JP6607982B2 - ２点電圧サンプリングを用いるｒｆインピーダンス検出 - Google Patents

Description

本開示は、概ね、ＲＦインピーダンス測定に関し、詳細には、位相検出器なしで２点電圧サンプリングを用いるＲＦインピーダンス測定に関する。幾つかの実施形態は、測定後にインピーダンス整合ネットワークを調整することにも関する。

携帯電話などのモバイルハンドセットが、ますます高度な集積化を用いて製造されており、用いられる周波数帯域範囲が拡大している。その結果、埋込みアンテナ技術の性能限界が広がっている。電話機が保持される位置、使用される周波数帯域、及び他の要因などの環境変化によりアンテナにおける負荷インピーダンスが変動すると、不整合が生じ、或いはアンテナポートにおける電圧定在波比（ＶＳＷＲ）が増加する。また、アンテナ近傍の頭部又は手の人体効果が、やはりインピーダンス不整合につながる容量性負荷の原因となる。これにより、アンテナの中心周波数がずれ、ＶＳＷＲ不整合が大きくなることがある。受信上の問題に加えて、不整合があるとアンテナから放射される電力が減少する。

図１は、適応インピーダンス整合ネットワークを含む従来技術のＲＦシステムを示す。このシステムは、デュプレクサ２２の入力に結合される出力を有するＲＦパワーアンプＰＡ２０を含む。このデュプレクサは、アンプ２０からのＲＦ信号を適応インピーダンス整合ネットワーク２６を介してシステムアンテナ２４に送る。デュプレクサ２２はさらに、アンテナで受信するＲＦ信号をシステムレシーバ（図示せず）に運ぶ。適応インピーダンス整合ネットワークは、アンテナのインピーダンスをデュプレクサのインピーダンスに整合する何らかの目標値に整合させるチューナブルインピーダンス整合ネットワーク３０を含む。典型的には、アンテナのインピーダンスは、３０〜１００Ωの範囲の有効成分Ｒ_ａｎｔ及び０〜＋１００ｊΩの無効成分ｊＸ_ａｎｔを有する。この整合ネットワークは、アンテナのインピーダンスを、カプラ２８のインピーダンスと整合するインピーダンスなどの何らかの目標インピーダンスに変換する。

アンテナのインピーダンスＺ_ａｎｔは、先に述べたように、アンテナを取り巻く物理的な環境の変化により変化し得る。チューナブル整合ネットワーク３０の入力におけるインピーダンスは、方向性カプラ２８の入出力におけるＲＦ電圧の振幅をそれぞれのピーク検出器３２Ａ及び３２Ｂを用いて周期的に測定することによってモニタリングされる。２つの検出された電圧の位相関係が位相検出器３４を用いて測定される。次いで、ピーク電圧測定値及び位相測定値が、デジタル信号プロセッサなどの処理デバイス３６に提供されてインピーダンスが計算される。例えばアンテナ特性の変化により、測定されたインピーダンスが目標インピーダンスと異なる場合、プロセッサは必要に応じて目標インピーダンスに戻るようにチューナブル整合ネットワーク３０を調整する。

上述の手法は、インピーダンス整合部とは別のインピーダンス感知部を必要とする。また、位相検出器が用いられる。多くの携帯電話アプリケーションでは、対象とする６９０ＭＨｚ〜２６９０ＭＨｚの範囲にわたって高精度で小電流の位相検出器を実現することは難しい。下記の発明を実施するための形態を図面と併せ読めば当業者には明らかになるように、ＲＦインピーダンスの改善された検出方式が開示され、この方式は、位相検出器に依存せず、整合ネットワークとは別の感知要素を必要としない。

アンテナインピーダンスの変化を補償する適応インピーダンス整合ネットワークを組み込んだ従来技術のＲＦシステムの図である。

本開示の一実施形態に従った適応インピーダンス整合ネットワークを含むＲＦシステムの図である。

位相検出器の使用に依存しない、図２の実施形態の動作の一部を示すフェーザ図である。

図２の実施形態の動作をさらに示すシミュレーションのタイミング図である。

調整可能な減衰器回路要素を用いて電圧検出器のダイナミックレンジ要件を低減する代替実施形態を示す図である。

アンテナインピーダンスの変化が検出された後で整合ネットワークを調整する方法を示す複素平面のプロットである。

図２は、本開示の一実施形態に従った適応ＲＦ整合ネットワークモジュール３８を示す。ＲＦパワーアンプ２０が、デュプレクサ２２及び後続のＲＦスイッチ４０を介してネットワークモジュール３８の第１のポートに結合される。ＲＦスイッチ４０は、様々なトランシーバ経路の間で切り替えてＧＳＭ、ＷＣＤＭＡ、ＬＴＥなどの様々な移動体通信規格に対応する。ネットワークモジュール３８の別のポートは、アンテナ２４に接続するためのものである。アンテナ２４は、アンプ２０からのＲＦエネルギーを放射し、且つ、デュプレクサ２２を介してレシーバ回路要素に提供されるＲＦ信号を受信するように機能する。携帯電話などの多くのアプリケーションでは、アンテナ２４は、高Ｑを有する狭帯域幅の小型アンテナである。そのため、このアンテナは、変動する人体効果やハンドセットフォームファクタの変更による離調を受けやすい。この離調は、送信される放射電力の効率及び空気受け感度に悪影響を及ぼす。

適応整合ネットワークモジュール３８は、まず、アンテナ２４のインピーダンスを、例えば５０Ωの有効インピーダンスとし得る目標インピーダンスに変換する。環境の変動によりアンテナ２４のインピーダンスが変化し得、そのため、整合ネットワークが最適でなくなることがある。下記で説明するように、適応整合ネットワークモジュール３８は、整合されたネットワークのインピーダンスをモニタリングし、インピーダンスが目標値から変動する場合、インピーダンスが目標値に戻るように整合ネットワークを調整する。

モジュール３８で用いられる例示の整合ネットワークは、直列接続インダクタＬ_{ｓｅｎｓｅ}と、このインダクタのそれぞれの側に配置される一対の分路接続コンデンサアレイＣ_１及びＣ_２とを含むパイ型ネットワークである。これらのコンデンサアレイはそれぞれ、ＲＦ−ＭＥＭＳ（微小電子機械システム）容量性スイッチＣ_Ｎ〜Ｃ_１Ａのアレイ４４Ａ及びアレイ４４Ｂを含む。これらの容量性スイッチは、好ましくは、バイナリ加重で配置され、５つの容量性スイッチが並列に接続され、相対的な容量値がＣ、２Ｃ、４Ｃ、８Ｃ、及び１６Ｃである。これら５つの容量性スイッチは、個々にイネーブル及びディセーブルされて、増分ＣでＣ〜３１Ｃの範囲の総キャパシタンスを提供する。よく知られているように、これら５つのスイッチのそれぞれの状態を制御するために高電圧切替え回路要素（図示せず）が用いられる。Ｌ_{ｓｅｎｓｅ}は、２〜８ナノヘンリーの典型的なインダクタンスを有し、容量性スイッチのＣの値は０．５〜４．０ｐＦである。

各コンデンサバンクはさらに、ＭＥＭＳ容量性スイッチ４４Ａ及び４４Ｂのそれぞれに周期的に並列接続される小容量（Ｃ_０＜０．１２５ｐＦ）切替えコンデンサを含む。Ｃ_０の値が小さいほど、下記で説明するピーク検出器５２Ａ及び５２Ｂとして用いられるＲＦ検出器の必要とされる電圧検出精度が高くなる。容量Ｃ_０を回路内と回路外とで切り替えるように動作するスイッチ４８Ａ及び４８Ｂの状態を制御するために、ライン５０上に存在するディザクロックが用いられる。ディザクロックの周波数は、必要とされるＲＦインピーダンス測定応答時間によって決まり、１００Ｈｚという低い周波数から約１ＭＨｚとし得る。好ましくは、ディザ周波数は、ＲＦ感知ライン上にスパイクが導入されないようにあまり高くしない。インピーダンス整合の一部を形成することに加えて、インダクタＬ_{ｓｅｎｓｅ}は、インピーダンスセンサの一部としても機能する。一対のピーク電圧検出器５２Ａ及び５２Ｂが、インダクタＬ_{ｓｅｎｓｅ}の相対する端部でそれぞれの電圧Ｖ１及びＶ２を検出するように接続される。これらの電圧は、切替えコンデンサ４６Ａ及び４６Ｂがスイッチ４８Ａ及び４８Ｂによって回路内に接続されるとき周期的に感知され、次いで、これらのコンデンサが回路外に切り替えられるとき再度感知される。下記で説明するように、これら４つの電圧測定値により、整合ネットワークを見るインピーダンスが決まる。

測定されたインピーダンスが範囲外の場合には、コンデンサスイッチ４４Ａ及び４４Ｂを介して整合ネットワークが調整されてインピーダンスを範囲内に戻す。制御ブロック５４が、ライン５０上のディザクロックの生成、ピーク検出器５２Ａ及び５２Ｂの制御、実際のネットワークインピーダンスの計算、及びインピーダンスを範囲内に戻すための適応整合ネットワークの再調整を含めて様々な制御機能を提供する。

図２は、値Ｃ_０を有する一対のディザキャップ４６Ａ及び４６Ｂを示していることに留意されたい。ディザキャップ４６Ａは、整合ネットワーク及びアンテナ２４に関する幾つかの有用な情報を求めるために用いられ得る。ただし、下記の説明及び解析はディザキャップ４６Ｂだけを用いることに基づいている。

図３は、Ｖ２がサンプリングされるノードからアンテナ２４のインピーダンスに向かって見たインピーダンスであるインピーダンスＺ_Ｌを求めるために上述の４つの測定値をどのように用いるかを示すフェーザ図（実際の尺度に従わない）である。そのため、Ｚ_Ｌは、整合ネットワーク出力キャパシタンスＣ_２（並列コンデンサ４４Ｂと４６Ｂの和）とアンテナインピーダンスＡ_ａｎｔ＝Ｒ_ａｎｔ＋ｊＸ_ａｎｔの並列結合である。インピーダンスＺ_Ｌは下記のように表現され得る。
Ｚ_Ｌ＝Ｒ_Ｌ＋ｊＸ_Ｌ （１）

電圧Ｖ１及びＶ２は、それぞれのピーク検出器５２Ａ及び５２Ｂを用いて、ライン５０上のディザクロックの極性に基づいてスイッチ４８Ｂが開いてディザコンデンサ４６Ｂ（Ｃ_０）が回路外になるときに測定される。そのため、Ｖ１及びＶ２が複素平面上にプロットされ得る図３のグラフから、これらの２つの電圧の差が感知インダクタＬ_{ｓｅｎｓｅ}のインピーダンスを表すＸ_Ｓであることがわかる。最初の測定がなされた後、ディザクロックはスイッチ４８Ｂを閉じ、そのため、コンデンサ４６Ｂが回路内に接続される。次いで、前の測定でのＶ１及びＶ２に対応する電圧Ｖ１２及びＶ２２がそれぞれのピーク検出器５２Ａ及び５２Ｂを用いて測定される。これら２つの電圧Ｖ１２及びＶ２２も、Ｖ１及びＶ２とともに複素平面上にプロットされ得る。これらの電圧の差は、切替えコンデンサ４６ＢのインピーダンスＸ_ｃ０小さい感知インダクタＬ_{ｓｅｎｓｅ}のインピーダンスＸ_Ｓによって表される。図３のグラフを見ると、（アンテナのインピーダンスＺ_ａｎｔを一成分として含む）インピーダンスＺ_Ｌの値Ｒ_Ｌ及びＸ_Ｌが位相検出器を用いずに確認され得ることが示されている。

Ｚ_Ｌの値は、好ましくは、制御ユニット５４内に配置される信号処理回路要素を用いて求められる。位相角φは下記のように表現される。

ここで、Ｖｒ１はＶ１／Ｖ２の比であり、Ｖｒ２はＶ１２／Ｖ２２の比であり、Ｘｄｐはディザキャップ４６Ｂのインピーダンスであり、Ｘ_ＳはインダクタＬ_{ｓｅｎｓｅ}のインピーダンスである。

位相角がわかると、インピーダンスＺ_Ｌの無効成分Ｘ_Ｌ及び有効成分Ｒ_Ｌが下記のように計算され得る。

Ｚ_Ｌの値が、例えばアンテナ環境の変化のために、目標値から離れたと仮定すると、制御ユニット５４内の信号プロセッサは、整合ネットワークの整合特性を変えるように進行する。下記でより詳細に説明するように、これは、コンデンサ４４Ａ及び４４Ｂの値を変更することによって実行される。

図４Ａ〜４Ｄは、当該インピーダンス整合モジュー３８の動作をさらに示すタイミング図である。図４Ａの波形５６は、コンデンサ４６Ｂ（Ｃ_０）（図２）を整合ネットワーク内に切り替え、且つ、整合ネットワーク外に切り替えるディザクロックを表す。先に述べたように、コンデンサＣ_０がネットワーク内に存在するとき、２つのピーク検出器５２Ａ及び５２Ｂは、インダクタＬ_{ｓｅｎｓｅ}の相対する側のピーク電圧を感知してＶ１及びＶ２を求める。Ｖ１／Ｖ２の比Ｖｒ１が生成される。Ｖ１及びＶ２の個別の値を求めることを必要とせずに、比Ｖｒ１を直接生成することも可能である。コンデンサＣ_０が整合ネットワーク外に切り替えられるときピーク電圧が感知されてＶ２１及びＶ２２が求められる。次いで、Ｖ２１／Ｖ２２の比の値Ｖｒ２が求められる。

タイミング図の時間Ｔ１＝２５μｓにおいて、アンテナ負荷インピーダンスの変化がシミュレーションされる。この時間よりも前では、図４Ｂから、比Ｖｒ１が約２．６であり、比Ｖｒ２が約２．８であることがわかる。次いで、これら２つの比が数式（２）、（３）、及び（４）に従って制御ユニット５４によって処理されて、インピーダンスＲ_Ｌの実数成分Ｒ_Ｌ１及び虚数成分Ｘ_Ｌ１が生成される。この例では、（先に述べたように一成分としてアンテナインピーダンスＡ_ａｎｔを含む）初期インピーダンスＺ_Ｌ１は下記のとおりである。
Ｚ_Ｌ１＝Ｒ_Ｌ１＋ｊＸ_Ｌ１＝１００−ｊ３５．４Ω （５）

アンテナインピーダンスの変化は、例えば、携帯電話の保持のしかたを調整するなどのアンテナ環境の変化によって生じ得る。図４Ｂでわかるように、時間Ｔ１におけるアンテナインピーダンスの変化は、電圧比Ｖｒ１及びＶｒ２の変化によって明示されるように即座に検出される。Ｖｒ１は約２．６から２．５に変化し、Ｖｒ２は約２．８から変化している。次いで、制御ユニット５４は、新たなインピーダンス値Ｚ_Ｌ２を、やはり数式（２）、（３）、及び（４）を用いて下記のように再計算する。
Ｚ_Ｌ２＝Ｒ_Ｌ２＋ｊＸ_Ｌ２＝５０−ｊ１７．１Ω （６）

目標インピーダンスが上記の数式（５）によって反映されると仮定すると、制御ユニット５４は、整合されたインピーダンスが目標インピーダンスに戻るようにＭＥＭＳ４４Ａ及び４４Ｂを介して整合ネットワークを変えるように進行する。ここで、整合ネットワークを調整するための一手法を説明する。下記でわかるように、目標値に到達するように整合ネットワークのキャパシタンスを変更することのみが必要とされ、そのキャパシタンスの実際の最終値は必要とされない。

数式（３）及び（４）によって先に示したように、Ｒ_Ｌ及びＸ_Ｌの値は、測定されるインピーダンスのそれぞれの実数成分及び虚数成分を表す。これらの値を用いて、整合ネットワークのキャパシタンス４４Ａ及び４４Ｂ、すなわちＭＥＭＳコンデンサアレイ、の値の必要とされる変化が信号プロセッサなどを用いて求められる。インピーダンス整合モジュール３８がアンテナ２４のインピーダンスＺ_ａｎｔの変化を補償するためにどのように動作するかを示すために、複素インピーダンス平面のチャートが図６に示されている。並列構成要素を結合するために、これらの値がアドミタンスで表され、そのため、値が単に合わせて加算され得ることが好ましい。同様に、直列構成要素でも、値がインピーダンスで表され、そのため、これらの値も加算によって結合され得ることが好ましい。図６のチャートには両方の手法が示されている。アドミタンスの虚数成分だけを変化させると、アドミタンスは、いずれも原点６８で交差する定コンダクタンス円に沿って動く。

まず、整合ネットワークが最適値を有すると仮定して、現在のアンテナのインピーダンスＺ_ａｎｔを、この例における最適値、５０＋ｊ０Ωの純粋有効抵抗に変換する。この状態は、図６のチャートでは点Ａで表されている。図でわかるように、点Ａは実数軸の５０Ωの点にあり、この点は２０ミリシーメンスの定コンダクタンス円上にある。アンテナのインピーダンスＺ_ａｎｔが、例えばアンテナ環境の変化により変えられると、アンテナのインピーダンスＺ_ａｎｔは変化する。整合ネットワークモジュール３８によって測定されるインピーダンスは実際にはＺ_Ｌ、すなわち、Ｚ_ａｎｔと整合ネットワークのコンデンサＣ_２のインピーダンスＺ_Ｃ２との並列結合、である。そのため、Ｚ_ａｎｔが変化すると、図６のチャートの点Ａから点Ｂへの遷移によって示されるように、Ｚ_Ｌも変化する。

変化したインピーダンスを点Ａにおける目標インピーダンスに戻すために、整合ネットワークのキャパシタンスＣ_１及びＣ_２の両方の値を調整することが通常必要である。まず、Ｃ_２の値をΔＣ_２だけ変化させてＺ_Ｌの新たな値を提供する。ここでこの値をＺ_Ｌｎｅｗと称する。並列リアクタンスを付加することによって、このインピーダンスは、定アドミタンス円の円弧７２Ａに沿って点Ｂから点Ｃに移動する。この移動の距離及び方向は、変化ΔＣ_２の大きさと極性との関数である。この例では、極性は正である（Ｃ_２は増加する）。ΔＣ_２の大きさは、点Ｃが複素平面内に位置するように決まり、そのため、インピーダンスＸ_Ｓの固定値インダクタＬ_{ｓｅｎｓｅ}が直列に付加されると、結合されたインピーダンスの新たな値は、２０ミリシーメンスの定アドミタンス円６９上にあることになる。点Ｄにおけるその値は、Ｚ_ＬｎｅｗとＸ_Ｓの和である。この点で、整合ネットワークのＣ_１の値が生成され、このＣ_１の値により、インピーダンスＺ_Ｌｎｅｗ＋Ｘ_Ｓを点Ａで表される純粋抵抗５０Ωの近くまで動かすのに充分な大きさのリアクタンスＸ_１が得られる。それぞれのキャパシタンスＣ_１及びＣ_２の大半を構成するＭＥＭＳキャップアレイ４４Ａ及び４４Ｂは有限個の可能な値しかもたないので、最終的なインピーダンス値は理想値５０Ωとはいくらか異なり得る。

上記の変換を実行するために、１つの手法は、まず、図６の点Ｂから点Ｃまで移動するためのキャパシタンスＣ_２の変化を求めることである。必要とされるリアクタンスの変化ΔＸ_２は下記のように求められる。

ここで、Ｘ_ＳはインダクタＬ_{ｓｅｎｓｅ}のインピーダンスであり、Ｘ_Ｌは数式（３）に従ったＺ_Ｌの無効成分の測定値であり、Ｒ_Ｌは式（４）に従ったＺ_Ｌの抵抗成分の測定値であり、値５０は目標インピーダンスであり単位はΩである。

このため、図６の点Ｂから点Ｃに移動するために必要とされるＣ_２の現在の値の変化は、下記のとおりである。
ΔＣ_２＝−１／（ωΔＸ_２） （８）
ここでωは半径方向周波数２πｆである。

次いで、全結合インピーダンス（整合ネットワーク＋Ｚ_ａｎｔ）を点Ｄからシフトして点Ａに戻すために必要とされるＣ_１の新たな値が求められる。Ｃ_１の新たな値によって提供されるインピーダンスＸ_１を計算するための数式を下記に示す。後で定義される変数Ｒ_ｎ及びＸ_ｎは、Ｘ_１についての下記の数式を簡略化するために用いられる。

ここで、Ｒｎは下記数式（１１）によって決まる変数であり、Ｘ_ｎは下記数式（１２）によって決まる変数である。

次いで、Ｃ_１の新たな値は下記のとおりである。
Ｃ_１＝−１／（ωＸ_１） （１０）
ここで、ωは半径方向周波数２πｆである。

数式（９）で用いられる変数Ｒ_ｎ及びＸ_ｎの値は下記のとおりである。

ここで、Ｘ_ＳはインダクタＬ_{ｓｅｎｓｅ}のリアクタンスであり、ΔＸ_２は数式（７）に従ったＣ_２のリアクタンスであり、Ｒ_Ｌ及びＸ_Ｌは数式（３）及び（４）に従ったＺ_Ｌの実数部及び虚数部である。

このように、整合ネットワークのＣ_１の新たな値が数式（１０）に従って得られると、Ｃ_１の側の整合ネットワークを見るインピーダンスは、純粋抵抗５０Ω又はその近傍の値である、図６の点Ａに戻る。このように、図２のインピーダンス整合ネットワークのＣ_１及びＣ_２の実際の値が更新されると、インピーダンス整合シーケンスが完了する。

図２のＭＥＭＳ切替えコンデンサ４４Ａ及び４４Ｂは、バラクタの形式の電圧制御キャパシタンスで置き換えられ得ることに留意されたい。この場合、切替えコンデンサ４６Ａ及び４６Ｂはなくされ得る。ディザクロックに応答するインピーダンスネットワーク変化は、特定のデルタ電圧の形式のバラクタ制御信号の大きさを変えることによって成されて、必要とされるキャパシタンス差が実現される。バラクタキャパシタンスのこの変化は、Ｘ_Ｌ及びＲ_Ｌを計算するために上記数式（２）の値Ｘｄｐとして用いられ得る。

図５は、代替の適応整合ネットワークモジュール５８を示す。このモジュールは、１対の並列コンデンサバンクを両側に有する直列インダクタＬ１を含むパイ型アーキテクチャが用いられるという点で図２のモジュールと類似している。これらのコンデンサバンクの最初のコンデンサバンクは、図２の実施形態で用いられるような容量性ＭＥＭＳスイッチ４４Ａのアレイとともに、互いに直列に接続され、容量性スイッチ４４Ａと並列に接続される３つのコンデンサＣ_Ａ、Ｃ_Ｂ、及びＣ_Ｃを含む。他方のコンデンサバンクは、図２の実施形態で用いられるような容量性ＭＥＭＳスイッチ４４Ｂのアレイと、互いに直列に接続され、容量性スイッチ４４Ｂと並列に接続される３つのコンデンサＣ_Ｄ、Ｃ_Ｅ、及びＣ_Ｆとを含む。この実施形態では、ディザキャップ（明示的には図示せず）がＭＥＭＳ容量性ＭＥＭＳスイッチ４４Ｂに組み込まれる。先に述べたように、ＭＥＭＳスイッチは、キャパシタンスＣ、２Ｃ、４Ｃ、８Ｃ、及び１６Ｃを選択的に並列接続し得る。ディザキャップは、スイッチ４４Ｂへの制御信号を切り替えることによって内外が切り替えられ、それによって、最小キャパシタンス値Ｃが回路内又は回路外のいずれかになる。図２の実施形態のディザキャップ４６Ｂは、ＭＥＭＳコンデンサアレイ４４Ｂ内に実装され得、同様に制御され得ることに留意されたい。

図５でわかるように、ピーク検出器５２Ａ及び５２Ｂはそれぞれ、関連する感知ノードを有し、これらの感知ノードはスイッチ６０Ａ及び６０Ｂの状態に応答して変更され得る。ピーク検出器は、典型的には、入力範囲が制限されており、その範囲内で正確な測定が行われる。数式（２）の値Ｖｒ１であるＶ１／Ｖ２の比のダイナミックレンジは、最大８のＶＳＷＲに相当するアンテナインピーダンスでは３０ｄＢにわたって変化し得る。このようにアンテナ出力電力が０〜３０ｄＢｍの範囲で変化し得ることに加えて、ピーク検出器５２Ａ及び５２Ｂセンサは、６０ｄＢの入力ダイナミックレンジ要件を有することがあり、これは実現するのが難しいことがある。

図５は、このような大入力電圧ダイナミックレンジを扱うための一手法を示す。比較的小さな値のコンデンサＣ_Ａ、Ｃ_Ｂ、及びＣ_Ｃは分圧器を形成し、コンデンサＣ_Ｄ、Ｃ_Ｅ、及びＣ_Ｆも同様である。好ましくは、対応するコンデンサＣ_Ａ及びＣ_Ｄは同じ値を有し、Ｃ_Ｂ及びＣ_Ｅはそれぞれ同じ値を有し、コンデンサＣ_Ｃ及びＣ_Ｆはそれぞれ同じ値を有する。整合ネットワークにおいて、ＲＦ検出器６５によって求められるＲＦ信号が比較的強い場合、それぞれのスイッチ６０Ａ及び６０Ｂは、検出器感知ノードとしてのノード６２Ｂ及び６４Ｂを接続して減衰を最大にする。比較的弱い信号の場合、ノード６２Ａ及び６４Ａが選択されて減衰が小さくなる。このように、整合ネットワークの一部として機能することに加えて、コンデンサＣ_Ａ、Ｃ_Ｂ、Ｃ_Ｃ、Ｃ_Ｄ、Ｃ_Ｅ、及びＣ_Ｆは合わせて、１対の調整可能な減衰器として機能する。これらの減衰器は抵抗を含まないので、損失が生じない。

先に述べたように、図２及び図５のインピーダンス整合ネットワークは各々、１対の並列キャパシタンスを両側に備えた直列インダクタンスを含む３つの主要インピーダンス構成要素を含むパイ型ネットワークである。他のタイプの整合ネットワークを用いることもできるが、このようなネットワークは少なくとも２つ、好ましくは、少なくとも３つの主要インピーダンス構成要素（ここで、同様の並列又は同様の直列構成要素が結合されて１つの主要構成要素になる）を含み、充分に広い範囲のインピーダンス整合をもたらして本質的にあらゆる可能なインピーダンス不整合に対応することが好ましい。２つの主要インピーダンス構成要素のネットワークの一例は、キャパシタンス４６Ａ／４４Ａが削除された図２の３構成要素ネットワークである。この整合ネットワークは図２のネットワークと同じ整合範囲は提供しないが、広範囲の整合が必要とされないが、依然としてインピーダンス検出能力が得られる場合に極めて有用である。

図２及び図５の実施形態のいずれにおいてもＲＦ検出器は、ピーク検出器５２Ａ及び５２Ｂの形式で実装される。しかし、ピーク検出器を用いるのではなく、ＲＭＳ、線形、及び対数を含む任意の他の種類の検出器を用いることが可能である。また、検出される電圧Ｖ１及びＶ２又はＶ１２及びＶ２２の誤差の感度が高いほど、ＲＦ検出器の必要とされる精度が高くなる。逆に、検出される電圧の誤差の感度が低いほど、ＲＦ検出器で必要とされる精度が低くなる。このように、適応インピーダンスネットワーク及び関連する回路要素の様々な実施形態を開示した。これらの実施形態を或る程度詳細に説明してきたが、当業者であれば添付の特許請求の範囲によって定義される本開示の趣旨及び範囲を逸脱することなく或る種の変更を加えることが可能であろう。

Claims (12)

1. ＲＦ源に結合される第１のポートとアンテナに結合される第２のポートとを有するインピーダンス整合モジュールであって、
   前記第１のポートに結合される第１のネットワークノードと、前記第２のポートに結合される第２のネットワークノードと、前記第１及び第２のネットワークノードの間に結合される少なくとも１つの直列インピーダンス構成要素と、前記少なくとも１つの直列インピーダンス構成要素に結合される少なくとも１つの並列インピーダンス構成要素とを含む調整可能なインピーダンス整合ネットワークと、
   前記第１のネットワークノード上の電圧を感知する第１の電圧測定デバイスと、
   前記第２のネットワークノード上の電圧を感知する第２の電圧測定デバイスと、
   制御信号に応答して前記インピーダンス整合ネットワークに接続可能な少なくとも１つのインピーダンス構成要素を含むネットワーク調整器回路と、
   前記少なくとも１つのインピーダンス構成要素が前記インピーダンス整合ネットワークに接続されないときに前記第１及び第２のネットワークノード上の第１及び第２の感知電圧に基づいて第１のインピーダンスを検出し、前記少なくとも１つのインピーダンス構成要素が前記インピーダンス整合ネットワークに接続されるときに前記第１及び第２のネットワークノード上の第３及び第４の感知電圧に基づいて第２のインピーダンスを検出する処理回路と、
   前記第１及び第２のインピーダンスに基づいて前記インピーダンス整合ネットワークのインピーダンスを調整するインピーダンス調整回路と、
   を含む、インピーダンス整合モジュール。
2. 請求項１に記載のインピーダンス整合モジュールであって、
   前記少なくとも１つの直列インピーダンス構成要素が直列接続されるインダクタを含み、前記少なくとも１つの並列インピーダンス構成要素が、前記第１のネットワークノードに結合される第１のキャパシタアレイと前記第２のネットワークノードに結合される第２のキャパシタアレイとを含む、インピーダンス整合モジュール。
3. 請求項２に記載のインピーダンス整合モジュールであって、
   前記少なくとも１つのインピーダンス構成要素が、第１のキャパシタと、前記第１のネットワークノードと前記第１のキャパシタとの間に結合される第１のスイッチと、第２のキャパシタと、前記第２のネットワークノードと前記第２のキャパシタとの間に結合される第２のスイッチとを含む、インピーダンス整合モジュール。
4. 請求項３に記載のインピーダンス整合モジュールであって、
   前記制御信号がクロック信号である、インピーダンス整合モジュール。
5. 請求項４に記載のインピーダンス整合モジュールであって、
   前記クロック信号が前記処理回路から供給される、インピーダンス整合モジュール。
6. 請求項１に記載のインピーダンス整合モジュールであって、
   前記第１及び第２の電圧測定デバイスがそれぞれピーク検出器である、インピーダンス整合モジュール。
7. 請求項１に記載のインピーダンス整合モジュールであって、
   前記第１及び第２の感知電圧と前記第３及び第４の感知電圧とが前記第１及び第２の電圧測定デバイスにより周期的に感知される、インピーダンス整合モジュール。
8. 第１及び第２のネットワークノードの間に結合される誘導性要素と前記誘導性要素の相対する側に配置される１対の並列容量性要素とを含むインピーダンス整合ネットワークに接続されるアンテナのインピーダンスを測定する方法であって、
   インピーダンス構成要素を前記インピーダンス整合ネットワークに結合することにより異なる第１の状態と第２の状態の間で前記インピーダンス整合ネットワークを切り替えることと、
   前記インピーダンス整合ネットワークが前記第１の状態のときに前記インピーダンス整合ネットワークの前記第１及び第２のネットワークノード上の第１の電圧の対を感知することと、
   前記インピーダンス整合ネットワークが前記第２の状態のときに前記インピーダンス整合ネットワークの前記第１及び第２のネットワークノード上の第２の電圧の対を感知することと、
   前記第１及び第２の電圧の対に基づいて前記アンテナのインピーダンスを含むインピーダンスを求めることと、
   を含み、
   前記第１の状態において前記インピーダンス構成要素が前記インピーダンス整合ネットワークに結合され、前記第２の状態において前記インピーダンス構成要素が前記インピーダンス整合ネットワークに結合されず、
   前記第１の状態における電圧の感知と前記第２の状態における電圧の感知とが周期的に実行される、方法。
9. 請求項８に記載の方法であって、
   前記インピーダンスを求めることが、位相差を直接測定する位相検出器回路要素を用いることなく実施される、方法。
10. 請求項８に記載の方法であって、
    前記インピーダンス整合ネットワークを切り替えることが、前記インピーダンス整合ネットワークの少なくとも１つの構成要素のインピーダンス値を変えることを含む、方法。
11. 請求項１０に記載の方法であって、
    前記第１の状態において、第１の容量性要素が前記インピーダンス整合ネットワークの前記第１のネットワークノードに結合され、第２の容量性要素が前記インピーダンス整合ネットワークの前記第２のネットワークノードに結合され、前記第２の状態において、前記第１及び第２の容量性要素が前記第１及び第２のネットワークノードに結合されない、方法。
12. 請求項１１に記載の方法であって、
    前記インピーダンス整合ネットワークを切り替えることが、前記並列容量性要素の少なくとも１つのキャパシタンスを変えることを含む、方法。

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