CN110895293A - 差分式互电容检测电路、方法、芯片及设备 - Google Patents

差分式互电容检测电路、方法、芯片及设备 Download PDF

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CN110895293A CN201911274291.2A CN201911274291A CN110895293A CN 110895293 A CN110895293 A CN 110895293A CN 201911274291 A CN201911274291 A CN 201911274291A CN 110895293 A CN110895293 A CN 110895293A
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于泽
吕子熏
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Abstract

本发明公开了一种差分式互电容检测电路、方法、芯片及设备，涉及互电容检测领域。对至少两个感应元件分别独立地施加激励信号，对放大器的同相输入端施加工作电压；选取其中一个感应元件为第一感应元件，获取放大器的输出电压、反馈电容的电容值和第一感应元件的互电容值；根据激励信号、反馈电容的电容值，以及放大器同相输入端的工作电压和放大器的输出电压，计算距离相近的两个感应元件的互电容差值；根据第一感应元件的互电容值和互电容差值，计算其他感应元件的互电容值。本发明能够检测感应元件的互电容值，提高感应元件的有效互电容值的占比。

Description

差分式互电容检测电路、方法、芯片及设备
技术领域
本发明涉及互电容检测领域，尤其是涉及一种差分式互电容检测电路、方法、芯片及设备。
背景技术
互电容检测技术应用范围广泛，如在触摸屏上检测手指触摸，或者在指纹识别过程中感测指纹纹路。图1是现有技术中基于互电容检测原理的感应元件阵列示意图，由于感应元件1内驱动电极TX与感应电极RX之间的感应电场随导体接近而减弱，因此，可通过检测感应元件1互电容值的变化量得知导体距离的远近。
感应元件的互电容值包括本征互电容值和有效互电容值，其中，不受导体影响的互电容值为本征互电容值，随导体距离远近而变化的互电容值为有效互电容值。提高感应元件的有效互电容值的占比，能够增大检测电路输出信号量的放大倍数，以及降低对后续模数转换器的信号动态范围的要求。由于感应元件的有效互电容值是变化的，因此提高感应元件的有效互电容值的占比，需考虑如何减小感应元件的本征互电容值。
现有技术主要是在检测电路中设置基础电容，通过基础电容值来抵消感应元件的本征互电容值，进而提高感应元件的有效互电容值的占比。然而，在检测电路中设置基础电容需要占据额外的芯片面积，增加了芯片成本。此外，基础电容固定在检测电路上，调节基础电容值需设置额外的调节电路，导致基础电容值不易调节，限制了芯片的使用范围。
发明内容
本发明旨在至少解决现有技术中存在的技术问题之一。为此，本发明提出一种差分式互电容检测电路，能够检测感应元件的互电容值，提高感应元件的有效互电容值的占比。
本发明还提出一种差分式互电容检测方法。
本发明还提出一种差分式互电容检测芯片。
本发明还提出一种差分式互电容检测设备。
第一方面，本发明的一个实施例提供了一种差分式互电容检测电路：包括放大器、反馈电容和第一开关，以及至少两个感应元件；
至少两个感应元件相互并联，分别独立地连接放大器的反相输入端；反馈电容的一端连接放大器的反相输入端，反馈电容的另一端连接放大器的输出端，形成第一反馈回路；第一开关的一端连接放大器的反相输入端，第一开关的另一端连接放大器的输出端，形成第二反馈回路。
本发明实施例的一种差分式互电容检测电路至少具有如下有益效果：
1.能够检测各个感应元件的互电容值；
2.感应元件数量可调，易于扩展；
3.能够通过差分方式提高感应元件的有效互电容值的占比；
4.不需要额外设置基础电容，简化了检测电路的结构。
根据本发明的另一些实施例的一种差分式互电容检测电路，还包括第二开关，第二开关与反馈电容串联，并与第一开关并联。
通过设置第二开关，本发明实施例的一种差分式互电容检测电路能够进行累和计算，从而能够提高检测电路输出信号的信噪比。
第二方面，本发明的一个实施例提供了一种差分式互电容检测方法，基于差分式互电容检测电路，包括如下步骤：
对至少两个感应元件分别独立地施加激励信号，对放大器的同相输入端施加工作电压；
选取其中一个感应元件作为第一感应元件，获取放大器的输出电压、反馈电容的电容值和第一感应元件的互电容值；
根据激励信号、反馈电容的电容值，以及放大器同相输入端的工作电压和放大器的输出电压，计算距离相近的两个感应元件的互电容差值；
根据第一感应元件的互电容值和互电容差值，计算其他感应元件的互电容值。
本发明实施例的一种差分式互电容检测方法至少具有如下有益效果：
1.利用差分方式，根据一个感应元件的互电容值，能够依次检测其他的感应元件的互电容值；
2.距离相近的两个感应元件的本征互电容值能够相互抵消，提高了感应元件的有效互电容值的占比。
根据本发明的另一些实施例的一种差分式互电容检测方法，对距离相近的两个感应元件施加同频同幅反向的激励信号。
通过对距离相近的两个感应元件施加同频同幅反向的激励信号，本发明实施例的一种差分式互电容检测电路能够简化计算。
根据本发明的另一些实施例的一种差分式互电容检测方法，对放大器的输出电压进行双关联采样。
通过对放大器的输出电压进行双关联采样，本发明实施例的一种差分式互电容检测电路能够消除放大器的失配电压。
根据本发明的另一些实施例的一种差分式互电容检测方法，对差分式互电容检测电路的电荷量进行多次累和计算。
通过累和计算，本发明实施例的一种差分式互电容检测电路能够增大放大器输出的信号量，提高放大器输出信号的信噪比，并降低对后续模数转换器的精度要求。
第三方面，本发明的一个实施例提供了一种差分式互电容检测芯片，包括差分式互电容检测电路。
本发明实施例的一种差分式互电容检测芯片至少具有如下有益效果：
1.能够检测感应元件的互电容值；
2.芯片内的差分式互电容检测电路无须设置基础电容，减小了芯片面积，降低了芯片成本。
第四方面，本发明的一个实施例提供了一种差分式互电容检测设备，包括差分式互电容检测芯片。
本发明实施例的一种差分式互电容检测设备至少具有如下有益效果：
1.能够检测感应元件的互电容值；
2.设备内的差分式互电容检测芯片无须内置基础电容，降低了设备成本。
附图说明
图1是现有技术中基于互电容检测原理的一种感应元件阵列示意图；
图2是本发明实施例中一种差分式互电容检测电路的一具体实施例的原理图；
图3是本发明实施例中一种差分式互电容检测电路的另一具体实施例的原理图；
图4是本发明实施例中一种差分式互电容检测电路的另一具体实施例的原理图。
具体实施方式
以下将结合实施例对本发明的构思及产生的技术效果进行清楚、完整地描述，以充分地理解本发明的目的、特征和效果。显然，所描述的实施例只是本发明的一部分实施例，而不是全部实施例，基于本发明的实施例，本领域的技术人员在不付出创造性劳动的前提下所获得的其他实施例，均属于本发明保护的范围。
在本发明的描述中，如果某一特征被称为“设置”、“固定”、“连接”、“安装”在另一个特征，它可以直接设置、固定、连接在另一个特征上，也可以间接地设置、固定、连接、安装在另一个特征上。
在本发明实施例的描述中，如果涉及到“多个”，其含义是两个以上；如果涉及到“第一”、“第二”，应当理解为用于区分技术特征，而不能理解为指示或暗示相对重要性或者隐含指明所指示的技术特征的数量或者隐含指明所指示的技术特征的先后关系。
参照图1，示出了现有技术中基于互电容检测原理的一种感应元件阵列示意图。如图1所示，横向连接的菱形表示驱动电极TX，竖向连接的菱形表示感应电极RX，驱动电极TX与感应电极RX交叉的地方形成感应元件1。驱动电极TX与感应电极RX分别构成了感应元件1的两极。当导体接近感应元件时，影响了导体附近两个电极之间的耦合，从而改变了这两个电极之间感应元件的互电容值大小。由于感应元件内驱动电极与感应电极之间的感应电场随导体接近而减弱，因此，可通过检测感应元件互电容值的变化量得知导体距离的远近。
实施例1
参照图2，示出了本发明实施例中一种差分式互电容检测电路的一具体实施例的原理图。如图2所示，第一感应元件10和第二感应元件11并联，分别独立地连接放大器的反相输入端N；反馈电容C的一端连接放大器的反相输入端N，反馈电容C的另一端连接放大器的输出端VO，形成第一反馈回路；第一开关S1的一端连接放大器的反相输入端N，第一开关S1的另一端连接放大器的输出端VO，形成第二反馈回路。其中，第一感应元件10的互电容值Ca包括本征互电容值CMa和有效互电容值CTMa，第二感应元件11的互电容值Cb包括本征互电容值CMb和有效互电容值CTMb。CTM越大，表示导体越接近感应元件。第一感应元件10的驱动电极为TXa，第二感应元件11的驱动电极为TXb。
复位阶段
闭合S1，给TXa施加电压VTX1，给TXb施加电压VTX2，给放大器的同相输入端P施加工作电压VCM。
放大器的反相输入端N和输出端VO的电压被复位，均为VCM，检测电路的总电荷量为：
Q1＝(VCM-VTX1)·(CMa-CTMa)+(VCM-VTX2)·(CMb-CTMb) (1)
电荷转移阶段
断开S1，给TXa施加电压VTX2，给TXb施加电压VTX1，由于放大器输入端的虚短路特性，放大器的反相输入端N的电压仍为VCM，输出端VO的电压为VOUT，反馈电容C的电容量为CF，检测电路的总电荷量为：
Figure BDA0002315119280000051
根据电荷守恒，Q1＝Q2，计算得到：
Figure BDA0002315119280000052
由于感应元件的构造基本相同，小范围内的制程偏差也很小，因此距离相近的感应元件的本征互电容值非常近似，第一感应元件10和第二感应元件11的本征互电容值相互抵消，式(3)可简化为：
Figure BDA0002315119280000053
由于第一感应元件10的互电容值Ca＝CMa-CTMa，第二感应元件11的互电容值Cb＝CMb-CTMb，则第一感应元件10和第二感应元件11的互电容差值为：
Figure BDA0002315119280000061
测量第一感应元件10的互电容值Ca，根据测得的Ca和由式(5)计算得到的ΔCab，计算得到第二感应元件11的互电容值Cb。
在本发明实施例的一种差分式互电容检测电路的另一些具体实施例中，基于实施例1，预设第一感应元件10的归一化互电容值Ca为x，x可为任意实数，根据由式(5)计算得到的ΔCab，计算得到第二感应元件11的归一化互电容值Cb。
实施例2
参照图3，示出了本发明实施例中一种差分式互电容检测电路的另一具体实施例的原理图。如图3所示，基于实施例1，增加第三感应元件12，第一感应元件10、第二感应元件11、第三感应元件12相互并联，分别独立地连接放大器的反相输入端N；反馈电容C的一端连接放大器的反相输入端N，反馈电容C的另一端连接放大器的输出端VO，形成第一反馈回路；第一开关S1的一端连接放大器的反相输入端N，第一开关S1的另一端连接放大器的输出端VO，形成第二反馈回路。其中，第一感应元件10的互电容值Ca包括本征互电容值CMa和有效互电容值CTMa，第二感应元件11的互电容值Cb包括本征互电容值CMb和有效互电容值CTMb，第三感应元件12的互电容值Cc包括本征互电容值CMc和有效互电容值CTMc。第一感应元件10的驱动电极为TXa，第二感应元件11的驱动电极为TXb，第三感应元件12的驱动电极为TXc。
首先，按照实施例1的步骤，根据测得的Ca和由式(5)计算得到的ΔCab，计算得到第二感应元件11的互电容值Cb。然后，断开TXa和TXb的电压输入，再实施如下步骤：
复位阶段
闭合S1，给TXb施加电压VTX2，给TXc施加电压VTX3，放大器的同相输入端P的工作电压仍为VCM。
放大器的反相输入端N和输出端VO的电压被复位，均为VCM，检测电路的总电荷量为：
Q1＝(VCM-VTX2)·(CMb-CTMb)+(VCM-VTX3)·(CMc-CTMc) (6)
电荷转移阶段
断开S1，给TXb施加电压VTX3，给TXc施加电压VTX2，由于放大器输入端的虚短路特性，放大器的反相输入端N的电压仍为VCM，输出端VO电压为VOUT，反馈电容C的电容量为CF，检测电路的总电荷量为：
Figure BDA0002315119280000071
根据电荷守恒，Q1＝Q2，计算得到：
Figure BDA0002315119280000072
由于距离相近的感应元件的本征互电容值非常近似，第二感应元件11和第三感应元件12的本征互电容值相互抵消，式(8)可简化为：
Figure BDA0002315119280000073
由于第二感应元件11的互电容值Cb＝CMb-CTMb，第三感应元件12的互电容值Cc＝CMc-CTMc，则第二感应元件11和第三感应元件12的互电容差值为：
Figure BDA0002315119280000074
根据计算得到第二感应元件11的互电容值Cb和由式(10)计算得到的ΔCbc，计算得到第三感应元件12的互电容值Cc。
在本发明实施例的一种差分式互电容检测电路的另一具体实施例中，基于实施例1，预设第一感应元件10的归一化互电容值Ca为0，根据由式(5)计算得到的ΔCab，计算得到第二感应元件11的归一化互电容值Cb。根据第二感应元件11的归一化互电容值Cb和由式(10)计算得到的ΔCbc，计算得到第三感应元件12的归一化互电容值Cc。
实施例3
在本发明实施例的一种差分式互电容检测电路的另一具体实施例中，基于实施例1，TXa和TXb的输入电压同频同幅反相。
复位阶段
闭合S1，TXa和TXb的输入电压均为0V，放大器的同相输入端P的工作电压仍为VCM。
放大器的反相输入端N和输出端VO的电压被复位，均为VCM，检测电路的总电荷量为：
Q1＝VCM·(CMa-CTMa)+VCM·(CMb-CTMb) (11)
电荷转移阶段
断开S1，给TXa施加电压-VTX，给TXb施加电压VTX，由于放大器输入端的虚短路特性，放大器的反相输入端N的电压仍为VCM，输出端VO的电压为VOUT，反馈电容C的电容量为CF，检测电路的总电荷量为：
Figure BDA0002315119280000081
根据电荷守恒，Q1＝Q2，计算得到：
Figure BDA0002315119280000082
第一感应元件10和第二感应元件11的本征互电容值相互抵消，式(13)可简化为：
Figure BDA0002315119280000083
由于第一感应元件10的互电容值Ca＝CMa-CTMa，第二感应元件11的互电容值Cb＝CMb-CTMb，则第一感应元件10和第二感应元件11的互电容差值为：
Figure BDA0002315119280000084
测量第一感应元件10的互电容值Ca，根据测得的Ca和由式(15)计算得到的ΔCab，计算得到第二感应元件11的互电容值Cb。
实施例4
在本发明实施例的一种差分式互电容检测电路的另一具体实施例中，基于实施例1，由于放大器存在失配电压，因此互电容差值会受到失配电压的影响，本实施例采用双关联采样消除放大器的失配电压。
复位阶段
闭合S1，给TXa施加电压VTX1，给TXb施加电压VTX2，放大器的同相输入端P的工作电压仍为VCM。
放大器的反相输入端N和输出端VO的电压被复位，由于放大器存在失配电压，复位电压为VCM1(VCM与失配电压之和)，即采样得到放大器的输出端VO电压为VOUT1＝VCM1，检测电路的总电荷量为：
Q1＝(VCM1-VTX1)·(CMa-CTMa)+(VCM1-VTX2)·(CMb-CTMb) (16)
电荷转移阶段
断开S1，给TXa施加电压VTX2，给TXb施加电压VTX1，由于放大器输入端的虚短路特性，放大器的反相输入端N的电压为VCM1，输出端VO电压为VOUT2，反馈电容C的电容量为CF，检测电路的总电荷量为：
Figure BDA0002315119280000091
根据电荷守恒，Q1＝Q2，计算得到：
Figure BDA0002315119280000092
将两次采样的放大器的输出电压相减，ΔVOUT＝VOUT2-VOUT1，得到：
Figure BDA0002315119280000093
第一感应元件10和第二感应元件11的本征互电容值相互抵消，式(19)可简化为：
Figure BDA0002315119280000094
由式(20)可知，本实施例通过双关联采样消除了放大器的失配电压。
实施例5
参照图4，示出了本发明实施例中一种差分式互电容检测电路的另一具体实施例的原理图。如图4所示，基于实施例1，增加第二开关S2，第二开关S2与反馈电容C串联，反馈电容C的一端连接放大器的反相输入端N，反馈电容C的另一端连接第二开关S2的一端，第二开关S2的另一端连接放大器的输出端VO，形成第一反馈回路；第一开关S1的一端连接放大器的反相输入端N，第一开关S1的另一端放大器的输出端VO，形成第二反馈回路。其中，第一感应元件10的互电容值Ca包括本征互电容值CMa和有效互电容值CTMa，第二感应元件11的互电容值Cb包括本征互电容值CMb和有效互电容值CTMb。第一感应元件10的驱动电极为TXa，第二感应元件11的驱动电极为TXb。
第一复位阶段
闭合S1和S2，给TXa施加电压VTX1，给TXb施加电压VTX2，给放大器的同相输入端P施加工作电压VCM。
放大器的反相输入端N和输出端VO的电压被复位，均为VCM，检测电路的总电荷量为：
Q1＝(VCM-VTX1)·(CMa-CTMa)+(VCM-VTX2)·(CMb-CTMb) (21)
第一电荷转移阶段
断开S1，S2仍然闭合，给TXa施加电压VTX2，给TXb施加电压VTX1，由于放大器输入端的虚短路特性，放大器的反相输入端N的电压仍为VCM。
第一感应元件10的电荷量变化为ΔQMa＝(VTX1-VTX2)·(CMa-CTMa)，第二感应元件11的电荷量变化为ΔQMb＝(VTX2-VTX1)·(CMb-CTMb)，第一感应元件10和第二感应元件11变化的电荷量都转移至反馈电容C，反馈电容C储存的电荷量为QCF1＝-(ΔQMa+ΔQMb)，即：
QCF1＝(VTX2-VTX1)·(CTMb-CTMa)+(VTX1-VTX2)·(CMb-CMa) (22)
第二复位阶段
闭合S1，断开S2，给TXa施加电压VTX1，给TXb施加电压VTX2，反馈电容C储存的电荷量不变，检测电路的总电荷量为：
Q3＝(VCM-VTX1)·(CMa-CTMa)+(VCM-VTX2)·(CMb-CTMb)+QCF1 (23)
第二电荷转移阶段
断开S1，闭合S2，给TXa施加电压VTX2，给TXb施加电压VTX1。
第一感应元件10的电荷量变化为ΔQMa＝(VTX1-VTX2)·(CMa-CTMa)，第二感应元件11的电荷量变化为ΔQMb＝(VTX2-VTX1)·(CMb-CTMb)，第一感应元件10和第二感应元件11变化的电荷量都转移至反馈电容C，反馈电容C储存的电荷量为QCF2＝QCF1-(ΔQMa+ΔQMb)，即：
QCF2＝2·(VTX2-VTX1)·(CTMb-CTMa)+2·(VTX1-VTX2)·(CMb-CMa) (24)
重复第二复位阶段和第二电荷转移阶段的步骤m次(m为自然数)，得到反馈电容C存储的电荷量：
Figure BDA0002315119280000111
另外，根据反馈电容C的电容量CF和分配在反馈电容C上的电压值，得到：
QCF(m+2)＝CF·(VCM-VOUT) (26)
由式(25)和式(26)，得到：
Figure BDA0002315119280000112
第一感应元件10和第二感应元件11的本征互电容值相互抵消，式(27)可简化为：
Figure BDA0002315119280000113
由于第一感应元件10的互电容值Ca＝CMa-CTMa，第二感应元件11的互电容值Cb＝CMb-CTMb，则第一感应元件10和第二感应元件11的互电容差值为：
Figure BDA0002315119280000114
由式(28)和式(29)可知，通过对反馈电容C存储的电荷量进行m次累和计算，能够增大放大器输出端VO的电压VOUT，从而提高放大器输出信号的信噪比，并降低对后续模数转换器的精度要求。
上面结合附图对本发明实施例作了详细说明，但是本发明不限于上述实施例，在所述技术领域普通技术人员所具备的知识范围内，还可以在不脱离本发明宗旨的前提下作出各种变化。此外，在不冲突的情况下，本发明的实施例及实施例中的特征可以相互组合。

Claims (8)

1.一种差分式互电容检测电路，其特征在于，包括放大器、反馈电容和第一开关，以及至少两个感应元件；
至少两个所述感应元件相互并联，分别独立地连接所述放大器的反相输入端；所述反馈电容的一端连接所述放大器的反相输入端，所述反馈电容的另一端连接所述放大器的输出端，形成第一反馈回路；所述第一开关的一端连接所述放大器的反相输入端，所述第一开关的另一端连接所述放大器的输出端，形成第二反馈回路。
2.根据权利要求1所述的一种差分式互电容检测电路，其特征在于，还包括第二开关，所述第二开关与所述反馈电容串联，并与所述第一开关并联。
3.一种差分式互电容检测方法，其特征在于，应用于权利要求1或2所述的差分式互电容检测电路，包括：
对至少两个所述感应元件分别独立地施加激励信号，对放大器的同相输入端施加工作电压；
选取其中一个感应元件作为第一感应元件，获取所述放大器的输出电压、所述反馈电容的电容值和所述第一感应元件的互电容值；
根据所述激励信号、所述反馈电容的电容值，以及施加在所述放大器同相输入端的工作电压和所述放大器的输出电压，计算距离相近的两个感应元件的互电容差值；
根据所述第一感应元件的互电容值和所述互电容差值，计算其他感应元件的互电容值。
4.根据权利要求3所述的一种差分式互电容检测方法，其特征在于，对距离相近的两个所述感应元件施加同频同幅反向的激励信号。
5.根据权利要求3或4所述的一种差分式互电容检测方法，其特征在于，对所述放大器的输出电压进行双关联采样。
6.根据权利要求3或4所述的一种差分式互电容检测方法，其特征在于，对所述差分式互电容检测电路的电荷量进行多次累和计算。
7.一种差分式互电容检测芯片，其特征在于，包括权利要求1或2所述的差分式互电容检测电路。
8.一种差分式互电容检测设备，其特征在于，包括权利要求7所述的差分式互电容检测芯片。
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