JP3176128B2 - インピーダンス整合器の出力電圧測定装置 - Google Patents
インピーダンス整合器の出力電圧測定装置Info
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- JP3176128B2 JP3176128B2 JP16744692A JP16744692A JP3176128B2 JP 3176128 B2 JP3176128 B2 JP 3176128B2 JP 16744692 A JP16744692 A JP 16744692A JP 16744692 A JP16744692 A JP 16744692A JP 3176128 B2 JP3176128 B2 JP 3176128B2
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、高周波電源と負荷との
間に挿入されるインピーダンス整合器の出力電圧を測定
するインピーダンス整合器の出力電圧測定装置に関する
ものである。
間に挿入されるインピーダンス整合器の出力電圧を測定
するインピーダンス整合器の出力電圧測定装置に関する
ものである。
【０００２】
【従来の技術】半導体ＩＣ、ＬＣＤ（液晶ディスプレ
イ）等の製造過程においては、エッチング、スパッタリ
ング、薄膜成長等を行う際に、プラズマを用いるプロセ
ス（プラズマプロセスという。）が行われる。プラズマ
プロセスにおいては、エッチング、スパッタリング、薄
膜成長等の処理を行うチャンバ内に設けた電極に高周波
電力を供給して、チャンバ内にプラズマを発生させてい
る。
イ）等の製造過程においては、エッチング、スパッタリ
ング、薄膜成長等を行う際に、プラズマを用いるプロセ
ス（プラズマプロセスという。）が行われる。プラズマ
プロセスにおいては、エッチング、スパッタリング、薄
膜成長等の処理を行うチャンバ内に設けた電極に高周波
電力を供給して、チャンバ内にプラズマを発生させてい
る。
【０００３】このように、プラズマを生じさせる負荷
（プラズマ負荷という。）に高周波電力を供給する場合
には、高周波電源とプラズマ負荷との間のインピーダン
スの整合をとることが重要であり、両者間のインピーダ
ンスの整合がとれていない場合には、高周波電源の出力
端で電力の反射が生じてプラズマ負荷に高周波電力を効
率良く供給することができないため、そのプロセスにお
いて好結果を得ることができない。
（プラズマ負荷という。）に高周波電力を供給する場合
には、高周波電源とプラズマ負荷との間のインピーダン
スの整合をとることが重要であり、両者間のインピーダ
ンスの整合がとれていない場合には、高周波電源の出力
端で電力の反射が生じてプラズマ負荷に高周波電力を効
率良く供給することができないため、そのプロセスにお
いて好結果を得ることができない。
【０００４】そのため、高周波電源からプラズマ負荷に
電力を供給する場合には、高周波電源とプラズマ負荷と
の間にＬ，Ｃ回路やトランス等からなるインピーダンス
整合器を挿入することが必要不可欠である。
電力を供給する場合には、高周波電源とプラズマ負荷と
の間にＬ，Ｃ回路やトランス等からなるインピーダンス
整合器を挿入することが必要不可欠である。
【０００５】図８は、高周波電源１から自動インピーダ
ンス整合器２´と線路３とを通してプラズマ負荷４に電
力を供給する場合の回路図を示したものである。インピ
ーダンス整合器２´は、一定のインダクタンスを有する
コイルＬ1 と、第１の可変コンデンサＣ1 と、タップを
選択することによりインダクタンスを調整できるように
なっているコイルＬ2 と、第２の可変コンデンサＣ2 と
により構成され、第１の可変コンデンサＣ1 と第２の可
変コンデンサＣ2 の静電容量を変えることによりインピ
ーダンスの整合を行うようになっている。
ンス整合器２´と線路３とを通してプラズマ負荷４に電
力を供給する場合の回路図を示したものである。インピ
ーダンス整合器２´は、一定のインダクタンスを有する
コイルＬ1 と、第１の可変コンデンサＣ1 と、タップを
選択することによりインダクタンスを調整できるように
なっているコイルＬ2 と、第２の可変コンデンサＣ2 と
により構成され、第１の可変コンデンサＣ1 と第２の可
変コンデンサＣ2 の静電容量を変えることによりインピ
ーダンスの整合を行うようになっている。
【０００６】第１及び第２の可変コンデンサＣ1 及びＣ
2 の調整を自動的に行わせるため、この種の自動整合器
では、図示しない検出器により、整合器２´の入力端の
高周波電圧Ｖ及び高周波電流Ｉと、該電圧Ｖ及び電流Ｉ
の位相差θとを検出し、該電圧Ｖの絶対値と電流Ｉの絶
対値との比から、インピーダンス整合器の入力端より負
荷側を見たインピーダンスＺ1 を検出して、該インピー
ダンスＺ1 を電源の出力インピーダンスＺo （＝５０
Ω、一定）に一致させ、かつ位相差θを零にするように
コンデンサＣ1 及びＣ2 を調節する。
2 の調整を自動的に行わせるため、この種の自動整合器
では、図示しない検出器により、整合器２´の入力端の
高周波電圧Ｖ及び高周波電流Ｉと、該電圧Ｖ及び電流Ｉ
の位相差θとを検出し、該電圧Ｖの絶対値と電流Ｉの絶
対値との比から、インピーダンス整合器の入力端より負
荷側を見たインピーダンスＺ1 を検出して、該インピー
ダンスＺ1 を電源の出力インピーダンスＺo （＝５０
Ω、一定）に一致させ、かつ位相差θを零にするように
コンデンサＣ1 及びＣ2 を調節する。
【０００７】プラズマに供給される電力は多くの場合数
百ワット〜数キロワットの範囲にある。このような範囲
の電力を負荷に供給する場合、整合時の入力インピーダ
ンスが５０Ωである整合器の入力側の回路では、電圧が
異常に上昇することはなく、整合器の入力側で放電等の
事故が生じて部品を破損させるおそれはない。
百ワット〜数キロワットの範囲にある。このような範囲
の電力を負荷に供給する場合、整合時の入力インピーダ
ンスが５０Ωである整合器の入力側の回路では、電圧が
異常に上昇することはなく、整合器の入力側で放電等の
事故が生じて部品を破損させるおそれはない。
【０００８】これに対し、整合器の出力側では、負荷の
インピーダンスによっては電圧が異常上昇することがあ
り、放電事故が生じるおそれがある。例えばプラズマ負
荷のインピーダンスを１＋ｊ２００［Ω］とすると、そ
の等価回路は図９に示すようになり、この回路で１ＫＷ
の電力を消費するとすると、コイルＬでは電力が消費さ
れず、抵抗Ｒのみで電力が消費されるため、必要な電流
は約３２アンペアとなる。この電流がｊ２００［Ω］の
コイルに流れるため、図９のａ点に発生する電圧は約６
４００Ｖとなる。整合器の出力側にこのような高い電圧
が発生すると、整合器のみらなず負荷（今の例ではプラ
ズマ発生装置）自体にも放電が生じて、部品の破損等の
被害が生じることになる。従って、高周波電源から整合
器を通して負荷に電力を供給する場合には、整合器の出
力電圧を常に測定して監視することが必要である。
インピーダンスによっては電圧が異常上昇することがあ
り、放電事故が生じるおそれがある。例えばプラズマ負
荷のインピーダンスを１＋ｊ２００［Ω］とすると、そ
の等価回路は図９に示すようになり、この回路で１ＫＷ
の電力を消費するとすると、コイルＬでは電力が消費さ
れず、抵抗Ｒのみで電力が消費されるため、必要な電流
は約３２アンペアとなる。この電流がｊ２００［Ω］の
コイルに流れるため、図９のａ点に発生する電圧は約６
４００Ｖとなる。整合器の出力側にこのような高い電圧
が発生すると、整合器のみらなず負荷（今の例ではプラ
ズマ発生装置）自体にも放電が生じて、部品の破損等の
被害が生じることになる。従って、高周波電源から整合
器を通して負荷に電力を供給する場合には、整合器の出
力電圧を常に測定して監視することが必要である。
【０００９】従来、異常上昇のおそれがあるインピーダ
ンス整合器の出力電圧を測定する場合には、図１０に示
すように整合器２´の出力端子間に多数の高耐圧コンデ
ンサの直列回路からなるコンデンサ分圧回路５を接続し
て、該分圧回路５の分圧出力をピーク間電圧検出器６に
入力することによりピーク間電圧Ｖｐｐを検出する方法
がとられていた。
ンス整合器の出力電圧を測定する場合には、図１０に示
すように整合器２´の出力端子間に多数の高耐圧コンデ
ンサの直列回路からなるコンデンサ分圧回路５を接続し
て、該分圧回路５の分圧出力をピーク間電圧検出器６に
入力することによりピーク間電圧Ｖｐｐを検出する方法
がとられていた。
【００１０】
【発明が解決しようとする課題】上記のように、インピ
ーダンス整合器の出力電圧を検出するためには、高耐圧
コンデンサを多数用いたコンデンサ分圧回路５を設ける
必要があったため、コストが高くなるだけでなく、装置
が大形化するという問題があった。
ーダンス整合器の出力電圧を検出するためには、高耐圧
コンデンサを多数用いたコンデンサ分圧回路５を設ける
必要があったため、コストが高くなるだけでなく、装置
が大形化するという問題があった。
【００１１】更に従来はコンデンサ分圧回路５によりイ
ンピーダンス整合器の出力電圧（Ｖｐｐ）を１／１００
０程度まで分圧して測定していたため、図１０に破線矢
印Ｈで示したような浮遊磁場による相互誘導の影響や、
実線矢印Ｅで示したような電場による浮遊容量の影響を
受け易く、高い測定精度を得ることが難しいという問題
があった。また浮遊磁場や電場の影響を受けないように
するためには、シールド等のノイズ対策を施す必要があ
り面倒であった。
ンピーダンス整合器の出力電圧（Ｖｐｐ）を１／１００
０程度まで分圧して測定していたため、図１０に破線矢
印Ｈで示したような浮遊磁場による相互誘導の影響や、
実線矢印Ｅで示したような電場による浮遊容量の影響を
受け易く、高い測定精度を得ることが難しいという問題
があった。また浮遊磁場や電場の影響を受けないように
するためには、シールド等のノイズ対策を施す必要があ
り面倒であった。
【００１２】本発明の目的は、高価で大形のコンデンサ
分圧回路を用いることなく、またシールド等の面倒なノ
イズ対策を施すことなく、インピーダンス整合器の出力
電圧を測定することができるようにしたインピーダンス
整合器の出力電圧検出装置を提供することにある。
分圧回路を用いることなく、またシールド等の面倒なノ
イズ対策を施すことなく、インピーダンス整合器の出力
電圧を測定することができるようにしたインピーダンス
整合器の出力電圧検出装置を提供することにある。
【００１３】
【課題を解決するための手段】本願第１の発明は、図１
に見られるように、高周波電源１と負荷４との間に挿入
されたインピーダンス整合器２の出力電圧を測定する出
力電圧測定装置で、インピーダンス整合器２の入力側の
回路の任意の点に設定した測定点での高周波電流の絶対
値を検出する入力電流検出手段５と、該測定点での高周
波電圧の絶対値を検出する入力電圧検出手段６と、該測
定点での高周波電流と高周波電圧との位相差を検出する
位相差検出手段７と、測定点での高周波電流の絶対値と
高周波電圧の絶対値と前記位相差とから、測定点より負
荷側を見たインピーダンスを入力インピーダンスとして
演算する入力インピーダンス演算手段８と、測定点から
インピーダンス整合器の出力端までの回路の回路定数と
入力インピーダンスとからインピーダンス整合器の出力
端より負荷側の回路を見たインピーダンスを負荷回路側
インピーダンスとして演算する負荷回路側インピーダン
ス演算手段１０と、入力インピーダンスと負荷回路側イ
ンピーダンスと前記回路定数と測定点での高周波電圧の
絶対値とからインピーダンス整合器の出力電圧を演算す
る出力電圧演算手段１１とにより構成される。
に見られるように、高周波電源１と負荷４との間に挿入
されたインピーダンス整合器２の出力電圧を測定する出
力電圧測定装置で、インピーダンス整合器２の入力側の
回路の任意の点に設定した測定点での高周波電流の絶対
値を検出する入力電流検出手段５と、該測定点での高周
波電圧の絶対値を検出する入力電圧検出手段６と、該測
定点での高周波電流と高周波電圧との位相差を検出する
位相差検出手段７と、測定点での高周波電流の絶対値と
高周波電圧の絶対値と前記位相差とから、測定点より負
荷側を見たインピーダンスを入力インピーダンスとして
演算する入力インピーダンス演算手段８と、測定点から
インピーダンス整合器の出力端までの回路の回路定数と
入力インピーダンスとからインピーダンス整合器の出力
端より負荷側の回路を見たインピーダンスを負荷回路側
インピーダンスとして演算する負荷回路側インピーダン
ス演算手段１０と、入力インピーダンスと負荷回路側イ
ンピーダンスと前記回路定数と測定点での高周波電圧の
絶対値とからインピーダンス整合器の出力電圧を演算す
る出力電圧演算手段１１とにより構成される。
【００１４】また上記入力電流検出手段と、入力電圧検
出手段と、位相差検出手段と、入力インピーダンス演算
手段と、負荷回路側インピーダンス演算手段を設けると
ともに、測定点での高周波電圧及び電流の絶対値と位相
差とから有効電力を演算する電力演算手段と、有効電力
が負荷回路側インピーダンスの抵抗分で消費されるとし
て負荷電流を演算する負荷電流演算手段と、負荷電流演
算手段により演算された負荷電流と負荷回路側インピー
ダンスとによりインピーダンス整合器の出力電圧を演算
する出力電圧演算手段とを設けるようにしてもよい。
出手段と、位相差検出手段と、入力インピーダンス演算
手段と、負荷回路側インピーダンス演算手段を設けると
ともに、測定点での高周波電圧及び電流の絶対値と位相
差とから有効電力を演算する電力演算手段と、有効電力
が負荷回路側インピーダンスの抵抗分で消費されるとし
て負荷電流を演算する負荷電流演算手段と、負荷電流演
算手段により演算された負荷電流と負荷回路側インピー
ダンスとによりインピーダンス整合器の出力電圧を演算
する出力電圧演算手段とを設けるようにしてもよい。
【００１５】上記インピーダンス整合器としては通常、
可変コンデンサ、可変インダクタまたはこれらの組み合
わせをインピーダンス調節手段としたものを用いる。こ
の場合、インピーダンス調節手段の調節部の位置を検出
して該インピーダンス調節手段のインピーダンスを演算
する調節用インピーダンス演算手段９を設けておくと、
負荷回路側インピーダンス演算手段では、該調節用イン
ピーダンス演算手段が演算したインピーダンス調節手段
のインピーダンスとその他の回路定数とを用いて、負荷
回路側インピーダンスを演算することができる。
可変コンデンサ、可変インダクタまたはこれらの組み合
わせをインピーダンス調節手段としたものを用いる。こ
の場合、インピーダンス調節手段の調節部の位置を検出
して該インピーダンス調節手段のインピーダンスを演算
する調節用インピーダンス演算手段９を設けておくと、
負荷回路側インピーダンス演算手段では、該調節用イン
ピーダンス演算手段が演算したインピーダンス調節手段
のインピーダンスとその他の回路定数とを用いて、負荷
回路側インピーダンスを演算することができる。
【００１６】尚インピーダンス整合器２の入力端よりも
電源側に測定点を設定した場合には、インピーダンス整
合器２の入力インピーダンスと、インピーダンス整合器
の入力端子と測定点との間の線路のインピーダンスとの
和が、入力インピーダンス演算手段により演算されるこ
とになる。
電源側に測定点を設定した場合には、インピーダンス整
合器２の入力インピーダンスと、インピーダンス整合器
の入力端子と測定点との間の線路のインピーダンスとの
和が、入力インピーダンス演算手段により演算されるこ
とになる。
【００１７】
【作用】上記の測定装置において、入力インピーダンス
演算手段は、測定点から負荷側を見たインピーダンスを
入力インピーダンスＺ1 として演算する。測定点とイン
ピーダンス整合器の出力端との間の回路の回路定数は既
知である。インピーダンス整合器に可変コンデンサ等の
可変素子が設けられている場合でもその定数（コンデン
サの場合には静電容量）は操作子の位置等から容易に知
ることができる。負荷回路側インピーダンス演算手段
は、インピーダンス整合器の出力端子からプラズマ負荷
側の回路を見た負荷回路側インピーダンスＺ2 の抵抗分
及びリアクタンス分をそれぞれ未知数として、上記既知
の回路定数と演算で求めた入力インピーダンスＺ1 とか
ら、該負荷回路側インピーダンスの抵抗分及びリアクタ
ンス分を演算する。
演算手段は、測定点から負荷側を見たインピーダンスを
入力インピーダンスＺ1 として演算する。測定点とイン
ピーダンス整合器の出力端との間の回路の回路定数は既
知である。インピーダンス整合器に可変コンデンサ等の
可変素子が設けられている場合でもその定数（コンデン
サの場合には静電容量）は操作子の位置等から容易に知
ることができる。負荷回路側インピーダンス演算手段
は、インピーダンス整合器の出力端子からプラズマ負荷
側の回路を見た負荷回路側インピーダンスＺ2 の抵抗分
及びリアクタンス分をそれぞれ未知数として、上記既知
の回路定数と演算で求めた入力インピーダンスＺ1 とか
ら、該負荷回路側インピーダンスの抵抗分及びリアクタ
ンス分を演算する。
【００１８】出力電圧演算手段は、入力インピーダンス
Ｚ1 と負荷回路側インピーダンスＺ2 と上記回路定数と
から測定点での高周波電圧の絶対値とからインピーダン
ス整合器の出力電圧を演算する。
Ｚ1 と負荷回路側インピーダンスＺ2 と上記回路定数と
から測定点での高周波電圧の絶対値とからインピーダン
ス整合器の出力電圧を演算する。
【００１９】上記の各演算はコンピュータを用いること
により瞬時に行うことができるため、時々刻々変化する
整合器の出力電圧をほぼリアルタイムで測定することが
できる。
により瞬時に行うことができるため、時々刻々変化する
整合器の出力電圧をほぼリアルタイムで測定することが
できる。
【００２０】上記のように、整合器の出力電圧を演算に
より求めるようにすれば、多数の高耐圧コンデンサから
なる分圧回路を設ける必要がないため、装置の大形化を
防ぐことができる。
より求めるようにすれば、多数の高耐圧コンデンサから
なる分圧回路を設ける必要がないため、装置の大形化を
防ぐことができる。
【００２１】またコンデンサ分圧回路や電圧測定器を用
いないため、面倒なノイズ対策を施す必要がなく、コン
デンサ分圧回路が不要になることと相俟って装置のコス
トの低減を図ることができる。
いないため、面倒なノイズ対策を施す必要がなく、コン
デンサ分圧回路が不要になることと相俟って装置のコス
トの低減を図ることができる。
【００２２】
【実施例】図２は高周波電源１からインピーダンス整合
器２を介してプラズマ負荷４に電力を供給する場合に本
発明を適用した実施例を示したもので、インピーダンス
整合器２は同軸ケーブル３を通してプラズマ負荷４に接
続されている。
器２を介してプラズマ負荷４に電力を供給する場合に本
発明を適用した実施例を示したもので、インピーダンス
整合器２は同軸ケーブル３を通してプラズマ負荷４に接
続されている。
【００２３】インピーダンス整合器２は、インダクタン
スが一定なコイルＬ1 と、第１の可変コンデンサＣ1
と、第２の可変コンデンサＣ2 と、タップを選択するこ
とによりインダクタンスの調整が可能なコイルＬ2 とを
備えている。第１及び第２の可変コンデンサＣ1 及びＣ
2 のそれぞれの静電容量を調節する調節部（操作軸）
は、モータを駆動源とした図示しない操作機構に連結さ
れている。また各可変コンデンサの調節部を駆動するモ
ータを制御する図示しない制御部が設けられていて、該
制御部により可変コンデンサＣ1 及びＣ2 の調節部の回
転を制御することにより、それぞれの可変コンデンサの
静電容量を調節するようになっている。
スが一定なコイルＬ1 と、第１の可変コンデンサＣ1
と、第２の可変コンデンサＣ2 と、タップを選択するこ
とによりインダクタンスの調整が可能なコイルＬ2 とを
備えている。第１及び第２の可変コンデンサＣ1 及びＣ
2 のそれぞれの静電容量を調節する調節部（操作軸）
は、モータを駆動源とした図示しない操作機構に連結さ
れている。また各可変コンデンサの調節部を駆動するモ
ータを制御する図示しない制御部が設けられていて、該
制御部により可変コンデンサＣ1 及びＣ2 の調節部の回
転を制御することにより、それぞれの可変コンデンサの
静電容量を調節するようになっている。
【００２４】この例では、可変コンデンサＣ1 及びＣ2
が、インピーダンス整合器のインピーダンス調節手段と
して機能する。
が、インピーダンス整合器のインピーダンス調節手段と
して機能する。
【００２５】インピーダンス整合器２の入力端には、高
周波電流Ｉ1 （ベクトル）の絶対値｜Ｉ1 ｜と、高周波
電圧Ｖ1 （ベクトル）の絶対値｜Ｖ1 ｜と、電流Ｉ1 と
電圧Ｖ1 の位相差θとを検出する検出器２Ａが設けられ
ている。
周波電流Ｉ1 （ベクトル）の絶対値｜Ｉ1 ｜と、高周波
電圧Ｖ1 （ベクトル）の絶対値｜Ｖ1 ｜と、電流Ｉ1 と
電圧Ｖ1 の位相差θとを検出する検出器２Ａが設けられ
ている。
【００２６】本発明においては、インピーダンス整合器
２から電源１の出力端に至る回路の任意の点に設定した
「測定点」から該インピーダンス整合器を見たインピー
ダンスを入力インピーダンスＺ1 として求めて、これを
負荷回路側インピーダンスの演算に用いるが、本実施例
では、インピーダンス整合器２の入力端を測定点とし、
該整合器２に本来設けられている検出器２Ａが検出して
いる電流Ｉ，電圧Ｖ及び位相差θを入力インピーダンス
Ｚ1 の演算に用いる。この場合の入力インピーダンスＺ
1 はインピーダンス整合器で演算されるインピーダンス
Ｚ1 ´に等しくなる。
２から電源１の出力端に至る回路の任意の点に設定した
「測定点」から該インピーダンス整合器を見たインピー
ダンスを入力インピーダンスＺ1 として求めて、これを
負荷回路側インピーダンスの演算に用いるが、本実施例
では、インピーダンス整合器２の入力端を測定点とし、
該整合器２に本来設けられている検出器２Ａが検出して
いる電流Ｉ，電圧Ｖ及び位相差θを入力インピーダンス
Ｚ1 の演算に用いる。この場合の入力インピーダンスＺ
1 はインピーダンス整合器で演算されるインピーダンス
Ｚ1 ´に等しくなる。
【００２７】本発明ではまた、上記測定点とインピーダ
ンス整合器２の出力端との間の回路の回路定数と入力イ
ンピーダンスＺ1 とから、インピーダンス整合器２の出
力端よりプラズマ負荷側の回路を見たインピーダンスを
負荷回路側インピーダンスＺ2 として演算する。
ンス整合器２の出力端との間の回路の回路定数と入力イ
ンピーダンスＺ1 とから、インピーダンス整合器２の出
力端よりプラズマ負荷側の回路を見たインピーダンスを
負荷回路側インピーダンスＺ2 として演算する。
【００２８】本実施例では、インピーダンス整合器２の
入力端を測定点としているため、この演算には入力イン
ピーダンスＺ1 （＝Ｚ1 ´）と、インピーダンス整合器
の回路定数とを用いればよい。
入力端を測定点としているため、この演算には入力イン
ピーダンスＺ1 （＝Ｚ1 ´）と、インピーダンス整合器
の回路定数とを用いればよい。
【００２９】インピーダンス整合器２の回路定数は、第
１及び第２の可変コンデンサＣ1 及びＣ2 の静電容量
と、コイルＬ1 及びＬ2 のインダクタンスとである。こ
れらの内、コイルＬ1 及びＬ2 のインダクタンスは既知
であるが、インピーダンス調節手段である第１及び第２
の可変コンデンサＣ1 及びＣ2 の静電容量は随時変化す
る。そこで本実施例では、可変コンデンサＣ1 及びＣ2
の静電容量を演算するため、可変抵抗器ＶＲ1 及びＶＲ
2 を設け、これらの可変抵抗器の摺動子を可変コンデン
サＣ1 及びＣ2 の調節部と連動するようにそれぞれの可
変コンデンサの調節部の駆動機構に連結している。可変
抵抗器ＶＲ1 及びＶＲ2 の両端には一定の直流電圧を印
加してあり、可変抵抗器ＶＲ1 及びＶＲ2 の摺動子と接
地間にそれぞれコンデンサＣ1 及びＣ2 の調節部の位置
（回転角）に相応した位置検出信号Ｖp1及びＶp2を得る
ようにしている。この実施例では、可変抵抗器ＶＲ1 及
びＶＲ2 によりインピーダンス調節手段の調節部の位置
を検出する調節部位置検出装置が構成され、この検出装
置の検出信号Ｖp1及びＶp2からインピーダンス調節手段
としての可変コンデンサＣ1 及びＣ2 のそれぞれのイン
ピーダンスが演算される。
１及び第２の可変コンデンサＣ1 及びＣ2 の静電容量
と、コイルＬ1 及びＬ2 のインダクタンスとである。こ
れらの内、コイルＬ1 及びＬ2 のインダクタンスは既知
であるが、インピーダンス調節手段である第１及び第２
の可変コンデンサＣ1 及びＣ2 の静電容量は随時変化す
る。そこで本実施例では、可変コンデンサＣ1 及びＣ2
の静電容量を演算するため、可変抵抗器ＶＲ1 及びＶＲ
2 を設け、これらの可変抵抗器の摺動子を可変コンデン
サＣ1 及びＣ2 の調節部と連動するようにそれぞれの可
変コンデンサの調節部の駆動機構に連結している。可変
抵抗器ＶＲ1 及びＶＲ2 の両端には一定の直流電圧を印
加してあり、可変抵抗器ＶＲ1 及びＶＲ2 の摺動子と接
地間にそれぞれコンデンサＣ1 及びＣ2 の調節部の位置
（回転角）に相応した位置検出信号Ｖp1及びＶp2を得る
ようにしている。この実施例では、可変抵抗器ＶＲ1 及
びＶＲ2 によりインピーダンス調節手段の調節部の位置
を検出する調節部位置検出装置が構成され、この検出装
置の検出信号Ｖp1及びＶp2からインピーダンス調節手段
としての可変コンデンサＣ1 及びＣ2 のそれぞれのイン
ピーダンスが演算される。
【００３０】電流の絶対値｜Ｉ1 ｜、電圧の絶対値｜Ｖ
1 ｜、位相差θ及び位置検出信号Ｖp1，Ｖp2はアナログ
／デジタルコンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）２０に入力
されてデジタル信号に変換され、それぞれのデジタル信
号がコンピュータ２１に入力されている。
1 ｜、位相差θ及び位置検出信号Ｖp1，Ｖp2はアナログ
／デジタルコンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）２０に入力
されてデジタル信号に変換され、それぞれのデジタル信
号がコンピュータ２１に入力されている。
【００３１】コンピュータ２１は図６に示したアルゴリ
ズムに従ってプラズマインピーダンスを演算する。
ズムに従ってプラズマインピーダンスを演算する。
【００３２】図６に示したアルゴリズムに従って行われ
る処理は次の通りである。
る処理は次の通りである。
【００３３】先ず電流Ｉ1 の絶対値｜Ｉ1 ｜と電圧Ｖ1
の絶対値｜Ｖ1 ｜とから次式（１）により入力インピー
ダンスＺ1 の絶対値｜Ｚ1 ｜を演算する。 ｜Ｚ1 ｜＝｜Ｖ1 ｜／｜Ｉ1 ｜ …（１） 次に上記インピーダンスの絶対値と、電圧、電流の位相
差θとから、次式により入力インピーダンスＺ1 を演算
する。該インピーダンスＺ1 の抵抗分をＲ1 、リアクタ
ンス分をＸ1 とし、Ｚ1 ＝Ｒ1 ＋ｊＸ1 とおくと、Ｒ1
及びＸ1 は次の式で与えられる。 Ｒ1 ＝｜Ｚ1 ｜cos θ …（２） Ｘ1 ＝｜Ｚ1 ｜sin θ …（３） 次いで位置検出信号Ｖp1及びＶp2から可変コンデンサＣ
1 及びＣ2 の静電容量ＦC1及びＦC2を演算し、その結果
に基づいて可変コンデンサＣ1 及びＣ2 のインピーダン
ス−ｊＸC1＝（１／ｊωＣ1 ）及び−ｊＸC2＝（１／ｊ
ωＣ2 ）（ωは角周波数）を演算する。
の絶対値｜Ｖ1 ｜とから次式（１）により入力インピー
ダンスＺ1 の絶対値｜Ｚ1 ｜を演算する。 ｜Ｚ1 ｜＝｜Ｖ1 ｜／｜Ｉ1 ｜ …（１） 次に上記インピーダンスの絶対値と、電圧、電流の位相
差θとから、次式により入力インピーダンスＺ1 を演算
する。該インピーダンスＺ1 の抵抗分をＲ1 、リアクタ
ンス分をＸ1 とし、Ｚ1 ＝Ｒ1 ＋ｊＸ1 とおくと、Ｒ1
及びＸ1 は次の式で与えられる。 Ｒ1 ＝｜Ｚ1 ｜cos θ …（２） Ｘ1 ＝｜Ｚ1 ｜sin θ …（３） 次いで位置検出信号Ｖp1及びＶp2から可変コンデンサＣ
1 及びＣ2 の静電容量ＦC1及びＦC2を演算し、その結果
に基づいて可変コンデンサＣ1 及びＣ2 のインピーダン
ス−ｊＸC1＝（１／ｊωＣ1 ）及び−ｊＸC2＝（１／ｊ
ωＣ2 ）（ωは角周波数）を演算する。
【００３４】ここでコイルＬ1 及びＬ2 のインピーダン
スをｊＸL1＝ｊωＬ1 及びｊＸL2＝ｊωＬ2 とする。
スをｊＸL1＝ｊωＬ1 及びｊＸL2＝ｊωＬ2 とする。
【００３５】次に整合器の出力端から負荷側の回路を見
た負荷回路側インピーダンスＺ2 を、Ｚ2 ＝Ｒ2 ＋ｊＸ
2 とおいて、該Ｒ2 及びＸ2 を未知数とし、入力インピ
ーダンスＺ1 の抵抗分Ｒ1 及びリアクタンス分Ｘ1 と、
整合器の構成要素のリアクタンスＸC1，ＸC2，ＸL1及び
ＸL2とを既知数として、Ｒ2 及びＸ2 を求める。これら
Ｒ2 及びＸ2 は次の式により与えられる。尚「＊」は乗
算記号を示す。 Ｒ2 ＝Ｒ1 ＊（ＸC1）2 ／Ｂ …（４） Ｘ2 ＝｛Ｒ1 2 ＊ＸC1＋（Ｘ＋ＸC1）＊ＸC1＊Ｘ｝／Ｂ＋（ＸC2−ＸL2） …（５） 但し、 Ｘ＝Ｘ1 −ＸL1 …（６） Ｂ＝Ｒ1 2 ＋（Ｘ＋ＸC1）2 …（７） 次に整合器２とプラズマ負荷との間を接続する同軸ケー
ブルの特性インピーダンスを５０Ω、該同軸ケーブルの
長さをｄ［m]、インピーダンス整合器２とプラズマ負荷
４との間を接続する分布定数回路の位相定数をβとする
と、プラズマインピーダンスＺp は次の式により求めら
れる。 Ｚp ＝５０＊ｚｐ …（８） 但し、 ｚp ＝｛ｚ2 −ｊtan （βｄ）｝／｛１−ｊｚ2 tan （βｄ）｝ …（９） ｚ2 ＝Ｚ2 ／５０ …（１０） 次に、図３に示した整合器２の等価回路を用いてインピ
ーダンス整合器の出力電圧を演算する。本実施例では、
図３のＡ点が測定点であるから、このＡ点の電圧はＶ1
である。この電圧Ｖ1 を用いてＢ点の電圧Ｖb を求める
と下記の通りである。 Ｖb ＝｛（Ｆ／Ｇ）1/2 ｝・Ｖ1 …（１１） ここで、 Ｆ＝（Ｒ1)2 ＋（Ｘ1)2 …（１２） Ｇ＝（Ｒ1)2 ＋（Ｘ1)2 −２・ＸL1・Ｘ1 ＋（ＸL1）2 …（１３） Ｖ1 ，Ｖb ，Ｒ1 ・Ｉ1 ，（Ｘ1 −ＸL1）・Ｉ1 及びＸ
1 ・Ｉ1 の間の関係を示すベクトル図を図４（Ａ）に示
した。次にＶb を用いて下記の式により図３のＣ点の電
圧（整合器の出力電圧）Ｖ2を求める。 Ｖ2 ＝｛（Ｈ／Ｋ）1/2 ｝・Ｖb …（１４） ここで、 Ｈ＝（Ｒ2)2 ＋（Ｘ2)2 …（１５） Ｋ＝（Ｒ2)2 ＋｛（Ｘ2 ＋（ＸC2−ＸL2）｝2 …（１６） Ｖb ，Ｖ2 ，Ｒ2 ・Ｉ2 ，｛Ｘ2 ＋（ＸC2−ＸL2）｝Ｉ
2 及びＸ2 ・Ｉ2 の間の関係を示すベクトル図を図４
（Ｂ）に示した。
た負荷回路側インピーダンスＺ2 を、Ｚ2 ＝Ｒ2 ＋ｊＸ
2 とおいて、該Ｒ2 及びＸ2 を未知数とし、入力インピ
ーダンスＺ1 の抵抗分Ｒ1 及びリアクタンス分Ｘ1 と、
整合器の構成要素のリアクタンスＸC1，ＸC2，ＸL1及び
ＸL2とを既知数として、Ｒ2 及びＸ2 を求める。これら
Ｒ2 及びＸ2 は次の式により与えられる。尚「＊」は乗
算記号を示す。 Ｒ2 ＝Ｒ1 ＊（ＸC1）2 ／Ｂ …（４） Ｘ2 ＝｛Ｒ1 2 ＊ＸC1＋（Ｘ＋ＸC1）＊ＸC1＊Ｘ｝／Ｂ＋（ＸC2−ＸL2） …（５） 但し、 Ｘ＝Ｘ1 −ＸL1 …（６） Ｂ＝Ｒ1 2 ＋（Ｘ＋ＸC1）2 …（７） 次に整合器２とプラズマ負荷との間を接続する同軸ケー
ブルの特性インピーダンスを５０Ω、該同軸ケーブルの
長さをｄ［m]、インピーダンス整合器２とプラズマ負荷
４との間を接続する分布定数回路の位相定数をβとする
と、プラズマインピーダンスＺp は次の式により求めら
れる。 Ｚp ＝５０＊ｚｐ …（８） 但し、 ｚp ＝｛ｚ2 −ｊtan （βｄ）｝／｛１−ｊｚ2 tan （βｄ）｝ …（９） ｚ2 ＝Ｚ2 ／５０ …（１０） 次に、図３に示した整合器２の等価回路を用いてインピ
ーダンス整合器の出力電圧を演算する。本実施例では、
図３のＡ点が測定点であるから、このＡ点の電圧はＶ1
である。この電圧Ｖ1 を用いてＢ点の電圧Ｖb を求める
と下記の通りである。 Ｖb ＝｛（Ｆ／Ｇ）1/2 ｝・Ｖ1 …（１１） ここで、 Ｆ＝（Ｒ1)2 ＋（Ｘ1)2 …（１２） Ｇ＝（Ｒ1)2 ＋（Ｘ1)2 −２・ＸL1・Ｘ1 ＋（ＸL1）2 …（１３） Ｖ1 ，Ｖb ，Ｒ1 ・Ｉ1 ，（Ｘ1 −ＸL1）・Ｉ1 及びＸ
1 ・Ｉ1 の間の関係を示すベクトル図を図４（Ａ）に示
した。次にＶb を用いて下記の式により図３のＣ点の電
圧（整合器の出力電圧）Ｖ2を求める。 Ｖ2 ＝｛（Ｈ／Ｋ）1/2 ｝・Ｖb …（１４） ここで、 Ｈ＝（Ｒ2)2 ＋（Ｘ2)2 …（１５） Ｋ＝（Ｒ2)2 ＋｛（Ｘ2 ＋（ＸC2−ＸL2）｝2 …（１６） Ｖb ，Ｖ2 ，Ｒ2 ・Ｉ2 ，｛Ｘ2 ＋（ＸC2−ＸL2）｝Ｉ
2 及びＸ2 ・Ｉ2 の間の関係を示すベクトル図を図４
（Ｂ）に示した。
【００３６】本実施例では、図６のフローチャートの、
インピーダンスＺ1 の絶対値を演算する過程と、インピ
ーダンスＺ1 のベクトルを求める過程とにより、入力イ
ンピーダンス演算手段８が実現される。また可変コンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 のインピーダンスを計算する過程と、イ
ンピーダンス整合器の回路定数及び入力インピーダンス
Ｚ1 から負荷回路側インピーダンスＺ2 を演算する過程
とにより負荷回路側インピーダンス演算手段１０が実現
される。更に式（１１）ないし（１６）を用いて整合器
の出力電圧Ｖ2 を求める過程により、出力電圧演算手段
が実現される。尚入力インピーダンスＺ1 と負荷回路側
インピーダンスＺ2 と回路定数と測定点で検出された高
周波電圧Ｖ1 の絶対値とからインピーダンス整合器の出
力電圧を演算する演算式は、上記のものに限定されな
い。
インピーダンスＺ1 の絶対値を演算する過程と、インピ
ーダンスＺ1 のベクトルを求める過程とにより、入力イ
ンピーダンス演算手段８が実現される。また可変コンデ
ンサＣ1 ，Ｃ2 のインピーダンスを計算する過程と、イ
ンピーダンス整合器の回路定数及び入力インピーダンス
Ｚ1 から負荷回路側インピーダンスＺ2 を演算する過程
とにより負荷回路側インピーダンス演算手段１０が実現
される。更に式（１１）ないし（１６）を用いて整合器
の出力電圧Ｖ2 を求める過程により、出力電圧演算手段
が実現される。尚入力インピーダンスＺ1 と負荷回路側
インピーダンスＺ2 と回路定数と測定点で検出された高
周波電圧Ｖ1 の絶対値とからインピーダンス整合器の出
力電圧を演算する演算式は、上記のものに限定されな
い。
【００３７】上記プラズマインピーダンスＺp と、入力
インピーダンスＺ1 と、負荷回路側インピーダンスＺ2
とはコンピュータのデイスプレイ装置の画面上に表示さ
れる。
インピーダンスＺ1 と、負荷回路側インピーダンスＺ2
とはコンピュータのデイスプレイ装置の画面上に表示さ
れる。
【００３８】上記の実施例では、入力インピーダンスＺ
1 と負荷回路側インピーダンスＺ2と回路定数と測定点
での高周波電圧の絶対値とからインピーダンス整合器の
出力電圧を演算するとしたが、高周波電源から負荷側に
供給される有効電力ＰＬ［Ｗ］を求めて、この有効電力
ＰＬがすべて負荷回路側インピーダンスの抵抗分Ｒ2で
消費されるとして負荷電流Ｉ2 を求め、この負荷電流と
負荷回路側インピーダンスとから整合器の出力電圧を求
めるようにしてもよい。
1 と負荷回路側インピーダンスＺ2と回路定数と測定点
での高周波電圧の絶対値とからインピーダンス整合器の
出力電圧を演算するとしたが、高周波電源から負荷側に
供給される有効電力ＰＬ［Ｗ］を求めて、この有効電力
ＰＬがすべて負荷回路側インピーダンスの抵抗分Ｒ2で
消費されるとして負荷電流Ｉ2 を求め、この負荷電流と
負荷回路側インピーダンスとから整合器の出力電圧を求
めるようにしてもよい。
【００３９】高周波電源１から負荷側よ供給される有効
電力ＰＬは、次の式で与えられる。 ＰＬ＝Ｖ1 ・Ｉ1 ｃｏｓθ …（１７） 整合器２は、コンデンサとコイルとで構成されているた
め、理論的には電力を消費しない。実際には整合器内で
も若干の損失が生じるが、今この損失を無視すると、整
合器を通過する電力はすべて負荷で消費されることにな
る。上記有効電力ＰＬがすべて負荷回路側インピーダン
スの抵抗分Ｒ2 で消費されると考えると、その場合に必
要な負荷電流Ｉ2 は、 Ｉ2 ＝（ＰＬ／Ｒ2 ）1/2 …（１８） したがって整合器の出力電圧（ピーク間電圧）Ｖ2 は、 Ｖ2 ＝Ｉ2 ・｛（Ｒ2)2 ＋（Ｘ2)2 ｝1/2 …（１９） このように負荷で消費される電力を用いて整合器の出力
電圧を演算する場合のアルゴリズムを示すフローチャー
トを図７に示した。
電力ＰＬは、次の式で与えられる。 ＰＬ＝Ｖ1 ・Ｉ1 ｃｏｓθ …（１７） 整合器２は、コンデンサとコイルとで構成されているた
め、理論的には電力を消費しない。実際には整合器内で
も若干の損失が生じるが、今この損失を無視すると、整
合器を通過する電力はすべて負荷で消費されることにな
る。上記有効電力ＰＬがすべて負荷回路側インピーダン
スの抵抗分Ｒ2 で消費されると考えると、その場合に必
要な負荷電流Ｉ2 は、 Ｉ2 ＝（ＰＬ／Ｒ2 ）1/2 …（１８） したがって整合器の出力電圧（ピーク間電圧）Ｖ2 は、 Ｖ2 ＝Ｉ2 ・｛（Ｒ2)2 ＋（Ｘ2)2 ｝1/2 …（１９） このように負荷で消費される電力を用いて整合器の出力
電圧を演算する場合のアルゴリズムを示すフローチャー
トを図７に示した。
【００４０】本発明で用いるインピーダンス整合器は、
上記の実施例で用いたものに限られるものではなく、例
えば図２において、コイルＬ1 は省略される場合があ
る。また図２のインピーダンス整合器において、可変コ
ンデンサＣ2 は、該コンデンサＣ2 とコイルＬ2 との直
列回路の等価的なインダクタンスを変化させるために設
けられているが、インダクタンス値を微細に調整し得る
可変インダクタを使用できる場合（周波数帯域によって
は使用できない場合もある。）には、可変コンデンサＣ
2 及びコイルＬ2 の直列回路を可変インダクタ単体で置
き換えて、該可変インダクタをインピーダンス整合器の
インピーダンス調節手段とすることもできる。その場合
には、可変インダクタの調節部の位置を検出して、検出
した位置から可変インダクタのインピーダンス値を演算
するようにする。また可変コンデンサと可変インダクタ
との双方をインピーダンス調節手段とする場合もある。
上記の実施例で用いたものに限られるものではなく、例
えば図２において、コイルＬ1 は省略される場合があ
る。また図２のインピーダンス整合器において、可変コ
ンデンサＣ2 は、該コンデンサＣ2 とコイルＬ2 との直
列回路の等価的なインダクタンスを変化させるために設
けられているが、インダクタンス値を微細に調整し得る
可変インダクタを使用できる場合（周波数帯域によって
は使用できない場合もある。）には、可変コンデンサＣ
2 及びコイルＬ2 の直列回路を可変インダクタ単体で置
き換えて、該可変インダクタをインピーダンス整合器の
インピーダンス調節手段とすることもできる。その場合
には、可変インダクタの調節部の位置を検出して、検出
した位置から可変インダクタのインピーダンス値を演算
するようにする。また可変コンデンサと可変インダクタ
との双方をインピーダンス調節手段とする場合もある。
【００４１】更に、図５（Ａ）ないし（Ｄ）にそれぞれ
示したようなインピーダンス整合器を用いることもでき
る。
示したようなインピーダンス整合器を用いることもでき
る。
【００４２】
【発明の効果】以上のように、本発明によれば、整合器
の出力電圧を演算により求めるので、多数の高耐圧コン
デンサからなる分圧回路を設ける必要がなく、装置の大
形化を防ぐことができる。
の出力電圧を演算により求めるので、多数の高耐圧コン
デンサからなる分圧回路を設ける必要がなく、装置の大
形化を防ぐことができる。
【００４３】また本発明によれば、コンデンサ分圧回路
や電圧測定器を用いないため、面倒なノイズ対策を施す
必要がなく、コンデンサ分圧回路が不要になることと相
俟って装置のコストの低減を図ることができる。
や電圧測定器を用いないため、面倒なノイズ対策を施す
必要がなく、コンデンサ分圧回路が不要になることと相
俟って装置のコストの低減を図ることができる。
【図１】本発明の構成を示すブロック図である。
【図２】本発明の実施例の構成を示す回路図である。
【図３】図２の実施例で用いるインピーダンス整合器の
回路図である。
回路図である。
【図４】（Ａ）及び（Ｂ）は図３のＢ点の電位及びＣ点
の電位をそれぞれ演算する式を説明するためのベクトル
図である。
の電位をそれぞれ演算する式を説明するためのベクトル
図である。
【図５】（Ａ）ないし（Ｄ）は本発明で用いることがで
きるインピーダンス整合器の種々の変形例を示した回路
図である。
きるインピーダンス整合器の種々の変形例を示した回路
図である。
【図６】請求項１に記載した発明の各手段を実現するコ
ンピュータソフトのアルゴリズムを示すフローチャート
である。
ンピュータソフトのアルゴリズムを示すフローチャート
である。
【図７】請求項２に記載した発明の各手段を実現するコ
ンピュータソフトのアルゴリズムを示すフローチャート
である。
ンピュータソフトのアルゴリズムを示すフローチャート
である。
【図８】高周波電源からプラズマ負荷に電力を供給する
回路の構成を概略的に示した回路図である。
回路の構成を概略的に示した回路図である。
【図９】プラズマ負荷の等価回路を示した回路図であ
る。
る。
【図１０】図８の回路で用いているインピーダンス整合
器に、出力電圧測定回路を接続した状態を示した回路図
である。
器に、出力電圧測定回路を接続した状態を示した回路図
である。
１ 高周波電源 ２ インピーダンス整合器 ４ 負荷 ５ 入力電流検出手段 ６ 入力電圧検出手段 ７ 位相差検出手段 ８ 入力インピーダンス演算手段 ９ 調節用インピーダンス演算手段 １０ 負荷回路側インピーダンス演算手段 １１ 整合器出力電圧演算手段
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.7，ＤＢ名) H05H 1/46 H05H 1/00
Claims (3)
- 【請求項１】 高周波電源と負荷との間に挿入されたイ
ンピーダンス整合器の出力電圧を測定する出力電圧測定
装置において、 前記インピーダンス整合器の入力側の回路の任意の点に
設定した測定点での高周波電流の絶対値を検出する入力
電流検出手段と、 前記測定点での高周波電圧の絶対値を検出する入力電圧
検出手段と、 前記測定点での高周波電流と高周波電圧との位相差を検
出する位相差検出手段と、 前記測定点での高周波電流の絶対値と高周波電圧の絶対
値と前記位相差とから、前記測定点より負荷側を見たイ
ンピーダンスを入力インピーダンスとして演算する入力
インピーダンス演算手段と、 前記測定点からインピーダンス整合器の出力端までの回
路の回路定数と前記入力インピーダンスとから、前記イ
ンピーダンス整合器の出力端より負荷側の回路を見たイ
ンピーダンスを負荷回路側インピーダンスとして演算す
る負荷回路側インピーダンス演算手段と、 前記入力インピーダンスと負荷回路側インピーダンスと
前記回路定数と前記測定点で検出された高周波電圧の絶
対値とから前記インピーダンス整合器の出力電圧を演算
する出力電圧演算手段とを備えてなるインピーダンス整
合器の出力電圧測定装置。 - 【請求項２】 高周波電源と負荷との間に挿入されたイ
ンピーダンス整合器の出力電圧を測定する出力電圧測定
装置において、 前記インピーダンス整合器の入力側の回路の任意の点に
設定した測定点での高周波電流の絶対値を検出する入力
電流検出手段と、 前記測定点での高周波電圧の絶対値を検出する入力電圧
検出手段と、 前記測定点での高周波電流と高周波電圧との位相差を検
出する位相差検出手段と、 前記測定点での高周波電流の絶対値と高周波電圧の絶対
値と前記位相差とから、前記測定点より負荷側を見たイ
ンピーダンスを入力インピーダンスとして演算する入力
インピーダンス演算手段と、 前記測定点とインピーダンス整合器の出力端との間の回
路の回路定数と前記入力インピーダンスとから、前記イ
ンピーダンス整合器の出力端より前記プラズマ負荷側の
回路を見たインピーダンスを負荷回路側インピーダンス
として演算する負荷回路側インピーダンス演算手段と、 前記測定点での高周波電圧及び電流の絶対値と位相差と
から有効電力を演算する電力演算手段と、 前記有効電力が負荷回路側インピーダンスの抵抗分で消
費されるとして負荷電流を演算する負荷電流演算手段
と、 前記負荷電流演算手段により演算された負荷電流と負荷
回路側インピーダンスとにより前記インピーダンス整合
器の出力電圧を演算する出力電圧演算手段とを備えてな
るインピーダンス整合器の出力電圧測定装置。 - 【請求項３】 前記インピーダンス整合器は、可変コン
デンサ、可変インダクタまたはこれらの組み合わせをイ
ンピーダンス調節手段とした回路からなり、 前記インピーダンス調節手段の調節部の位置を検出し
て、該インピーダンス調節手段のインピーダンスを演算
する調節用インピーダンス演算手段を有し、 前記負荷回路側インピーダンス演算手段は、前記調節用
インピーダンス演算手段が演算したインピーダンス調節
手段のインピーダンスとその他の回路定数とを用いて前
記負荷回路側インピーダンスを演算する請求項１または
２に記載のインピーダンス整合器の出力電圧測定装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16744692A JP3176128B2 (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | インピーダンス整合器の出力電圧測定装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP16744692A JP3176128B2 (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | インピーダンス整合器の出力電圧測定装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0611528A JPH0611528A (ja) | 1994-01-21 |
| JP3176128B2 true JP3176128B2 (ja) | 2001-06-11 |
Family
ID=15849859
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP16744692A Expired - Lifetime JP3176128B2 (ja) | 1992-06-25 | 1992-06-25 | インピーダンス整合器の出力電圧測定装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3176128B2 (ja) |
Families Citing this family (13)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3697110B2 (ja) * | 1998-05-29 | 2005-09-21 | 三菱重工業株式会社 | プラズマ化学蒸着装置 |
| JP2002032424A (ja) | 2000-07-13 | 2002-01-31 | Mitsubishi Electric Corp | 回路解析装置、回路解析方法およびその方法をコンピュータに実行させるプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体 |
| JP4071044B2 (ja) * | 2002-02-08 | 2008-04-02 | 株式会社ダイヘン | インピーダンス整合器の出力端特性解析方法、およびインピーダンス整合器、ならびにインピーダンス整合器の出力端特性解析システム |
| JP4088499B2 (ja) * | 2002-08-28 | 2008-05-21 | 株式会社ダイヘン | インピーダンス整合器の出力端特性解析方法、およびインピーダンス整合器、ならびにインピーダンス整合器の出力端特性解析システム |
| ATE488914T1 (de) * | 2004-10-06 | 2010-12-15 | Epcos Ag | Impedanzdetektor |
| US7548741B2 (en) * | 2005-09-02 | 2009-06-16 | Mks Instruments, Inc. | Dual logarithmic amplifier phase-magnitude detector |
| JP4804991B2 (ja) | 2006-03-31 | 2011-11-02 | 株式会社ダイヘン | インピーダンス整合装置 |
| JP2007295447A (ja) * | 2006-04-27 | 2007-11-08 | Daihen Corp | インピーダンス整合装置 |
| US8674782B2 (en) * | 2011-03-31 | 2014-03-18 | Texas Instruments Incorporated | RF impedance detection using two point voltage sampling |
| JP5565844B2 (ja) * | 2011-06-29 | 2014-08-06 | 株式会社京三製作所 | インピーダンス整合装置、インピーダンス整合方法、キャリブレーション方法 |
| US9502216B2 (en) | 2013-01-31 | 2016-11-22 | Lam Research Corporation | Using modeling to determine wafer bias associated with a plasma system |
| TWI647735B (zh) * | 2013-03-15 | 2019-01-11 | 美商蘭姆研究公司 | 使用模型化以建立與電漿系統相關的離子能量 |
| CN116338558B (zh) * | 2023-05-31 | 2023-09-22 | 国网福建省电力有限公司 | 一种直流电压宽频数字量标准器及使用方法 |
-
1992
- 1992-06-25 JP JP16744692A patent/JP3176128B2/ja not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH0611528A (ja) | 1994-01-21 |
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