JP3183914B2 - インピーダンス自動整合装置 - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、高周波電源と負荷との
間にインピーダンス整合回路を挿入してインピーダンス
の整合を図るインピーダンス自動整合装置に関するもの
である。

【０００２】

【従来の技術】高周波電源から負荷に電力を供給する場
合には、電源と負荷との間のインピーダンスを整合させ
ることが必要である。例えば半導体ＩＣ、ＬＣＤ（液晶
ディスプレイ）等の製造過程においては、エッチング、
スパッタリング、薄膜成長等の処理を行う際に、処理を
行うチャンバ内に設けた電極に高周波電力を供給するこ
とにより該チャンバ内にプラズマを発生させて、プラズ
マプロセスを行うが、このように、プラズマを生じさせ
る負荷（プラズマ負荷という。）に高周波電力を供給す
る場合には、高周波電源とプラズマ負荷との間のインピ
ーダンスの整合をとることが特に重要である。両者間の
インピーダンスの整合がとれていない場合には、高周波
電源の出力端で電力の反射が生じてプラズマ負荷に高周
波電力を効率良く供給することができないため、そのプ
ロセスにおいて好結果を得ることができない。

【０００３】そのため、高周波電源からプラズマ負荷に
電力を供給する場合には、高周波電源とプラズマ負荷と
の間にＬ，Ｃ回路やトランス等からなるインピーダンス
整合回路を挿入することが必要である。

【０００４】無線通信用のアンテンナや、増幅器の入力
回路等に設ける一般のインピーダンス整合回路において
は、負荷のインピーダンスが予め分かっているため、既
知の負荷インピーダンスを用いて整合回路の回路定数を
容易に設定することができる。また負荷インピーダンス
が一定であれば、整合回路の回路定数を一定として整合
状態を保つことができる。

【０００５】しかしながらプラズマ負荷のように、その
インピーダンスが時々刻々変化する場合には、既知のイ
ンピーダンスを接続して整合回路の回路定数を決めるわ
けにはいかないため、可変コンデンサや、可変インダク
タンス等の可変インピーダンス素子をインピーダンス調
節手段として用いて、高周波電源と負荷との間のインピ
ーダンスを自動的に整合させる自動整合装置を用いるこ
とが必要である。

【０００６】図３は、高周波電源１からインピーダンス
整合回路３と線路２´とを通してプラズマ負荷２に電力
を供給する場合の回路図を示したものである。インピー
ダンス整合回路３は、一定のインダクタンスを有するコ
イルＬ1 と、第１の可変インピーダンス素子としての第
１の可変コンデンサＣ1 と、タップを選択することによ
りインダクタンスを調整できるようになっているコイル
Ｌ2 と、第２の可変インピーダンス素子としての第２の
可変コンデンサＣ2 とにより構成され、可変コンデンサ
Ｃ1 とＣ2 の静電容量を変えることによりインピーダン
スの整合を行うようになっている。

【０００７】従来のインピーダンス自動整合装置では、
可変コンデンサＣ1 及びＣ2 の調整を自動的に行わせる
ため、図示しない検出器により、整合回路３の入力端の
高周波電圧Ｖ及び高周波電流Ｉと、該電圧Ｖ及び電流Ｉ
の位相差θとを検出し、該電圧Ｖの絶対値と電流Ｉの絶
対値との比から、インピーダンス整合回路の入力端より
負荷側を見たインピーダンスＺ1 の絶対値を検出して、
該インピーダンスＺ1の絶対値を電源の出力インピーダ
ンスＺo （電源とインピーダンス整合回路との間をケー
ブルで接続する場合には５０Ω、一定）に一致させ、か
つ位相差θを零にするように可変コンデンサＣ1 及びＣ
2 の調節部（回転形の可変コンデンサの場合には回転操
軸）を操作するモータを制御していた。

【０００８】具体的には、整合回路の入力インピーダン
スをスミスチャート上に表示した場合に入力インピーダ
ンスがスミスチャートのいずれの領域にあるかによっ
て、コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の変化の方向を異ならせ、入
力インピーダンスが位置する領域に応じてコンデンサＣ
1 ，Ｃ2 をそれぞれ所定の方向に変化させることによ
り、入力インピーダンスの絶対値と位相差θとを整合点
へと収束させるようにしていた。

【０００９】例えば、スミスチャートの反射係数の位相
角目盛りが９０度ないし１８０度の範囲にある領域、−
１８０度ないし−９０度の範囲にある領域、０度ないし
９０度の範囲にある領域、及び０度ないし−９０度の範
囲にある領域をそれぞれ第１の領域ないし第４の領域と
し、インピーダンスの整合がずれたときに整合回路の入
力インピーダンスＺ1 が第１の領域にあるときには、コ
ンデンサＣ1 の容量を減少させる方向に変化させるとと
もに、コンデンサＣ2 の容量を増加させる方向に変化さ
せる。また入力インピーダンスＺ1 が第２の領域にある
ときには、コンデンサＣ1 及びＣ2 の容量をともに減少
させる方向に変化させ、第３の領域にあるときには、コ
ンデンサＣ1 及びＣ2 の容量をともに増加させる方向に
変化させる。入力インピーダンスＺ1 が第４の領域にあ
るときには、コンデンサＣ1 の容量を増加させる方向に
変化させ、コンデンサＣ2 の容量を減少させる方向に変
化させる。コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の容量を変化させるこ
とによって入力インピーダンスが異なる領域に移動した
場合には、その領域で定められた方向にコンデンサＣ1
，Ｃ2 の容量を変化させる。これらの操作を何度も繰
り返すことにより、整合回路の入力インピーダンスの絶
対値と、整合回路の入力側の電圧と電流の位相差θとを
整合点へと収束させる。

【００１０】

【発明が解決しようとする課題】従来のインピーダンス
自動整合装置においては、可変コンデンサＣ1 のみを動
かせば整合がとれる状態のときでも、可変コンデンサＣ
1 ，Ｃ2 の双方を動かして整合点を探していたため、整
合をとるのに時間がかかり、負荷インピーダンスの時々
刻々の変化に迅速に対応できないという問題があった。
また従来の装置では、可変インピーダンス素子が整合点
に向う過程で最短距離をたどらないため、その途中の過
程では、不整合が生じた初期の状態での反射電力を上回
る反射電力が発生することがあり、負荷に的確に電力を
供給することができない。

【００１１】更に従来の自動整合器において、可変コン
デンサ調整用のモータとして直流モータを用いる場合、
整合回路の入力インピーダンスが５０Ωから離れている
量に比例した駆動電圧をモータに印加していたため、可
変コンデンサのインピーダンスが急変する領域で、制御
が不安定になるのを避けられなかった。

【００１２】即ち、可変コンデンサは、図６に示すよう
に、電極の重なり面積が小さい領域で重なり面積の微小
変化に対して静電容量が大幅な変化を示す特性を示す
が、従来の装置では、可変コンデンサの静電容量が大幅
に変化すると、大きな駆動電圧がモータに印加されるた
め、モータ及び可変コンデンサに大きな慣性力が働いて
モータが停止しにくくなり、可変コンデンサの調節部の
位置を目標位置に収束させることができなくなってハン
チングが生じるという問題があった。

【００１３】更に、可変コンデンサ調節用のモータとし
て直流モータを用いる場合、一般に直流モータは入力電
圧に対して不感帯を有するため、分解能が高い制御を行
うことが困難であり、インピーダンスの整合を精密に行
わせることが困難であった。即ち、従来の装置において
は、モータに供給する直流電圧の最小値を、動いている
モータが停止するときの最高停止電圧よりも１Ｖ程度大
きい値に設定していたが、この場合、前述のように慣性
により、整合点でモータを停止させることができなくな
る。これを避けるためにモータに供給する直流電圧の最
小値をモータの最高停止電圧に設定すると、整合がかな
りずれるまでモータが再始動しないため、分解能が高い
制御を行わせることができなかった。

【００１４】また入力インピーダンスの絶対値に相当す
る信号と、インピーダンス整合回路の入力側の電圧、電
流の位相差に相当する信号との２つの信号を用いて制御
を行う従来のインピーダンス自動整合装置では、２個の
可変インピーダンス素子しか制御することができなかっ
たため、整合範囲に限界があり、負荷インピーダンスの
広範囲の変化に対して対応することができないという問
題があった。

【００１５】本発明の目的は、不整合状態が生じたとき
に、可変インピーダンス素子を最短距離で整合点に調整
することができるようにして、整合をとる過程で初期の
反射電力以上の反射電力が発生するのを防止したインピ
ーダンス整合装置を提供することにある。

【００１６】本発明の他の目的は、制御を不安定にする
ことなく、高い分解能で可変インピーダンス調節用のモ
ータを制御して、反射電力を低いレベルに抑えることが
できるようにしたインピーダンス自動整合装置を提供す
ることにある。

【００１７】

【課題を解決するための手段】本発明は、図１に示した
ように、高周波電源１と負荷２との間に、複数の可変イ
ンピーダンス素子を備えたインピーダンス整合回路３を
挿入し、各可変インピーダンス素子の調節部を操作する
モータを制御することにより高周波電源と負荷との間の
インピーダンスを整合させるインピーダンス自動整合装
置に係わるものである。

【００１８】本発明においては、インピーダンス整合回
路３の入力側での高周波電流の絶対値を検出する入力電
流検出手段４と、インピーダンス整合回路の入力側での
高周波電圧の絶対値を検出する入力電圧検出手段５と、
インピーダンス整合回路の入力側での高周波電流と高周
波電圧との位相差θを検出する位相差検出手段６と、イ
ンピーダンス整合回路の入力側での高周波電流の絶対値
と高周波電圧の絶対値と位相差θとから、インピーダン
ス整合回路の入力インピーダンスＺ1 を演算する入力イ
ンピーダンス演算手段７と、各可変インピーダンス素子
の調節部の位置を検出する調節部位置検出手段８と、調
節部位置検出手段により検出された調節部の位置から各
可変インピーダンス素子のインピーダンスを演算する可
変インピーダンス演算手段９と、入力インピーダンスＺ
1 と可変インピーダンス演算手段により演算された各可
変インピーダンス素子のインピーダンスとその他の回路
定数とを用いてインピーダンス整合回路３の可変インピ
ーダンス素子が設けられた部分より負荷側のインピーダ
ンスＺまたは該インピーダンス整合回路の出力端より負
荷側のインピーダンスＺ2 を負荷回路側インピーダンス
として演算する負荷回路側インピーダンス演算手段１０
と、負荷回路側インピーダンスが負荷回路側インピーダ
ンス演算手段１０により演算された値にあるときにイン
ピーダンス整合回路３の入力インピーダンスを電源側イ
ンピーダンスに等しくするために必要な各可変インピー
ダンス素子の調節部の位置を目標位置として演算する調
節部目標位置演算手段１１と、各可変インピーダンス素
子の調節部の現在位置を目標位置に一致させるように各
可変インピーダンス素子の調節部を操作するモータを制
御する調節部位置制御手段１２とを設ける。

【００１９】上記モータとして直流モータを用いる場
合、調節部位置制御手段は、各可変インピーダンス素子
の調節部の現在位置と目標位置との差を各可変インピー
ダンス素子の調節部の位置と目標位置との偏差Ｄとして
演算する調節部位置偏差演算手段１３と、該偏差の絶対
値｜Ｄ｜を基準値ｄと比較する整合度判定手段１４と、
各可変インピーダンス素子の偏差の絶対値｜Ｄ｜が基準
値ｄよりも大きいときに直流電圧供給指令を発生し、各
可変インピーダンス素子の偏差の絶対値｜Ｄ｜が基準値
ｄよりも小さく、かつ各可変インピーダンス素子の調節
部の位置が目標位置と一致していないとき（整合してい
ないとき）にパルス電圧供給指令を発生する駆動電圧供
給指令手段１５と、直流電圧供給指令が発生したときに
は各可変インピーダンス素子の調節部を操作するモータ
Ｍに直流電圧を供給し、パルス電圧供給指令が発生した
ときには各可変インピーダンス素子の調節部を操作する
モータＭにパルス電圧を供給する駆動電圧供給手段１６
とにより構成できる。

【００２０】上記基準値ｄは、各可変インピーダンス素
子の調節部の位置が目標位置にどの程度近づいたかを判
断する基準を与えるものであり、モータや調節部の慣性
を考慮して適値に設定する。偏差が基準値よりも小さく
なったとき（整合点に近づいたとき）に駆動電圧供給手
段１６がモータに与えるパルス電圧の波高値は、停止し
ているモータを起動させるのに十分な大きさに設定さ
れ、該パルス電圧の周期は、整合状態を確認して次のパ
ルス電圧を供給するかどうかの判断を行うために必要な
時間に設定される。また、パルス電圧の継続時間は、１
つのパルス電圧でどの程度モータを回転させるかを決定
するもので、これが制御の分解能を決定する。パルス電
圧の幅を狭くすれば分解能を高くすることができるが、
余り分解能を高くすると整定時間が長くなる。パルス電
圧の幅を広くし過ぎると、モータを整合点で停止させる
ことができなくなって制御が不安定になる。これらを勘
案してパルス電圧の幅を適値に設定する。

【００２１】可変インピーダンス素子の調節部をより速
く整合点に持っていくためには、パルス電圧の波高値を
偏差Ｄの絶対値に比例させることが望ましい。

【００２２】尚可変インピーダンス素子の調節部を操作
するモータとしてはパルスモータを用いることができ
る。

【００２３】

【作用】上記のインピーダンス自動整合装置において、
入力インピーダンス演算手段７は、インピーダンス整合
回路の入力側で検出した高周波電流の絶対値と、高周波
電圧の絶対値と、該高周波電流と高周波電圧との位相差
とから、インピーダンス整合回路３の入力インピーダン
スＺ1 を演算する。この入力インピーダンスＺ1は、負
荷のインピーダンスの変化、及びインピーダンス整合回
路内の可変インピーダンス素子のインピーダンスの変化
に伴って変化する。インピーダンス整合回路内の可変イ
ンピーダンス素子のインピーダンスは、可変インピーダ
ンス素子の調節部の位置と一定の関係を有するので、該
調節部の位置を検出することにより各可変インピーダン
ス素子のインピーダンスを求めることができる。インピ
ーダンス整合回路内の他の回路定数は既知である。

【００２４】ここでインピーダンス整合回路の出力端子
から負荷側を見たインピーダンスを負荷回路側インピー
ダンスとすると、負荷回路側インピーダンス演算手段１
０は、インピーダンス整合回路２の出力端子から負荷側
の回路を見た負荷回路側インピーダンスＺ2 の抵抗分Ｒ
2 及びリアクタンス分Ｘ2 をそれぞれ未知数とし、上記
可変インピーダンス素子のインピーダンスと、既知の回
路定数と、インピーダンス整合回路の入力側で検出した
高周波電流の絶対値、高周波電圧の絶対値及び高周波電
流と電圧との位相差を用いて演算により求めた入力イン
ピーダンスＺ1の抵抗分Ｒ1 及びリアクタンス分Ｘ1 と
から、該抵抗分Ｒ2 及びリアクタンス分Ｘ2 を演算す
る。

【００２５】上記負荷回路側インピーダンスＺ2 は、整
合回路の出力端と負荷との間を接続する伝送回路のイン
ピーダンスと、負荷のインピーダンスとを含んでいる。
この負荷回路側インピーダンスＺ2 は、負荷のインピー
ダンスの変化に伴って変化する。

【００２６】上記の各演算はコンピュータを用いること
により瞬時に行うことができるため、時々刻々変化する
入力インピーダンスＺ1 及び負荷回路側インピーダンス
Ｚ2をほぼリアルタイムで求めることができる。

【００２７】調節部目標位置演算手段１１は、上記負荷
回路側インピーダンスＺ2 を用いて、インピーダンス整
合回路の入力インピーダンスを電源側のインピーダンス
（伝送ケーブルの場合には５０Ω）に等しくするために
必要な各可変インピーダンス素子の調節部の位置（イン
ピーダンス整合回路の入力インピーダンスが電源側のイ
ンピーダンスに等しくなるときの各可変インピーダンス
素子の調節部の位置）を、各可変インピーダンス素子の
調節部の目標位置として演算する。

【００２８】調節部位置制御手段１２は、各可変インピ
ーダンス素子の調節部の位置を上記目標位置に一致させ
るように制御する。

【００２９】上記のように、本発明では、各時点でイン
ピーダンス整合回路を整合状態にするために必要な可変
インピーダンス素子の調節部の位置を演算して、各可変
インピーダンス素子の調節部の位置を演算した目標位置
に一致させるように制御するので、負荷インピーダンス
が変化して整合がずれた場合に、可変インピーダンス素
子を最短距離で整合点に調整することができるため、初
期の反射電力以上の反射電力が発生するのを防ぐことが
できる。

【００３０】上記調節部位置制御手段１２を図１に示さ
れているように（請求項２に記載したように）構成した
場合には、先ず各可変インピーダンス素子の現在の位置
と目標位置との偏差Ｄを演算し、整合度判定手段１４に
よりこの偏差Ｄを基準値ｄと比較する。駆動電圧供給指
令手段１５は、偏差の絶対値が基準値よりも大きいとき
（可変インピーダンス素子の調節部の位置が目標位置か
らある程度離れているとき）にはモータに直流電圧を与
えることを指令し、偏差の絶対値が基準値よりも小さく
なったとき（調節部の位置が目標位置にある程度近づい
たとき）にはモータにパルス電圧を与えることを指令す
る。従って偏差が大きい間は各可変インピーダンス素子
の調節部を速やかに目標位置に向けて変位させるように
連続的にモータを駆動し、調節部が目標位置に近付く
と、整合状態を確認しながらモータをパルス電圧により
間歇的に駆動して調節部を徐々に目標位置に近づける。
このような制御を行うと、直流モータを用いて、分解能
が高い制御を行わせることができるため、僅かなインピ
ーダンスの不整合が生じた場合でも、迅速に整合を図る
ことができ、反射電力を低いレベルに保つことができ
る。

【００３１】また整合点を演算により求めるため、整合
させるインピーダンス（電源側のインピーダンス）を容
易に変更することができる。

【００３２】

【実施例】図２はプラズマ負荷に電力を供給する場合に
本発明を適用した実施例の構成を示したもので、同図に
おいて１は高周波電源、２はプラズマ負荷、３はインピ
ーダンス整合回路、２´はインピーダンス整合回路３の
出力端子と負荷との間を接続する同軸ケーブルである。

【００３３】インピーダンス整合回路３は、図３に示し
たものと同様に、インダクタンスが一定なコイルＬ1
と、第１の可変インピーダンスとしての第１の可変コン
デンサＣ1 と、第２の可変インピーダンス素子としての
第２の可変コンデンサＣ2 と、タップを選択することに
よりインダクタンスの調整が可能なコイルＬ2 とを備え
ている。第１及び第２の可変コンデンサＣ1 及びＣ2 の
それぞれの静電容量を調節する調節部（操作軸）は、直
流モータＭ1 ，Ｍ2 を駆動源とした図示しない操作機構
に連結され、負荷インピーダンスが変化したときには、
可変コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の調節部の位置を目標位置に
一致させるように両可変コンデンサの調節部を操作する
モータＭ1 ，Ｍ2 を制御することにより、インピーダン
スの整合を図るようになっている。

【００３４】インピーダンス整合回路３の入力端には、
高周波電流Ｉ（ベクトル）の絶対値｜Ｉ｜と、高周波電
圧Ｖ（ベクトル）の絶対値｜Ｖ｜と、電流Ｉと電圧Ｖの
位相差θとを検出する検出器３Ａが設けられている。

【００３５】インピーダンス整合回路３の回路定数は、
第１及び第２の可変コンデンサＣ1及びＣ2 の静電容量
と、コイルＬ1 及びＬ2 のインダクタンスとである。こ
れらの内、コイルＬ1 及びＬ2 のインダクタンスは既知
であるが、インピーダンス調節手段である第１及び第２
の可変コンデンサＣ1 及びＣ2 の静電容量は随時変化す
る。これらの可変コンデンサの静電容量は、それぞれの
調節部の位置から演算で求めることができる。そこで本
実施例では、可変コンデンサＣ1 及びＣ2 の調節部の位
置を検出するために可変抵抗器ＶＲ1 及びＶＲ2 を設
け、これらの可変抵抗器の摺動子を可変コンデンサＣ1
及びＣ2 の調節部と連動するようにそれぞれの可変コン
デンサの調節部の駆動機構に連結している。可変抵抗器
ＶＲ1 及びＶＲ2 の両端には一定の直流定電圧を印加し
てあり、可変抵抗器ＶＲ1 及びＶＲ2 の摺動子と接地間
にそれぞれコンデンサＣ1 及びＣ2 の調節部の位置（回
転角）に相応した位置検出信号Ｖp1及びＶp2を得るよう
にしている。

【００３６】この実施例では、可変抵抗器ＶＲ1 及びＶ
Ｒ2 と、両可変抵抗器に直流定電圧を印加する電源とに
より可変インピーダンス素子の調節部の位置を検出する
調節部位置検出手段８が構成されている。検出信号Ｖp1
及びＶp2から可変インピーダンス素子としての可変コン
デンサＣ1 及びＣ2 の調節部の現在位置Ｐx1及びＰx2が
検出され、これらの現在位置から可変コンデンサＣ1 及
びＣ2 の現在のインピーダンスが演算される。

【００３７】インピーダンス整合回路の入力端の電流の
絶対値｜Ｉ｜、電圧の絶対値｜Ｖ｜、電圧と電流の位相
差θ及び位置検出信号Ｖp1，Ｖp2はアナログ／デジタル
コンバータ（Ａ／Ｄコンバータ）２０に入力されてデジ
タル信号に変換され、それぞれのデジタル信号がコンピ
ュータ２１に入力されている。

【００３８】コンピュータ２１は図４及び図５に示した
アルゴリズムに従って、可変コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の目
標位置を演算し、各可変コンデンサの調節部の位置を目
標位置に一致させるように制御する。

【００３９】図４に示したアルゴリズムに従って行われ
る処理は次の通りである。

【００４０】先ず整合回路３の入力端の電流Ｉの絶対値
｜Ｉ｜と電圧Ｖの絶対値｜Ｖ｜とから次式（１）により
入力インピーダンスＺ1 の絶対値｜Ｚ１｜を演算する。

【００４１】 ｜Ｚ１｜＝｜Ｖ｜／｜Ｉ｜ …（１） 次に上記インピーダンスの絶対値と、電圧、電流の位相
差θとから、次式により入力インピーダンスＺ1 を演算
する。この入力インピーダンスＺ1 の抵抗分をＲ1 と
し、リアクタンス分をＸ1 として、Ｚ1 ＝Ｒ1 ＋ｊＸ1
とおくと、Ｒ1 及びＸ1 は次の式で与えられる。

【００４２】 Ｒ1 ＝｜Ｚ１｜cos θ …（２） Ｘ1 ＝｜Ｚ１｜sin θ …（３） 次いで位置検出信号Ｖp1及びＶp2から可変コンデンサＣ
1 及びＣ2 の静電容量を演算し、その結果に基づいて可
変コンデンサＣ1 及びＣ2 のインピーダンス−ｊＸC1及
び−ｊＸC2を演算する。可変コンデンサＣ1 及びＣ2 の
静電容量をそれぞれ同じ符号Ｃ1 及びＣ2 で表わすと、
可変コンデンサＣ1 及びＣ2 のインピーダンス−ｊＸC1
及び−ｊＸC2はそれぞれ−ｊＸC1＝−ｊ（１／ωC1）及
び−ｊＸC2＝−ｊ（１／ωC2）（ωは角周波数）で与え
られる。

【００４３】ここでコイルＬ1 及びコイルＬ2 のインダ
クタンスをそれぞれ同じ符号Ｌ1 及びＬ2 で表わして、
両コイルのインピーダンスｊＸL1及びｊＸL2をそれぞれ
ｊＸL1＝ｊωＬ1 及びｊＸL2＝ｊωＬ2 とする。

【００４４】次に整合回路の出力端から負荷側の回路を
見たインピーダンスＺ2 を、Ｚ2 ＝Ｒ2 ＋ｊＸ2 とおい
て、該Ｒ2 及びＸ2 を未知数とし、インピーダンス整合
回路の入力側での検出値を用いて（２）式及び（３）式
により演算した入力インピー ダンスＺ1 の抵抗分Ｒ1 及
びリアクタンス分Ｘ1 と、前記位置検出信号を用いて演
算により求めた整合回路の可変コンデンサのリアクタン
スＸC1，ＸC2と、既知数である整合回路のコイルのリア
クタンスＸL1及びＸL2とを用いて、Ｒ2 及びＸ2 を求め
る。これらＲ2 及びＸ2 は次の式により与えられる。尚
「＊」は乗算記号を示す。

【００４５】 Ｒ2 ＝Ｒ1 ＊（ＸC1）^２ ／Ｂ …（４） Ｘ2 ＝｛Ｒ1 ^２ ＊ＸC1＋（Ａ＋ＸC1）＊ＸC1＊Ａ｝／Ｂ＋ＸC2−ＸL2 …（５） 但し、 Ａ＝Ｘ1 −ＸL1 …（６） Ｂ＝Ｒ1 ^２ ＋（Ａ＋ＸC1）^２ …（７）上記（４）式ないし（７）式において、Ｒ1 及びＸ1
は、前述のように、インピーダンス整合回路３の入力イ
ンピーダンスＺ1 の抵抗分及びリアクタンス分で、イン
ピーダンス整合回路３の入力側で随時検出される電流Ｉ
及び電圧Ｖと両者の位相差θとから（２）式及び（３）
式を用いて求められるものである。 また（４）式ないし
（７）式においてＸc1及びＸc2は、Ｒ1 及びＸ1 を求め
るための電流Ｉ及び電圧Ｖと両者の位相差θとが検出さ
れた時の（インピーダンスの整合をとる前の）可変コン
デンサＣ1 及びＣ2 のリアクタンスであり、前記位置検
出信号により検出された可変コンデンサＣ1 及びＣ2 の
調節部の位置から演算されたものである。またＸL1及び
ＸL2は、コイルＬ1 及びＬ2 のリアクタンスで、これら
は既知の値である。 インピーダンス整合回路３の出力端
から負荷側の回路を見たインピーダンスＺ2 の抵抗分Ｒ
2 及びリアクタンス分Ｘ2 と、インピーダンス整合回路
３の入力インピーダンスＺ1 の抵抗分Ｒ1 及びリアクタ
ンス分Ｘ1 と、可変コンデンサＣ1及びＣ2 のリアクタ
ンスＸC1及びＸC2との関数との間には、常に（４）式な
いし（７）式の関係が成立している。 本発明では、イン
ピーダンスＺ2 の抵抗分Ｒ2 とリアクタンス分Ｘ2 とを
随時検出するために、インピーダンス整合回路３の入力
インピーダンスＺ1 と、可変 コンデンサＣ1 及びＣ2 の
リアクタンスとを検出している。 そして、本発明では、
インピーダンス整合回路３の出力端から負荷側を見たイ
ンピーダンスＺ2 の抵抗分及びリアクタンス分が上記の
ようにして求めた値にある各瞬時において、インピーダ
ンス整合回路３の入力インピーダンスを電源のインピー
ダンスに等しくするために必要な可変コンデンサＣ1 及
びＣ2 のリアクタンスＸC1及びＸC2の値を求め、可変コ
ンデンサＣ1 及びＣ2 のリアクタンスをこれらの値に等
しくするために必要な可変コンデンサの調節部の位置を
目標位置として求めて、可変コンデンサＣ1 及びＣ2 の
調節部の位置を目標位置に一致させるように制御するこ
とにより、インピーダンスの整合を図る。 そのため、イ
ンピーダンス整合回路の可変インピーダンス素子が設け
られた部分よりも負荷側のインピーダンス（図２の例で
は可変コンデンサＣ2 より負荷側のインピーダンス）Ｚ
または上記Ｚ2 を負荷回路側インピーダンスとして、こ
の負荷回路側インピーダンスの抵抗分及びリアクタンス
分を表す式を求め、この式に整合条件（インピーダンス
整合回路の入力インピーダンスを電源のインピーダンス
に等しくするための条件）を入れることにより、インピ
ーダンスの整合をとるために必要なＸc1，ＸC2の値を求
める。 ここでは、インピーダンス整合回路の可変コンデ
ンサＣ2 よりも負荷側のインピーダンスＺを負荷回路側
インピーダンスとし、この負荷回路側インピーダンスＺ
をＺ＝Ｒ＋ｊＸとおく。図２から明らかなように、Ｚ＝
Ｚ2 ＋ｊＸL2であるから、上記負荷回路側インピーダン
スＺの抵抗分Ｒ及びリアクタンス分Ｘは、Ｒ＝Ｒ2 ，Ｘ
＝Ｘ2 ＋ＸL2により求めることができる。ここで、Ｒ2
及びＸ2 はそれぞれ（４）式及び（５）式により与えら
れるから、Ｒ及びＸは、下記の式で与えられる。 Ｒ＝Ｒ2 ＝Ｒ1 ＊ＸC1 ^２ ／Ｂ …（４）´ Ｘ＝Ｘ2 ＋ＸL2 ＝［ＸC1｛Ｒ1 ^２ ＋（Ｘ1 −ＸL1＋ＸC1）（Ｘ1 −ＸL1）｝／Ｂ］＋ＸC2 …（５）´即ち、図２の回路においては、各瞬時における負荷のイ
ンピーダンスに対してインピーダンス整合回路の入力イ
ンピーダンスＺ1 ＝Ｒ1 ＋ｊＸ1 が検出された 時に、
（４）´式及び（５）´式が成立している 。

【００４６】ここで、電源１とインピーダンス整合回路
３との間が特性インピーダンス５０Ωのケーブルで接続
されていると仮定すると、電源側のインピーダンスは５
０Ωである。このとき、インピーダンス整合回路の入力
インピーダンスを電源側のインピーダンス（５０Ω）に
等しくするためには、Ｚ1 ＝Ｒ1 ＋ｊＸ1 ＝５０＋ｊ０
を満たせばよいから、（４）´式及び（５）´式におい
てＲ1 ＝５０，Ｘ1 ＝０とおくことにより、整合回路３
の入力インピーダンスを電源側のインピーダンスと整合
させるための条件を、下記の（８）式及び（９）式のよ
うに求めることができる。

【００４７】 Ｒ＝５０ＸC1^２ ／｛２５００＋（ＸL1−ＸC1）^２ ｝＝５０ＸC1^２ ／α …（８） Ｘ＝（β／α）＋ＸC2 …（９） 但し、 α＝｛２５００＋（ＸL1−ＸC1）^２ ｝ …（１０） β＝ＸC1｛２５００＋ＸL1（ＸL1−ＸC1）｝ …（１１）（８）式及び（９）式において、左辺のＲ及びＸは、各
瞬時における負荷のインピーダンスが反映されたもので
あり、これらは、インピーダンス整合回路の入力側で検
出された各瞬時の電流及び電圧と両者の位相差とから求
めたＲ1 及びＸ1 と、位置検出信号により求められた各
瞬時における可変コンデンサのリアクタンスＸc1及びＸ
C2と既知のＸL1及びＸL2とを用いて、既に演算されてい
るものである。したがって、（８）式及び（９）式を解
くことにより、負荷回路側インピーダンスが演算された
値にあるときにインピーダンス整合回路３の入力インピ
ーダンスを電源インピーダンスに等しくするために必要
なＸc1及びＸc2の値を求めることができる。 ここで、
Ｅ，Ｆ，Ｇ，Ｈを次の（１２）式ないし（１５）式のよ
うに定義すると、電源側のインピーダンスを５０Ωと仮
定した場合にインピーダンス整合回路の入力インピーダ
ンスを電源側インピーダンスに等しくするために必要な
Ｘc1及びＸc2は下記の（１６）式及び（１７）式により
与えられる。

【００４８】 Ｅ＝Ｒ−５０ …（１２） Ｆ＝−Ｒ＊ＸL1 …（１３） Ｇ＝Ｒ＊（２５００＋ＸL1^２ ） …（１４） Ｈ＝Ｆ＊Ｆ−Ｅ＊Ｇ …（１５） Ｘc1＝（−Ｆ−Ｈ^１／２ ）／Ｅ …（１６） Ｘc2＝Ｘ−β／｛２５００＋（ＸL1−Ｘc1）^２ ｝＝Ｘ−（α／β）…（１７） これらＸc1及びＸc2を、直ちに可変コンデンサＣ1 及び
Ｃ2 の調節部の位置Ｐo1及びＰo2に計算し直し、これら
の位置Ｐo1及びＰo2をそれぞれ可変コンデンサＣ1 及び
Ｃ2 の調節部の目標位置（整合時の位置）として、可変
コンデンサＣ1及びＣ2 の調節部の位置を目標位置に一
致させるように制御することにより、インピーダンス整
合回路３の入力インピーダンスを電源インピーダンスに
等しくすることができる。 インピーダンス整合回路３に
おいて、インダクタンスＬ2 のインピーダンスは既知で
あって変化しないため、上記の説明では、このインダク
タンスＬ2 を負荷の一部と見做して、可変コンデンサＣ
2 より負荷側のインピーダンスＺを負荷回路側インピー
ダンスとしたが、前記［作用］の項で述べたように、イ
ンピーダンス整合回路３の出力端より負荷側のインピー
ダンスＺ2 を負荷回路側インピーダンスとしてもよい。
インピーダンス整合回路３の出力端より負荷側のインピ
ーダンスＺ2 を負荷回路側インピーダンスとする場合に
は、（８）式及び（９）式において、Ｒ＝Ｒ2 及びＸ＝
Ｘ2 として、ＸC1及びＸC2を求めればよい。コンピュー
タは図４に示したアルゴリズムに従って可変コンデンサ
Ｃ1 及びＣ2 の調節部の位置を上記目標位置に一致させ
るようにモータＭ1 及びＭ2 を制御する。

【００４９】ここで可変コンデンサＣ1 及びＣ2 の調節
部の目標位置と現在位置との偏差をＤとして、可変コン
デンサＣ1 に関しての偏差Ｄ＝Ｐo1−Ｐx1と、可変コン
デンサＣ2 に関しての偏差Ｄ＝Ｐo2−Ｐx2とを演算し、
これらの偏差の絶対値｜Ｄ｜と基準値ｄとの大小関係を
判別する。

【００５０】可変コンデンサＣ1 の調節部の位置Ｐx1が
目標位置Ｐo1よりある程度以上離れていて、｜Ｄ｜＞ｄ
の関係が成立していると、コンピュータは調節部の位置
Ｐx1を目標位置Ｐo1に近づけるように直流モータＭ1 に
直流電圧を供給することを指令する直流電圧供給指令を
出す。この指令はコンピュータ２１から駆動電圧供給手
段１６に与えられる。このとき駆動電圧供給手段１６
は、モータＭ1 に正極性または負極性（モータの回転方
向により異なる）の一定の直流電圧Ｖo を供給し、調節
部の位置Ｐx1を目標位置Ｐo1に近付ける方向にモータＭ
1 を連続的に回転させる。

【００５１】同様に、可変コンデンサＣ2 の調節部の位
置Ｐx2が目標位置Ｐo2よりある程度以上離れていて、可
変コンデンサＣ2 についても｜Ｄ｜＞ｄの関係が成立し
ていると、コンピュータはモータＭ2 に直流電圧を供給
することを指令する直流電圧供給指令を出す。この指令
がコンピュータ２１から駆動電圧供給手段１６に与えら
れると、モータＭ2 に一定の直流電圧Ｖo が供給され、
可変コンデンサＣ2 の調節部が目標位置に近付く方向に
連続的に動かされる。

【００５２】モータに直流電圧が与えられた後、コンピ
ュータは再び図４の過程を最初のステップから実行し、
入力インピーダンスＺ1 、負荷回路側インピーダンスＺ
2 、可変コンデンサＣ1 ，Ｃ2 のインピーダンス、可変
コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の目標位置の演算を行った後、図
５の過程を実行する。

【００５３】可変コンデンサＣ1 の調節部の位置が目標
位置にある程度以上近づき、｜Ｄ｜＜ｄとなると、調節
部の位置Ｐx1が目標位置Ｐo1に一致しているか否か（整
合がとれているか否か）の判定が行われ、一致していな
いと判定されると駆動電圧供給手段１６にパルス電圧供
給指令が与えられる。これによりモータＭ1 に１つのパ
ルス電圧が与えられる。

【００５４】同様に可変コンデンサＣ2 の調節部の位置
が目標位置にある程度以上近づいて｜Ｄ｜＜ｄとなり、
かつ調節部の位置Ｐx2が目標位置Ｐo2に一致していない
と判定されると、駆動電圧供給手段１６にパルス電圧供
給指令が与えられ、モータＭ2 に１つのパルス電圧が与
えられる。

【００５５】このパルス電圧の波高値Ｖは少なくとも停
止状態にあるモータを始動させるために必要な大きさ以
上に設定することが必要であるが、調節部の位置の整定
を迅速に行わせるためには、次式のように、調節部の位
置の偏差に比例させてパルス電圧の波高値を変化させる
ことが好ましい。

【００５６】 Ｖ＝Ｖmin ＋｛（Ｖｏ−Ｖmin ）／ｄ｝＊Ｄ …（１８） ここでＶmin は、停止状態のモータが回転を始めるとき
の電圧（始動電圧）である。またｄは可変コンデンサの
調節部の位置が目標位置に近づいたか否かを判断する基
準値で、例えばｄ＝５程度に設定される。尚可変コンデ
ンサＣ1 及びＣ2 の調節部の位置は、それぞれの可変コ
ンデンサの電極が最大に重なる位置を１００とし、可動
電極が完全に抜けきる位置を０としている。

【００５７】コンピュータはパルス電圧供給指令を与え
た後、図４の過程を最初のステップから実行し、次いで
図５の過程を実行する。可変コンデンサＣ1 ，Ｃ2 の調
節部の位置と目標位置との偏差差が所定の判定基準ΔＤ
以下になったときに両者が一致したものとして（整合が
とれたものとして）、電圧供給指令を停止し、図４の過
程に戻る。従って整合がとれた後は、再び負荷が変動す
るまでモータＭ1 及びＭ2 が停止状態に保たれる。

【００５８】本実施例において、可変コンデンサの調節
部の現在位置と目標位置との偏差Ｄとモータの供給電圧
Ｖとの関係の一例を示すと図７のようになり、同図の斜
線部分ではモータにパルス電圧が与えられる。この例で
は、ｄ＝５とし、ΔＤ＝０．０５としている。この場
合、各可変コンデンサの調節部が目標位置の前後±０．
０５以内の位置に達すればモータが停止することにな
る。この場合、コンデンサの全調節範囲が１００である
から、コンデンサの調整範囲の０．０５／１００＝１／
２０００を分解能として制御を行うことができる。

【００５９】上記の実施例では、図４の入力インピーダ
ンスＺ1 を演算する過程、及び可変インピーダンス素子
の位置からそのインピーダンスを演算する過程によりそ
れぞれ、図１の入力インピーダンス演算手段７及び可変
インピーダンス演算手段９が実現される。また負荷回路
側インピーダンスを演算する過程、入力インピーダンス
を電源側インピーダンスに等しくする可変インピーダン
ス素子の調節部の位置を演算する過程により、それぞれ
図１の負荷回路側インピーダンス演算手段１０及び調節
部目標位置演算手段１１が実現される。また図５の偏差
Ｄを演算する過程により調節部位置偏差演算手段１３が
実現され、偏差Ｄの絶対値を基準値ｄと比較する過程に
より、整合判定手段１４が実現される。更に直流電圧を
供給することを指令する過程及びパルス電圧を供給する
ことを指令する過程により、駆動電圧供給指令手段が実
現される。

【００６０】本発明において用いるインピーダンス整合
回路３はいかなる構成のものでもよく、また可変インピ
ーダンス素子の数に制限はない。図８（Ａ）ないし
（Ｅ）は種々のインピーダンス整合回路を例示したもの
で、同図（Ａ）に示した回路は、上記の実施例で用いた
逆Ｌ形と呼ばれる回路である。同図（Ｂ）の回路は可変
コンデンサＣ1 及びＣ2 とインダクタンスＬとからなる
π形の回路であり、同図（Ｃ）の回路は、可変コンデン
サＣ1 及びＣ2 とインダクタンスＬとからなるＴ形の回
路である。また同図（Ｄ）の回路は可変インダクタンス
Ｌと可変コンデンサＣとからなるＬ形の回路であり、同
図（Ｅ）の回路は、３個の可変コンデンサＣ1 〜Ｃ3 と
インダクタンスＬ1 及びＬ2 とを用いた逆Ｌ形の回路で
ある。これら以外の種々の回路構成のインピーダンス整
合回路を用いることもできる。

【００６１】

【発明の効果】以上のように、本発明によれば、インピ
ーダンス整合回路を整合状態にするために必要な可変イ
ンピーダンス素子の調節部の位置を随時演算して、各可
変インピーダンス素子の調節部の位置を演算した目標位
置に一致させるように制御するので、負荷インピーダン
スが変化して整合がずれた場合に、可変インピーダンス
素子を最短距離で整合点に合わせることができ、初期の
反射電力以上の反射電力が生じるのを防ぐことができる
利点がある。

【００６２】また本発明によれば、整合点を演算により
求めるため、整合させるインピーダンス（電源側のイン
ピーダンス）を容易に変更することができる。

【００６３】特に請求項２に記載した発明によれば、各
可変インピーダンス素子の現在の位置と目標位置との偏
差の絶対値を基準値と比較して、偏差の絶対値が基準値
よりも大きいときにモータに直流電圧を与え、偏差の絶
対値が基準値よりも小さくなったときにモータにパルス
電圧を与えることにより、偏差が大きい間は各可変イン
ピーダンス素子の調節部を速やかに目標位置に向けて変
位させるようにモータを連続的に駆動し、調節部が目標
位置に近付くと、整合状態を確認しながらモータをパル
ス電圧により間歇的に駆動して調節部を徐々に目標位置
に近づけるようにしたので、直流モータを用いて、分解
能が高い制御を行わせることができる。従って僅かなイ
ンピーダンスの不整合が生じた場合でも、迅速に整合を
図ることができ、反射電力を低いレベルに保つことがで
きる利点がある。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の構成を示すブロック図である。

【図２】本発明の実施例の構成を示す回路図である。

【図３】従来のインピーダンス整合装置の構成を示す回
路図である。

【図４】本発明の各手段を実現するコンピュータソフト
のアルゴリズムを示すフローチャートである。

【図５】本発明の各手段を実現するコンピュータソフト
のアルゴリズムを示すフローチャートである。

【図６】可変コンデンサの電極の重なり面積とインピー
ダンスとの関係を示した線図である。

【図７】本発明の実施例においてモータに供給する電圧
と、可変コンデンサの調節部の位置の偏差との関係を示
した線図である。

【図８】（Ａ）ないし（Ｅ）はそれぞれ本発明で用いる
ことができるインピーダンス整合回路の異なる構成例を
示した回路図である。

【符号の説明】

１…高周波電源、２…負荷、３…インピーダンス整合回
路、４…入力電流検出手段、５…入力電圧検出手段、６
…位相差検出手段、７…入力インピーダンス演算手段、
８…調節部位置検出手段、９…可変インピーダンス演算
手段、１０…負荷回路側インピーダンス演算手段、１１
…調節部目標位置演算手段、１２…調節部位置制御手
段、１３…調節部位置偏差演算手段、１４…整合度判定
手段、１５…駆動電圧供給指令手段、１６…駆動電圧供
給手段、Ｍ…モータ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.⁷，ＤＢ名) H03H 7/40 H03H 11/30 H04B 3/02 H05H 1/46

Claims (2)

(57)【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 複数の可変インピーダンス素子を備えた
   インピーダンス整合回路を高周波電源と負荷との間に挿
   入し、各可変インピーダンス素子の調節部を操作するモ
   ータを制御することにより高周波電源と負荷との間のイ
   ンピーダンスを整合させるインピーダンス自動整合装置
   であって、 前記インピーダンス整合回路の入力側での高周波電流の
   絶対値を検出する入力電流検出手段と、 前記インピーダンス整合回路の入力側での高周波電圧の
   絶対値を検出する入力電圧検出手段と、 前記インピーダンス整合回路の入力側での高周波電流と
   高周波電圧との位相差を検出する位相差検出手段と、 前記インピーダンス整合回路の入力側での高周波電流の
   絶対値と高周波電圧の絶対値と前記位相差とから、前記
   高周波電流の絶対値、高周波電圧の絶対値及び前記位相
   差が検出された時点における前記インピーダンス整合回
   路の入力インピーダンスＺ1 を演算する入力インピーダ
   ンス演算手段と、 前記各可変インピーダンス素子の調節部の位置を検出す
   る調節部位置検出手段と、 前記調節部位置検出手段により検出された調節部の位置
   から各可変インピーダンス素子のインピーダンスを演算
   する可変インピーダンス演算手段と、 前記入力インピーダンスと前記可変インピーダンス演算
   手段により演算された各可変インピーダンス素子のイン
   ピーダンスとその他の回路定数とを用いて前記インピー
   ダンス整合回路の可変インピーダンス素子が設けられた
   部分よりも負荷側のインピーダンスＺまたは該インピー
   ダンス整合回路の出力端より負荷側のインピーダンスＺ
   2 を負荷回路側インピーダンスとして演算する負荷回路
   側インピーダンス演算手段と、前記負荷回路側インピーダンスが前記負荷回路側インピ
   ーダンス演算手段により演算された値にあるときに前記
   インピーダンス整合回路の入力インピーダンスを電源側
   のインピーダンスに等しくするために必要な各可変イン
   ピーダンス素子の調節部の位置を目標位置として演算す
   る調節部目標位置演算手段と、 前記各可変インピーダンス素子の調節部の現在位置を目
   標位置に一致させるように各可変インピーダンス素子の
   調節部を操作するモータを制御する調節部位置制御手段
   とを備えたことを特徴とするインピーダンス自動整合装
   置。
2. 【請求項２】 前記モータは直流モータからなり、 前記調節部位置制御手段は、 各可変インピーダンス素子の調節部の現在位置と目標位
   置との差を各可変インピーダンス素子の調節部の位置の
   偏差として演算する調節部位置偏差演算手段と、 前記調節部位置の偏差の絶対値を基準値と比較する整合
   度判定手段と、 各可変インピーダンス素子の偏差の絶対値が基準値より
   も大きいときに直流電圧供給指令を発生し、各可変イン
   ピーダンス素子の偏差の絶対値が基準値よりも小さく、
   かつ各可変インピーダンス素子の調節部の位置が目標位
   置と一致していないときにパルス電圧供給指令を発生す
   る駆動電圧供給指令手段と、 前記直流電圧供給指令が発生したときには各可変インピ
   ーダンス素子の調節部を操作するモータに直流電圧を供
   給し、前記パルス電圧供給指令が発生したときには各可
   変インピーダンス素子の調節部を操作するモータにパル
   ス電圧を供給する駆動電圧供給手段とを備えていること
   を特徴とする請求項１に記載のインピーダンス自動整合
   装置。