仮想接地により、抵抗ＲＣ１の一端の電圧（非反転入力端子の電圧）と、センス抵抗ＲＳの他端の電圧ＶＣＳ２（反転入力端子の電圧）が等しくなるように、トランジスターＴＣ２が制御される。信号ＩＣＤＡの制御により電流源ＩＳＣに流れる電流をＩＤＡとし、抵抗ＲＳに流れる電流をＩＲＳとする。すると、ＩＲＳ×ＲＳ＝ＩＤＡ×ＲＣ１となるように、制御される。即ち、このＣＣ充電回路５９では、センス抵抗ＲＳに流れる電流ＩＲＳ（充電電流）が、信号ＩＣＤＡにより設定される一定の電流値になるように制御される。これにより、ＣＣ（Constant-Current）充電が可能になる。

充電時には、信号ＣＨＯＮがアクティブになる。これにより、トランジスターＴＣ３、ＴＣ４がオン状態になり、バッテリー９０への充電が行われるようになる。またトランジスターＴＣ３のゲートと充電電圧ＶＢＡＴのノードＮＢＡＴとの間に設けられる抵抗ＲＣ２等により、バッテリー９０からの逆流も防止される。またノードＮＢＡＴとＧＮＤのノードとの間には抵抗ＲＣ３、ＲＣ４が直列に設けられており、充電電圧ＶＢＡＴを、抵抗ＲＣ３、ＲＣ４で電圧分割した電圧ＡＣＨ２が、Ａ／Ｄ変換回路６５に入力される。これにより充電電圧ＶＢＡＴの監視が可能になり、バッテリー９０の充電状態に応じた各種の制御を実現できる。

またバッテリー９０の近くには、サーミスターＴＨ（広義には温度検出部）が設けられている。このサーミスターＴＨの一端の電圧ＲＣＴが制御装置５０に入力され、これによりバッテリー温度の測定が可能になる。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語と共に記載された用語は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また本実施形態及び変形例の全ての組み合わせも、本発明の範囲に含まれる。また送電側、受電側の制御装置、送電装置、受電装置の構成・動作等も、本実施形態で説明したものに限定されず、種々の変形実施が可能である。

Ｌ１ １次コイル、Ｌ２ ２次コイル、ＤＲ１、ＤＲ２ 送電ドライバー、
ＩＳ、ＩＳＣ 電流源、ＳＷ スイッチ素子、ＣＭ キャパシター、
ＩＶＣ ＩＶ変換用アンプ、ＡＰ アンプ、ＣＰ コンパレーター、
ＴＡ１〜ＴＡ４、ＴＣ１〜ＴＣ４ トランジスター、
ＲＣＳ、ＲＳ センス抵抗、ＲＢ１、ＲＢ２、ＲＣ１〜ＲＣ３ 抵抗、
ＯＰＣ 演算増幅器、ＴＨ サーミスター（温度検出部）、
ＰＴ１、ＰＴ２ 第１、第２のパターン、ＴＭ１、ＴＭ２ 第１、第２の負荷状態の期間、
ＳＰ１〜ＳＰ６ 第１〜第６のサンプリングポイント、ＳＩ サンプリング間隔、
ＲＷ１、ＲＷ２ 第１、第２の範囲幅、
１０ 送電装置、１２ 送電部、１４ 電源電圧制御部、１６ 表示部、
２０ 制御装置、２２ ドライバー制御回路、２４ 制御部、
３０ 通信部、３２ 電流検出回路、３３ バンドパスフィルター部、
３４ 比較回路、３５ フィルター部、３６ 復調部、
３７ クロック生成回路、３８ 発振回路、
４０ 受電装置、５０ 制御装置、５１ 整流制御部、５２ 受電部、
５３ 整流回路、５４ 制御部、５５ 通信データ生成部、５６ 負荷変調部、
５７ レギュレーター、５８ 充電部、５９ ＣＣ充電回路、６０ 放電部、
６１ チャージポンプ回路、６２ 不揮発性メモリー６４ 検出部、
９０ バッテリー、１００ 電力供給対象、
５００ 充電器、５０２ 電源アダプター、５１０ 電子機器、５１４ スイッチ部

Claims (13)

1. 送電装置と受電装置とを有する無接点電力伝送システムにおける送電側の制御装置であって、
   前記受電装置に電力を送電する送電部の送電ドライバーを制御するドライバー制御回路と、
   前記ドライバー制御回路を制御する制御部と、
   負荷変調により通信データを送信する前記受電装置との間での通信処理を行う通信部と、
   を含み、
   前記通信部は、
   電源から前記送電部に流れる電流を検出し、前記電流を電圧に変換した検出電圧を出力する電流検出回路と、
   前記検出電圧が入力され、前記負荷変調の周波数帯域の信号を通過させ、前記送電部の駆動周波数の帯域及びＤＣの帯域の信号を減衰させるバンドパスフィルター処理を行うバンドパスフィルター部と、
   前記バンドパスフィルター部からの前記バンドパスフィルター処理後の前記検出電圧が入力され、基準電圧を基準として増幅された前記検出電圧の信号を出力するアンプと、
   前記アンプからの前記検出電圧の信号と、判定用電圧との比較判定を行う比較回路と、
   前記比較回路の比較判定結果に基づいて、前記負荷変調により変調された前記通信データを検出する復調部と、
   を含むことを特徴とする制御装置。
2. 請求項１において、
   前記基準電圧をＶＲＦとし、前記比較回路を構成するコンパレーターのオフセット電圧をＶＯＦＦとしたときに、
   前記比較回路は、
   前記検出電圧の信号と、前記判定用電圧であるＶＲＦ＋ＶＯＦＦとの比較判定を行うことを特徴とする制御装置。
3. 請求項２において、
   前記比較回路は、
   複数のオフセット電圧ＶＯＦＦ１、ＶＯＦＦ２の設定が可能な前記コンパレーターを用いて、複数の判定用電圧ＶＣＰ１＝ＶＲＦ＋ＶＯＦＦ１、ＶＣＰ２＝ＶＲＦ＋ＶＯＦＦ２と、前記検出電圧の信号との比較判定が可能な回路であることを特徴とする制御装置。
4. 請求項１乃至３のいずれかにおいて、
   前記アンプは、
   非反転入力端子に前記バンドパスフィルター処理後の前記検出電圧が入力され、反転入力端子に前記基準電圧が入力され、前記基準電圧を基準として増幅された前記検出電圧の信号を出力することを特徴とする制御装置。
5. 請求項１乃至４のいずれかにおいて、
   前記比較回路と前記復調部との間に設けられ、デジタルフィルターにより構成されるフィルター部を有し、
   前記復調部は、
   前記フィルター部によるデジタルフィルター処理後の前記比較判定結果に基づいて、前記通信データを検出することを特徴とする制御装置。
6. 請求項１乃至５のいずれかにおいて、
   前記送電部は、前記送電ドライバーと、前記送電ドライバーの電源電圧を制御する電源電圧制御部と、を有し、
   前記制御部は、
   前記受電装置からの前記通信データに基づいて、前記電源電圧制御部を制御することを特徴とする制御装置。
7. 請求項６において、
   前記電流検出回路は、
   前記電源から前記電源電圧制御部を介して前記送電部に流れる前記電流を検出し、前記検出電圧を前記バンドパスフィルター部に出力することを特徴とする制御装置。
8. 請求項１乃至７のいずれかにおいて、
   前記復調部は、
   第１の負荷状態と第２の負荷状態で構成される負荷変調パターンが第１のパターンである場合には、第１の論理レベルの前記通信データであると判断し、負荷変調パターンが前記第１のパターンとは異なる第２のパターンである場合には、第２の論理レベルの前記通信データであると判断することを特徴とする制御装置。
9. 請求項８において、
   前記第１のパターンは、前記第１の負荷状態の期間の幅が前記第２のパターンに比べて長くなるパターンであることを特徴とする制御装置。
10. 請求項８又は９において、
    前記復調部は、
    前記第１のパターンにおける前記第１の負荷状態の期間内に設定された第１のサンプリングポイントから、所与のサンプリング間隔で負荷変調パターンのサンプリングを行って、所与のビット数の前記通信データを取り込むことを特徴とする制御装置。
11. 請求項１０において、
    前記復調部は、
    前記第１の負荷状態の期間の幅が、第１の範囲幅内である場合に、前記第１の負荷状態の期間内に、前記第１のサンプリングポイントを設定することを特徴とする制御装置。
12. 請求項１乃至１１のいずれかに記載の制御装置を含むことを特徴とする電子機器。
13. 送電装置と受電装置とを含む無接点電力伝送システムであって、
    前記送電装置は、
    前記受電装置に電力を送電すると共に、負荷変調により通信データを送信する前記受電装置との間での通信処理を行い、
    前記受電装置は、
    前記送電装置からの電力を受電し、前記負荷変調を行って、前記送電装置に対して前記通信データを送信し、
    前記送電装置は、
    前記受電装置に電力を送電する送電部の送電ドライバーを制御するドライバー制御回路と、
    前記ドライバー制御回路を制御する制御部と、
    負荷変調により通信データを送信する前記受電装置との間での通信処理を行う通信部と、
    を含み、
    前記通信部は、
    電源から前記送電部に流れる電流を検出し、前記電流を電圧に変換した検出電圧を出力する電流検出回路と、
    前記検出電圧が入力され、前記負荷変調の周波数帯域の信号を通過させ、前記送電部の駆動周波数の帯域及びＤＣの帯域の信号を減衰させるバンドパスフィルター処理を行うバンドパスフィルター部と、
    前記バンドパスフィルター部からの前記バンドパスフィルター処理後の前記検出電圧が入力され、基準電圧を基準として増幅された前記検出電圧の信号を出力するアンプと、
    前記アンプからの前記検出電圧の信号と、判定用電圧との比較判定を行う比較回路と、
    前記比較回路の比較判定結果に基づいて、前記負荷変調により変調された前記通信データを検出する復調部と、
    を含むことを特徴とする無接点電力伝送システム。