JP6402562B2 - 光伝送装置および伝送フレーム生成方法 - Google Patents

Description

本発明は、光伝送ネットワークで用いられる光伝送装置と伝送フレーム生成方法に関する。

現在の光コア網では、ＩＴＵ−Ｔ（International Telecommunication Union-Telecommunication standardization sector）が２０００年に勧告したＯＴＮ（Optical Transport Network）光伝送規格が基本プラットフォームとして幅広く利用されている。図１に示すように、ＯＴＮの光コアネットワーク１では、ネットワーク装置２が光ファイバ網で接続され、ＳＯＮＥＴ（Synchronous Optical Network）、ＧｂＥ（Gigabit Ethernet，登録商標）、ＦＣ（Fiber Channel）などの多様なクライアント信号をＯＴＮフレーム内に収容・多重して大容量通信が可能である。クライアント信号は、ＯＰＵ（Optical channel Payload Unit：ペイロードユニット）、ＯＤＵ（Optical channel Date Unit：データユニット）、ＯＴＵ（Optical Transport Unit：伝送ユニット）の順にマッピングされる。ＯＰＵへマッピングする際には、非同期収容方式であるＧＭＰ(Generic Mapping Procedure)でスタッフ制御を行っている（たとえば、特許文献１及び２参照）。

図２（Ａ）は、一般的なネットワーク装置２の構成例である。複数のクライアント信号（光信号）を光モジュール２１_１〜２１_ｋで受信し、低速インタフェース処理部２２_１〜２２_ｋでデータの受信処理を行った後、クロスコネクト部２３で各データを選択する。選択されたデータはマルチプレクサ２４で多重され、高速インタフェース処理部２６でＯＮＴのフレームに収容された後、光モジュール２７で光信号に変換されてＯＴＮネットワークへ送出される。ＯＴＮネットワークから受信したＯＴＮフレームは、上記と逆の処理を受けて光モジュール２１_１〜２１_ｋからクライアント信号として出力される。

図２（Ｂ）は、低速インタフェース処理部２２の回路構成を示す。シリアライザ・デシリアライザ（Serializer/Deserializer、以下「ＳＥＲＤＥＳ」と標記する）３１は基準クロックを使用して、シリアル伝送されたクライアント信号から変化点を検出し、クライアント信号に同期したリカバリクロックを再生する。また、クライアント信号のシリアル／パラレル変換を行ってパラレルデータを出力する。現状では、ＳＥＲＤＥＳ３１は６００Ｍｂｐｓ以上であれば、クライアント信号から同期したリカバリクロックを再生することができる。ＳＥＲＤＥＳ３１は高速化が進んでおり、低速信号（155.52Mbps以下）ではクライアント信号に同期したリカバリクロックの再生ができない。そのため、ＯＣ-３（Optical Carrier-level 3）などの低速信号の受信は、高速なＳＥＲＤＥＳ３１を用いたデジタルオーバーサンプリングにより実現されている。ＳＥＲＤＥＳ３１は、シリアルで伝送されたクライアント信号をたとえば８倍の速度でサンプリングし、シリアル／パラレル変換を行ってパラレルデータを出力する。

オーバーサンプリング抽出回路３２は、ＳＥＲＤＥＳ３１からのパラレル出力データの変化点を検出し、データ変化点と次のデータ変化点の中央を有効データとして抽出し、抽出したデータをオーバーサンプリング抽出データ有効信号とともに出力する。データの変化点がない場合は、前回の変化点の位置を基準に有効データを抽出する。

スタッフ演算部３３では、クライアント信号の種類に応じて１ＯＰＵフレーム当たりに受信したクライアント信号のデータ数（Ｃｎ値）、１ＯＰＵフレームに実際にマッピングするクライアント信号のデータ数（Ｃｍ値）、マッピングされずに累積するクライアント信号のデータ数（ΣＣｎＤ値）を演算する。Ｃｎ値は、１ＯＰＵフレームにマッピングすべきデータ量をｎビット単位で表した理論値であり、ＯＣ−３の場合はｎ＝１である（１ビット単位でのマッピング処理）。リカバリクロックと受信したクライアント信号が同期している場合は、１ＯＰＵフレームあたりのリカバリクロックのエッジ数からＣｎ値を求めることができるが、図２（Ｂ）の構成ではオーバーサンプリングを行っているため、リカバリクロックは受信したクライアント信号に非同期となる。そのため、オーバーサンプリング抽出データ有効信号からＣｎ値を演算する。

ＯＰＵフレーム生成部３４ではＯＰＵフレームを生成し、スタッフ演算部３３で求めたＣｍ値を元にスタッフ制御を行い、ＯＰＵフレーム中にクライアント信号をマッピングする。また、ＯＰＵフレームのオーバーヘッドにＣｍ値とΣＣｎＤ値をＪＣ（Justification Control:行端揃え制御）バイトとして挿入する。ＯＰＵフレームフォーマットとＯＰＵフレームへのクライアント信号マッピング方法はＯＮＴ光伝送規格にて定義されている。

特開２０１０−２１２８９０号公報 特開２０１２−２３６４７号公報

低速のクライアント信号を基準クロックを使用してオーバーサンプリングによりパラレル出力する場合、基準クロックとクライアント信号が同期していないと、基準クロックの周波数とクライアント信号の周波数のギャップ（または位相偏差）が徐々に蓄積される。その結果、後述するように基準クロックとクライアント信号の周波数差に応じて、一定周期でクライアント信号の１ビットに相当する分のギャップが発生する。このクライアント信号１ビット相当のギャップは、スタッフ制御をする際に、ジッタやワンダの要因となる。また、クライアント信号１ビット相当のギャップは、スタッフ演算部３３やＯＰＵフレーム生成部３４に伝搬する。ＯＰＵフレームを受信する側では、受信したＣｍ値、ΣＣｎＤ値からクライアント信号のクロックを再生するため、受信側で抽出されるクライアント信号はもともとの信号から１ビット分のギャップ（ＯＣ−３では６ｎｓ）をもった信号となる。このギャップが受信側でのジッタやワンダの原因となる。

そこで、低速クライアント信号をＯＰＵフレームへマッピングする際に生じるギャップを緩和し、ジッタ、ワンダを抑制することのできる光伝送装置と、信号フレーム生成方法を提供することを課題とする。

ひとつの態様では、光伝送装置は、
入力されたクライアント信号をｋ倍（ｋは２のべき乗）のサンプリングレートでパラレルデータに変換して出力するシリアライザ・デシリアライザと、
前記クライアント信号から伝送フレームを生成するフレーム生成部と、
前記パラレルデータの出力に接続され、前記クライアント信号を前記伝送フレームへマッピングするためのスタッフ演算を１／ｋビット単位で行って、前記スタッフ演算の理論値であるＣｎ(n=1/k)値を算出するスタッフ制御部と、
を有する。

低速クライアント信号をＯＰＵへマッピングする際に生じるギャップを緩和し、ジッタやワンダを抑制することができる。

ＯＴＮネットワークの概略図である。 ＯＴＮネットワーク装置の概略構成図と、一般的な低速インタフェース処理部でのＯＰＵフレームマッピングの回路構成図である。 基準クロックとクライアント信号が非同期の場合に生じる問題点を説明する図である。 基準クロックとクライアント信号が非同期の場合に生じる問題点を説明する図である。 スタッフ演算におけるクライアント信号１ビット相当分の周期的なギャップを説明する図である。 実施形態の光伝送装置とＯＰＵフレームマッピングの構成例である。 実施形態のスタッフ処理を説明する図である。 実施形態のスタッフ演算を説明する図である。 実施形態のスタッフ演算を説明する図である。 実施形態のスタッフ演算の効果を従来方法と比較して示す図である。

発明の実施形態を説明する前に、図３〜図５を参照して、発明者らが認識する現状のＯＰＵフレームマッピングに生じる問題点を説明する。

ＳＥＲＤＥＳ３１では、基準クロックを使用し、低速のクライアント信号（たとえば155.52MbpsのＯＣ−３信号）をたとえば８倍（1244.16Mbps）の速度でサンプリングする。クライアント信号と基準クロックは非同期なため、クライアント信号と基準クロックの位相偏差が蓄積し、ある時点で１ビットのクライアント信号は、９ビット幅、または７ビット幅のデータ出力に変換されてしまう。図３（Ａ）では、クライアント信号周波数が基準クロック周波数よりも小さく、枠Ａで示すように、オーバーサンプリング出力が９ビット幅となる場合がある。図３（Ｂ）では、クライアント信号周波数が基準クロック周波数よりも大きく、枠Ｂで示すように、オーバーサンプリング出力が７ビット幅となる場合がある。このようなＳＥＲＤＥＳ出力データ幅の変動は、基準クロックとクライアント信号の周波数に応じて周期的に発生する。

図４は、ＳＥＲＤＥＳ出力データからの有効データの抽出を示す。図４（Ａ）はクライアント信号周波数が基準クロック周波数よりも小さい場合であり、一定周期で9ビット幅のパラレル信号が出力される。図４（Ｂ）はクライアント信号周波数が基準クロック周波数よりも大きい場合であり、一定周期で７ビット幅のパラレル信号が出力される。

高速でサンプリングされたパラレルデータの中から有効データを抽出する際には、データ変化点と次のデータ変化点の中央のデータを有効データとして抽出する。変化点から離れた中央部分のデータほど安定しているからである。図４の場合、８倍のオーバーサンプリングが行われているので、たとえば斜線で示すように、データ変化点から４つめのデータを有効データとして抽出する。抽出されるデータがある場合は、オーバーサンプリング抽出データ有効信号は、たとえば高電位信号（Ｈｉｇｈ）となる。図４は説明を簡単にするために、１ビットごとにデータが変化する例を示しているが、数ビットにわたってデータの変化点がない場合は、たとえば前回の変化点の位置から４つ目のデータと、そこから８つ目ごとのデータを抽出する。

図４（Ａ）の場合、変化点と変化点の間の中央のデータを有効データとして抽出していくと、時間ｔiでは、データの変化点Ｐ１から４つ目のデータも、変化点Ｐ２から４つ目のデータも存在せず、このタイミングで抽出される有効データは存在しない。このとき、オーバーサンプリング抽出データ有効信号は、たとえば低電位信号（Ｌｏｗ）となり、スタッフ演算部３におけるＣｎ(n=1)への加算値が０となる。すなわち、クライアント信号の１ビットに相当する分まで蓄積されたギャップ（基準クロックとクライアント信号の位相偏差）が、スタッフ制御に反映されてしまう。

図４（Ｂ）の場合、変化点と変化点の間の中央のデータを有効データとして抽出していくと、時間ｔjで、２つのデータが有効データとして出力される。すなわち、変化点Ｐ３から４つ目のデータと、変化点Ｐ４から４つ目のデータが抽出される。この場合、スタッフ演算部３におけるＣｎ(n=1)への加算値は＋２となり、やはり、クライアント信号の１ビット相当分のギャップがスタッフ制御に反映される。

図５は、スタッフ演算に引き継がれるギャップ（クライアント信号と基準クロックとの位相偏差）を示す図である。有効データの出力がない場合（Ｃｎ(n=1)への加算値がゼロの場合）や、２ビット分の有効データが出力される場合（Ｃｎ(n=1)への加算値が＋２の場合）に、ギャップの大きさは最大になり、０ビット抽出あるいは２ビット抽出の直後に、それまで蓄積されてきたギャップはゼロになる。クライアント信号の１ビット相当分のギャップは周期的に発生し、スタッフ制御をする際のジッタやワンダの要因となる。また、上述したように、受信側で抽出されるクライアント信号は、もとの信号から１ビット分のギャップを持った信号となり、このギャップがジッタやワンダの原因となる。

そこで、実施形態では、低速クライアント信号をＯＰＵへマッピングする際に生じるギャップ（クライアント信号と基準クロックとの間の位相偏差）を緩和して、ジッタ、ワンダを抑制する。具体的には、Ｃｎ演算またはマッピング処理を、クライアント信号の速度（周波数）に応じて、より細かい粒度で実施する。たとえば、低速のクライアント信号をオーバーサンプリングにより高速のパラレル信号に変換する場合、オーバーサンプリングレートの逆数の細かさで、スタッフ演算を行う。８倍のオーバーサンプリングの場合は、１／８ビット単位でＣｎ値への加算値を計算することで、１／８の細かさでＣｎ演算を行う。これにより、基準クロックとクライアント信号の位相偏差の蓄積が小さいうちにギャップを検出し解消して、ジッタやワンダを抑制する。

図６は、実施形態のネットワーク装置の一例としての光伝送装置１０２と、ＯＰＵフレームマッピング構成を示す。図２と同じ構成要素には同じ符号を付けて重複する説明を省略する。

図６（Ａ）の光伝送装置１０２は、複数のクライアント信号（光信号）を光モジュール２１_１〜２１_ｋで受信し、低速インタフェース処理部１２２_１〜１２２_ｋ（以下、適宜「低速インタフェース処理部１２２」と総称する）でデータの受信処理およびＯＰＵフレームへのマッピングを行った後、クロスコネクト部２３で各データを選択する。選択されたデータはマルチプレクサ２４で多重され、高速インタフェース処理部２６でＯＮＴのフレームに収容された後、光モジュール２７で光信号に変換されてＯＴＮネットワークへ送出される。ＯＴＮネットワークから受信したＯＴＮフレームは、上記と逆の処理を受ける。すなわち、高速インタフェース処理部２６でＯＮＴフレームから取り出された信号は、デマルチプレクサ２５により複数の出力に分配されてクロスコネクト部２３で選択される。低速インタフェース処理部１２２は、クロスコネクト部２３から受信したＯＰＵフレームからクライアント信号を抽出し、光モジュール２１_１〜２１_ｋで光信号に変換してクライアント信号を出力する。

図６（Ｂ）は、低速インタフェース処理部１２２の回路構成を示す。低速インタフェース処理部１２２は、ＳＥＲＤＥＳ３１と、オーバーサンプリング抽出回路と、ＯＰＵフレーム生成部３４と、スタッフ演算部３３と、ＳＥＲＤＥＳ３１とスタッフ演算部３３の間に挿入される連続ビット判定部１３１を有する。連続ビット判定部１３１とスタッフ演算部３３で、スタッフ制御部１３５を構成する。

ＳＥＲＤＥＳ３１は、基準クロックを用いてシリアル伝送されたクライアント信号からリカバリクロックを再生するとともに、クライアント信号をたとえば８倍の速度でサンプリングして、パラレルデータ（図中「ＳＥＲＤＥＳデータ出力」と標記）を出力する。ＳＥＲＤＥＳ出力データは、オーバーサンプリング抽出回路３２と、連続ビット判定部１３１に供給される。

オーバーサンプリング抽出回路３２は、ＳＥＲＤＥＳ３１からのパラレル出力データの変化点を検出し、データ変化点と次のデータ変化点の中央を有効データとして抽出し、抽出したデータをオーバーサンプリング抽出データ有効信号とともに出力する。データの変化点がない場合は、前回の変化点の位置を基準として有効データを選択し、抽出する。

連続ビット判定部１３１は、ＳＥＲＤＥＳデータ出力からデータの変化点を検出し、Ｃｎ値への加算値をオーバーサンプリングレートの逆数の細かさで算出し、加算値をスタッフ演算部３３に供給する。クライアント信号に対してｋ倍のオーバーサンプリング（ｋは２のべき乗）を行う場合、データの変化点を元に、Ｃｎ値に加算するデータ量を１／ｋビット単位で計算し、Ｃｎ(n=1/k)値への加算値としてｋ、ｋ＋１、ｋ−１のいずれかを出力する。８倍のオーバーサンプリングの場合、Ｃ_1/8のスタッフ演算のために、１／８ビット単位で加算値を計算し、スタッフ演算部３３へ＋７、＋８、＋９のいずれかを出力する。

図７に示すように、基準クロック周波数とクライアント信号の周波数が等しい場合は、クライアント信号のサンプリング結果は、常に８ビット幅のＳＥＲＤＥＳデータ出力になる。データ変化点と変化点の中央のデータ（この例では変化点から４つ目のデータ）が、安定して有効データとして抽出される。

従来構成では、有効データの抽出ごとにスタッフ演算のＣｎ(n=1)値に＋１が加算されていた。これに対し、実施形態では連続ビット判定部１３１でスタッフ演算のためのデータ数のカウントが１／８ビット単位で行われる。図７の場合、クライアント信号１ビット分は、それぞれが１／８の重みを有する８つのパラレルデータに相当し、Ｃｎ(n=1/8)値への加算値として常に＋８が出力される。

図８に示すように、基準クロック周波数がクライアント信号の周波数よりも早く、クライアント信号のサンプリング結果がＳＥＲＤＥＳデータ出力の９ビット幅分となるときは、連続ビット判定部１３１は、Ｃｎ(n=1/8)値への加算値として＋７をスタッフ演算部３３へ出力する。すなわち、９ビット幅のパラレルデータはクライアント信号の１ビットに相当するが、１／８ビット相当のパラレルデータの８つ分でクライアント信号の１ビットを構成するため、最後の１ビット分のパラレルデータを０として扱う。この場合、時間ｔａでのデータ数は0＋(1/8)×7＝(1/8)×7であるから、Ｃｎ(n=1/8)値への加算値は＋７となる。時間ｔｉで、抽出される有効データない場合でも、連続ビット判定部１３１はＣｎ(n=1/8)値への加算値として、ゼロではなく、７／８分の重みを有するデータ量（＋７）をスタッフ演算部３３に出力する（(1/8)×4＋(1/8)×3＝(1/8)×7）。

図９に示すように、基準クロック周波数がクライアント信号の周波数よりも遅く、クライアント信号のサンプリング結果がＳＥＲＤＥＳデータ出力の７ビット幅分となるときは、連続ビット判定部１３１は、Ｃｎ(n=1/8)値への加算値として＋９をスタッフ演算部３３へ出力する。クライアント信号１ビットが７ビット幅のパラレルデータに変換された場合は、パラレルデータ７ビットでクライアント信号の１ビット分を構成し、最後の１ビットが有する重みを２／８とする。時間ｔbでのＣｎ(n=1/8)値への加算値は、(1/8)×8＋(1/8)＝(1/8)×9から＋９となる。時間ｔｊで２ビット分の有効データが抽出される場合も、Ｃｎ(n=1/8)値への加算値は２倍になるのではなく、９／８の重みのデータ量（＋９）が出力される（(1/8)×5＋(1/8)×4＝(1/8)×9）。

データの変化点がない場合は、クライアント信号１ビットに対するサンプリング結果をＳＥＲＤＥＳデータ出力の８ビット幅分として、Ｃｎ(n=1/8)値への加算値＋８をスタッフ演算部３３に出力する。

スタッフ演算部３３では、連続ビット判定部１３１からの加算値情報から、クライアント信号の種類ごとに、Ｃｎ(n=1/8)値を算出する。また、１ＯＰＣフレームあたりに実際にマッピングするクライアント信号のデータ数（Ｃｍ値）と、マッピングされずに累積するクライアント信号のデータ数ΣＣｎＤ値（n=1, m=8）を、以下の式に従って算出する。

ここで、演算の基礎としてＣｎ(n=1/8)すなわちＣ_1/8を用いている。

ＯＰＵフレーム生成部３４は、オーバーサンプリング抽出回路３２から出力されるオーバーサンプリング抽出データ（抽出された有効データ）及びオーバーサンプリング抽出データ有効信号と、スタッフ演算部３３から供給されるＣｎ(n=1/8)値、Ｃｍ値、ΣＣｎＤ（n=1, m=8）を元に、ＯＰＵフレームを生成する。ＯＰＵフレーム生成では、ＯＰＵフレームのペイロード領域にクライアント信号をマッピングし、ＯＰＵフレームのオーバーヘッドにＣｍ値、ＣｎＤ値をＪＣバイトとして挿入する。クライアント信号をペイロード領域へマッピングする際には、次のでスタッフ・スタッフ条件により、各ペイロードバイト（ｊ＝1, 2, …,15232）のデスタッフまたはスタッフを決定する。

（ｊ×Ｃｍ）mod 15232＜Ｃｍの場合：デスタッフ
（ｊ×Ｃｍ）mod 15232≧Ｃｍの場合：スタッフ
図示はしないが、受信側では、受信したＯＰＵフレームのＪＣバイトからＣｍ値を抽出し、上記のデスタッフ・スタッフ条件に基づいてＯＰＵフレームのペイロード領域からクライアント信号を識別する。また、クライアント信号の周波数を表わすクライアント信号有効信号を生成する。クライアント信号有効信号からクロックを生成してＳＥＲＤＥＳの基準クロックとして用い、ＯＰＵフレームから抽出されたクライアント信号をシリアル化して出力する。

図１０は実施形態の構成、手法による効果を示す図である。低速のクライアント信号をＯＰＵフレームにマッピングする場合、クライアント信号と基準クロックの周波数差により発生するギャップの周期と振幅の双方が、従来法と比較して小さくなっている。実施形態では、Ｃｎ演算の単位ビットｎの値をサンプリングレートｋの逆数に設定することで、１／ｋの細かさ（ｋ倍の粒度）でスタッフ演算が行われる。一例として８倍のオーバーサンプリングによりＣｎ演算を行うための単位ビットｎをｎ＝１／８に設定すると、図１０のように、発生するギャップ（クライアント信号と基準クロックの位相偏差）の周期と振幅の双方が、従来法の１／８に低減される。これにより、信号波形の短時間での揺らぎであるジッタと、長期的な変動であるワンダの双方が抑制される。

この効果は、図８と図９からも説明することができる。従来の手法でＣｎ(n=1)値への加算値が＋１から＋０や＋２に変動する周期と比較して、Ｃｎ(n=1/8)値への加算値が＋８から＋７に変動する周期（図８）や、＋８から＋９に変動する周期（図９）は、１／８に短縮されている。さらに、＋８から＋７または＋９への変動割合は、＋１から０または＋２への変動割合と比較して１／８の小ささである。クライアント信号の周波数と基準クロックの位相偏差（ギャップ）の蓄積が全体に分散されて、変動が小さくなっている。

１６倍のオーバーサンプリングが行われる場合は、１６倍の粒度でスタッフ演算（Ｃｎ(n=1/16)）が行われる。クライアント信号と基準クロックとの周波数の相違から入力クライアント信号１ビットに対して１７個のパラレルデータが出力されたときは、Ｃｎ(n=1/16)値への加算値として＋１５が出力される。入力クライアント信号１ビットに対して１５個のパラレルデータが出力されたときは、Ｃｎ(n=1/16)値への加算値として＋１７が出力される。クライアント信号と基準クロックの間の周波数の相違に起因する変動量や変動周期は従来の１／１６に低減し、ジッタやワンダを抑制することができる。

このように、従来手法と比較してｋ倍の粒度でスタッフ演算（Ｃｎ演算）することで、クライアント信号周波数と基準クロック周波数の位相偏差またはギャップを１／ｋに低減して、ジッタやワンダの発生を抑制することができる。

３１ シリアライザ・デシリアライザ
３２ オーバーサンプリング抽出回路
３３ スタッフ演算部
３４ ＯＰＵフレーム生成部
１０２ 光伝送装置（光ネットワーク装置）
１２２ 低速インタフェース処理部（ＯＰＵマッピング部）
１３１ 連続ビット判定部
１３５ スタッフ制御部

Claims (6)

1. 入力されたクライアント信号をｋ倍（ｋは２のべき乗）のサンプリングレートでパラレルデータに変換して出力するシリアライザ・デシリアライザと、
   前記パラレルデータに変換された前記クライアント信号をオーバーサンプリングして得られるシリアルデータから伝送フレームを生成するフレーム生成部と、
   前記パラレルデータの出力に接続され、前記パラレルデータに変換された状態の前記クライアント信号に対して、前記シリアルデータを前記伝送フレームへマッピングするためのスタッフ演算を１／ｋビット単位で行って、前記スタッフ演算の理論値であるＣｎ(n=1/k)値を算出するスタッフ制御部と、
   を有する光伝送装置。
2. 前記スタッフ制御部は、
   前記パラレルデータからデータの変化点を検出し、前記変化点に基づき単位時間当たりの前記クライアント信号のデータ数を前記１／ｋビット単位でカウントして、前記Ｃｎ(n=1/k)値への加算値としてｋ、Ｋ＋１、またはｋ−１を出力する連続ビット判定部と、
   前記加算値から前記Ｃｎ(n=1/k)値を算出し、前記Ｃｎ(n=1/k)値から前記伝送フレームにマッピングする前記クライアント信号のデータ量を表わすＣｍ値を算出するスタッフ演算部、
   とを有することを特徴とする請求項１に記載の光伝送装置。
3. 前記連続ビット判定部は、前記クライアント信号の１ビット分が（ｋ＋１）ビット幅の前記パラレルデータとして出力されたときに、前記加算値として（ｋ−１）を出力し、前記クライアント信号の１ビット分が（ｋ−１）ビット幅の前記パラレルデータとして出力されたときに、前記加算値として（ｋ＋１）を出力することを特徴とする請求項２に記載の光伝送装置。
4. 前記パラレルデータから前記シリアルデータを有効データとして抽出する抽出回路、
   をさらに有し、
   前記フレーム生成部は、前記有効データと、前記Ｃｍ値に基づいて前記伝送フレームを生成することを特徴とする請求項２に記載の光伝送装置。
5. 光伝送装置において、
   入力されたクライアント信号をｋ倍（ｋは２のべき乗）のサンプリングレートでパラレルデータに変換し、
   前記パラレルデータに変換された前記クライアント信号をオーバーサンプリングしてシリアルデータを抽出し、
   前記パラレルデータに変換された状態の前記クライアント信号に対して、前記シリアルデータを伝送フレームへマッピングするためのスタッフ演算を１／ｋビット単位で行って、前記スタッフ演算の理論値であるＣｎ(n=1/k)値を算出し、
   前記Ｃｎ(n=1/k)値に基づいて、前記シリアルデータから前記伝送フレームを生成する、
   ことを特徴とする伝送フレーム生成方法。
6. 前記パラレルデータからデータの変化点を検出し、
   前記変化点に基づいて、単位時間当たりの前記クライアント信号のデータ数を前記１／ｋビット単位でカウントして、前記Ｃｎ(n=1/k)値への加算値としてｋ、Ｋ＋１、またはｋ−１を出力し、
   前記加算値から前記Ｃｎ(n=1/k)値を算出し、
   前記Ｃｎ(n=1/k)値から前記伝送フレームにマッピングする前記クライアント信号のデータ量を表わすＣｍ値を算出する、
   ことを特徴とする請求項５に記載の伝送フレーム生成方法。

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