JP6372182B2 - 信号変換回路および電源装置 - Google Patents

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Description

本明細書で言及する実施例は、信号変換回路および電源装置に関する。
近年、例えば、太陽光や照明光、電磁波、或いは、機械や人体からの振動や熱といったエネルギーを採取して電力を得るエナジーハーベスト(環境発電：Energy Harvesting)が注目されている。
このような環境発電による電力を負荷回路用の電源として利用するには、例えば、微小電圧発生部(光発電器，電磁波発電器，振動発電器，熱発電器等)から得られる電圧(例えば、数十ｍＶ〜数百ｍＶの微小電圧)を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータが使用される。
ここで、ＤＣ−ＤＣコンバータ(昇圧コンバータ)の起動時には、例えば、微小電圧を発振器で発振させて十分な振幅を有する交流正弦波信号(交流信号)を生成し、その交流信号を利用して昇圧コンバータのスイッチングトランジスタを駆動する。
ところで、従来、昇圧コンバータとしては様々なものが提案されている。
特開２０００−１１６１３６号公報 特開昭５８−１７５９７５号公報 特開２０００−１６６２４４号公報
前述したように、昇圧コンバータの起動時には、例えば、発振器からの交流信号を利用して昇圧コンバータのスイッチングトランジスタを駆動する。しかしながら、交流信号(交流正弦波信号)によりスイッチングトランジスタを直接駆動すると、急峻なスイッチング動作を行うことができず、効率の劣化等を招く虞がある。
そこで、発振器からの交流信号をパルス信号に変換し、そのパルス信号によりスイッチングトランジスタを駆動することが考えられている。このような交流信号をパルス信号に変換する信号変換回路においても、低消費電力が求められているが、十分に満足できるものは実用化されていないのが現状である。
なお、本明細書では、主として環境発電への適用を説明するが、本実施例の信号変換回路および電源装置は、環境発電への適用に限定されないのはもちろんである。
一実施形態によれば、微小電圧を受け取る発振器により生成された交流信号を受け取って、高電位側または低電位側の半波信号を生成する半波生成回路と、生成された前記半波信号を受け取って、パルス信号を生成する少なくとも１つのインバータと、を有し、昇圧コンバータを駆動する信号変換回路が提供される。前記半波生成回路は、同じ導電型の第１ＭＯＳトランジスタおよび第２ＭＯＳトランジスタを含み、前記第１ＭＯＳトランジスタのドレインおよび前記第２ＭＯＳトランジスタのゲートは、前記交流信号が入力された交流信号入力ノードに接続され、前記第１ＭＯＳトランジスタのソースおよびバックゲート、並びに、前記第２ＭＯＳトランジスタのソースおよびバックゲートは、共通接続されて、前記少なくとも１つのインバータにおける初段インバータの入力ノードに接続され、前記第１ＭＯＳトランジスタのゲートおよび前記第２ＭＯＳトランジスタのドレインは、接地される。
開示の信号変換回路および電源装置は、過電圧の印加を防止しつつ、消費電力を低減することができるという効果を奏する。
図１は、電源装置の一例を示すブロック図である。 図２は、信号変換回路の一例を示す回路図である。 図３は、信号変換回路の他の例を示す回路図である。 図４は、図３に示す信号変換回路における消費電力を説明するための図である。 図５は、本実施形態の信号変換回路の一例を示すブロック図である。 図６は、信号変換回路の第１実施例を示す回路図である。 図７は、図６に示す信号変換回路における消費電力を説明するための図である。 図８は、信号変換回路の第２実施例を示す回路図である。 図９は、信号変換回路の第３実施例を示す回路図である。 図１０は、図９に示す信号変換回路の動作を説明するための図である。 図１１は、図９に示す信号変換回路を搭載した電源装置の一実施例を示すブロック図である。
まず、本実施例の信号変換回路および電源装置を詳述する前に、図１〜図４を参照して、信号変換回路および電源装置の例およびその問題点を説明する。
図１は、電源装置の一例を示すブロック図である。図１において、参照符号１は微小電圧発生部、２は発振器、３は整流回路、４は電力伝送用の昇圧コンバータ、５は信号変換回路、そして、６は負荷回路を示す。
微小電圧発生部１は、例えば、太陽光や照明光、電磁波、或いは、機械や人体からの振動や熱といったエネルギー源から微小(例えば、数十ｍＶ〜数百ｍＶ程度)の入力電圧Ｖinを発生する光発電器，電磁波発電，振動発電器，或いは，熱発電器等である。なお、これら微小電圧(極低電圧)Ｖinを発生する光発電器等は、例えば、環境発電器(Energy Harvester)とも呼ばれている。
微小電圧発生部１からの入力電圧Ｖinは、発振器２に入力されると共に、電力伝送用の昇圧コンバータ(ＤＣ−ＤＣコンバータ)４に入力される。発振器２は、微小電圧発生部１からの入力電圧Ｖinを昇圧して整流回路３に出力し、整流回路３で平滑化された昇圧電圧Ｖdd(例えば、５Ｖ程度)が信号変換回路５に出力される。ここで、整流回路３は、ダイオード３１およびキャパシタ３２を含む。
昇圧コンバータ４は、インダクタ４１，スイッチングトランジスタ４２，ダイオード４３およびキャパシタ４４を含み、微小電圧発生部１からの入力電圧Ｖinを昇圧して出力電圧(電源電圧)Ｖoを生成し、その電源電圧Ｖoを負荷回路６に印加する。ここで、スイッチングトランジスタ４２は、信号変換回路５からのパルス信号Ｖpsによりスイッチング制御される。
発振器２は、トランス２１，ディプレッション型ｎＭＯＳトランジスタ２２およびキャパシタ２３を含む。なお、図１において、トランス２１の一次巻線Ｗ１の第１端子Ｗ11側および二次巻線Ｗ２の第１端子Ｗ21側に付した黒丸は、巻線の巻始めを示す。
トランス２１の一次巻線Ｗ１の第１端子Ｗ11は、微小電圧発生部１の一端(例えば、正電位出力端)に接続され、一次巻線Ｗ１の第２端子Ｗ12は、トランジスタ２２のドレインに接続されている。トランジスタ２２のソースは、微小電圧発生部１の他端(例えば、負電位出力端)に接続されると共に、接地ノードＮ2に接続されている。
トランス２１の二次巻線Ｗ２の第１端子Ｗ21は、キャパシタ２３の一端およびトランジスタ２２のゲートに接続され、二次巻線Ｗ２の第２端子Ｗ22およびキャパシタ２３の他端は、接地されている。
なお、トランス２１の二次巻線Ｗ２の第１端子Ｗ21は、電圧出力ノードＮ1にも接続され、この電圧出力ノードＮ1からの出力電圧Ｖoutは、整流回路３に入力されて平滑化される。すなわち、出力電圧Ｖoutは、ダイオード３１およびキャパシタ３２により整流および平滑化され、信号変換回路５を駆動する電圧Ｖddとして信号変換回路５に印加される。
ここで、トランス２１における一次巻線Ｗ１と二次巻線Ｗ２の巻線比は、１：Ｎとされていて、出力振幅(出力電圧Ｖoutの最大値)を増幅させるようになっている。なお、キャパシタ２３は、二次巻線Ｗ２と共にＬＣ共振回路を形成して、発振動作を行わせるためのものである。
また、トランジスタ２２は、ノーマリーオンのディプレッション型ｎＭＯＳトランジスタとされているため、トランジスタ２２の閾値電圧は０Ｖ付近〜負の電圧になり、例えば、入力電圧Ｖinが数十ｍＶ程度の極低電圧でも動作可能とされている。すなわち、微小電圧発生部１からの微小電圧Ｖinは、発振器２により十分な振幅を有する交流正弦波信号(交流信号)Ｖacにまで変換することができる。
しかしながら、例えば、発振器２からの交流信号Ｖacにより、昇圧コンバータ４におけるスイッチングトランジスタ４２を直接駆動すると、急峻なスイッチング動作を行うことができず、効率の劣化等を招く虞がある。
そのため、図１に示す電源装置では、入力された交流信号Ｖacを、例えば、接地電位(０Ｖ)と電圧Ｖddの間で変化するパルス信号Ｖpsに変換して出力する信号変換回路５が設けられている。
すなわち、発振器２および整流回路３は、信号変換回路５を動作させるための電圧Ｖddを生成し、また、発振器２は、交流信号Ｖacを発生して信号変換回路５に入力する。信号変換回路５は、発振器２からの交流信号Ｖacを、例えば、接地電位(０Ｖ)と電圧Ｖddの間で変化するパルス信号Ｖpsに変換して、スイッチングトランジスタ４２を駆動する。これにより、昇圧コンバータ４におけるスイッチングトランジスタ４２は、急峻なスイッチング動作を行うことになり、高い効率で昇圧動作を行うことが可能になる。
図２は、信号変換回路の一例を示す回路図である。図２に示されるように、信号変換回路５は、縦列接続された２つのインバータ(ＣＭＯＳインバータ)５１，５２、ダイオード５３およびキャパシタ５４を含む。
ここで、参照符号５１Ｐ，５２Ｐは、ノーマリーオフのエンハンスメント型ｐＭＯＳトランジスタを示し、５１Ｎ，５２Ｎは、ノーマリーオフのエンハンスメント型ｎＭＯＳトランジスタを示す。
すなわち、発振器２からの交流信号Ｖacは、初段インバータ５１の入力ノードＮ２に入力され、初段インバータ５１の出力信号は、２段目インバータ５２の入力ノードＮ３に入力され、２段目インバータ５２の出力ノードＮ４からパルス信号Ｖpsが出力される。
これにより、例えば、発振器２から出力される±５Ｖの交流正弦波信号(交流信号)Ｖacは、４．４Ｖ(５Ｖからダイオード５３の順方向降下電圧ＶＦ(＝０．６Ｖ)だけ低い電圧)と０Ｖ(接地電圧)で変化するパルス信号Ｖpsに変換されることになる。
ここで、初段インバータ５１のｐＭＯＳトランジスタ５１Ｐに注目すると、このトランジスタ５１Ｐのゲート−ソース間電圧Ｖgsは、例えば、交流信号Ｖacが負のときに、１０Ｖ近い過電圧となり、トランジスタ５１Ｐが壊れる虞がある。
図３は、信号変換回路の他の例を示す回路図であり、初段インバータ５１のトランジスタ５１Ｐに過電圧が印加されないようにしたものであり、図２の信号変換回路に対して、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１が追加されている。
すなわち、図３に示されるように、発振器２からの交流信号Ｖacは、順方向のダイオードＤ１を介して初段インバータ５１の入力ノードＮ２に入力され、このノードＮ２と接地間に抵抗Ｒ１が設けられている。
図４は、図３に示す信号変換回路における消費電力を説明するための図であり、図４(a)は、発振器２からの交流信号Ｖacおよびインバータ５１の入力ノードＮ２の信号Ｖrecの波形を示し、図４(b)は、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１の消費電力を個別に示す。さらに、図４(c)は、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１の総消費電力を示す。
図４(a)に示されるように、例えば、±５Ｖの交流信号Ｖacは、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１により負側の信号がカットされ、５Ｖ〜０Ｖで変化する半波信号Ｖrecとしてインバータ５１の入力ノードＮ２に入力される。
このとき、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１は、それぞれ交流信号Ｖacが正の時に電力を消費する。具体的に、図４(b)に示されるように、交流信号Ｖacの電圧レベルに応じて、ダイオードＤ１の消費電力は、例えば、最大０．６μＷ程度、１周期平均で１８３．２５ｎＷ程度となる。また、抵抗Ｒ１の消費電力は、最大３．７μＷ程度、１周期平均で８４６．２５ｎＷ程度となる。
従って、図４(c)に示されるように、ダイオードＤ１および抵抗Ｒ１の総消費電力は、１周期平均で、ほぼ１．０３μＷ(≒１８３．２５ｎＷ＋８４６．２５ｎＷ)程度となり、例えば、環境発電に適用した場合に大きな問題となる。なお、信号変換回路に対する低消費電力の要望は、環境発電の分野に限られたものではないのはいうまでもない。
以下、信号変換回路および電源装置の実施例を、添付図面を参照して詳述する。図５は、本実施形態の信号変換回路の一例を示すブロック図である。図５において、２は発振器、５は信号変換回路、５１，５２はインバータ(ＣＭＯＳインバータ)、５３はダイオード、５４はキャパシタ、そして、５５は半波生成回路を示す。
図５に示されるように、本実施形態の信号変換回路５において、発振器２からの交流信号Ｖacは、半波生成回路５５を介して初段インバータ５１の入力ノードＮ２に入力されるようになっている。
ここで、半波生成回路５５は、例えば、±５Ｖの交流信号Ｖacを、５Ｖ〜０Ｖで変化する半波信号ＶrecとしてノードＮ２に出力する。これにより、例えば、初段インバータ５１のｐＭＯＳトランジスタ５１Ｐのソース−ゲート間電圧Ｖgsが過電圧となるのを回避して、トランジスタ５１Ｐが壊れるのを防止するようになっている。
なお、２段目インバータ５２の出力ノードＮ４からは、例えば、４．４Ｖ(５Ｖからダイオード５３の順方向降下電圧ＶＦ(＝０．６Ｖ)だけ低い電圧)と０Ｖ(接地電圧)でデューティ率５０％のパルス信号Ｖpsが出力されることになる。次に、半波生成回路５５の実施例を詳述する。
図６は、信号変換回路の第１実施例を示す回路図である。図６に示されるように、第１実施例の信号変換回路において、半波生成回路５５は、２つのノーマリーオフのエンハンスメント型ｐＭＯＳトランジスタＭＰ１およびＭＰ２を含む。
ｐＭＯＳトランジスタ(第１ＭＯＳトランジスタ)ＭＰ１のドレインおよびｐＭＯＳトランジスタ(第２ＭＯＳトランジスタ)ＭＰ２のゲートは、交流信号Ｖacが入力されたノード(交流信号入力ノード)Ｎinに接続されている。
また、トランジスタＭＰ１のソースおよびバックゲート、並びに、トランジスタＭＰ２のソースおよびバックゲートは、共通接続されて、初段インバータ５１の入力ノードＮ２に接続されている。なお、トランジスタＭＰ１のゲートおよびトランジスタＭＰ２のドレインは、接地されている。
図７は、図６に示す信号変換回路における消費電力を説明するための図であり、図７(a)は、発振器２からの交流信号Ｖacおよびインバータ５１の入力ノードＮ２の信号Ｖrecの波形を示し、図７(b)は、トランジスタＭＰ１およびＭＰ２の消費電力を個別に示す。さらに、図７(c)は、トランジスタＭＰ１およびＭＰ２の総消費電力を示す。
図７(a)に示されるように、±５Ｖの交流信号Ｖacは、信号変換回路５５(ｐＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２)により負側(低電位側)の信号がカットされ、５Ｖ〜０Ｖで変化する高電位側の半波信号Ｖrecとしてインバータ５１の入力ノードＮ２に入力される。
このとき、トランジスタＭＰ１は、交流信号Ｖacが０Ｖから正電圧に立ち上がるときに電力を消費し、トランジスタＭＰ２は、交流信号Ｖacが０Ｖから負電圧に立ち下がるときに電力を消費する。ここで、トランジスタＭＰ１，ＭＰ２の電力消費は、各トランジスタがスイッチング動作を行う瞬間的なものとなっている。
具体的に、図７(b)に示されるように、トランジスタＭＰ１の消費電力は、交流信号Ｖacの電圧レベルが０Ｖから正電圧に立ち上がるとき、例えば、最大２４０ｎＷ程度、１周期平均で１．６６ｎＷ程度となる。また、トランジスタＭＰ２の消費電力は、交流信号Ｖacの電圧レベルが０Ｖから負電圧に立ち下がるとき、例えば、最大９０ｎＷ程度、１周期平均で１．１５ｎＷ程度となる。
従って、図７(c)に示されるように、トランジスタＭＰ１，ＭＰ２の総消費電力は、１周期平均で、ほぼ２．８１ｎＷ(≒１．６６ｎＷ＋１．１５ｎＷ)程度となる。これは、例えば、前述した図３に示す信号変換回路における消費電力(１．０３μＷ)の約１／３５０以下(約０．２８％以下)となり、消費電力を大幅に低減することが可能なのが分かる。
図８は、信号変換回路の第２実施例を示す回路図である。図８と上述した図７の比較から明らかなように、第２実施例の信号変換回路は、第１実施例の信号変換回路におけるｐＭＯＳトランジスタＭＰ１，ＭＰ２をｎＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２として、負のパルス信号Ｖpsを出力するようになっている。
すなわち、図７に示されるように、第２実施例の信号変換回路において、半波生成回路５５は、２つのノーマリーオフのエンハンスメント型ｎＭＯＳトランジスタＭＮ１およびＭＮ２を含む。
ｎＭＯＳトランジスタ(第１ＭＯＳトランジスタ)ＭＮ１のドレインおよびｎＭＯＳトランジスタ(第２ＭＯＳトランジスタ)ＭＮ２のゲートは、交流信号Ｖacが入力されたノードＮinに接続されている。
また、トランジスタＭＮ１のソースおよびバックゲート、並びに、トランジスタＭＮ２のソースおよびバックゲートは、共通接続されて、初段インバータ５１の入力ノードＮ２に接続されている。なお、トランジスタＭＮ１のゲートおよびトランジスタＭＮ２のドレインは、接地されている。
これにより、±５Ｖの交流信号Ｖacは、信号変換回路５５(ｎＭＯＳトランジスタＭＮ１，ＭＮ２)により、正側(高電位側)の信号がカットされ、０Ｖ〜−５Ｖで変化する低電位側の半波信号Ｖrecとしてインバータ５１の入力ノードＮ２に入力される。
そして、２段目インバータ５２の出力ノードＮ４からは、例えば、０Ｖ(接地電圧)と−４．４Ｖ(−５Ｖからダイオード５３のＶＦ(＝０．６Ｖ)だけ高い電圧)でデューティ率５０％のパルス信号Ｖpsが出力されることになる。
ここで、トランジスタＭＮ１，ＭＮ２の電力消費は、各トランジスタがスイッチング動作を行う瞬間的なものとなり、第１実施例と同様に、前述した図３に示す信号変換回路における消費電力を大幅に低減することができる。
図９は、信号変換回路の第３実施例を示す回路図である。図９と前述した図６の比較から明らかなように、第３実施例の信号変換回路は、第１実施例の信号変換回路に対して、パルス信号Ｖspのデューティ率を制御するデューティ率制御回路７が追加されている。
デューティ率制御回路７は、例えば、図１を参照して説明した昇圧コンバータ４におけるスイッチングトランジスタ(ｎＭＯＳトランジスタ)４２を、オン期間が長くてオフ期間が短くなるように、パルス信号Ｖspのデューティ率を制御するものである。
図９に示されるように、デューティ率制御回路７は、ＮＯＲゲート(論理回路)７１，キャパシタ７２およびインバータ(波形整形用インバータ)７３を含む。ＮＯＲゲート７１は、初段インバータ５１の出力信号と２段目インバータ５２の出力信号を受け取ってＮＯＲ論理を取ってインバータ７３の入力ノードＮ５に出力する。
キャパシタ７２は、インバータ５２の出力信号(Ｖ２)のレベル変化を鈍らせて所定の遅延を与えて、ＮＯＲゲート７１の出力信号のデューティ率を制御するもので、インバータ５２の出力ノードＮ４と接地ノード間に接続されている。ここで、インバータ７３は、ＮＯＲゲート７１の出力信号を反転して波形整形するためのものである。
なお、デューティ率制御回路７は、図９に示す回路に限定されるものではなく、例えば、論理回路７１は、ＮＯＲゲート以外のものでもよく、また、キャパシタ７２の接続個所やインバータ７３の数も、様々に変化させることができるのはいうまでもない。
図１０は、図９に示す信号変換回路の動作を説明するための図である。なお、図９に示されるように、参照符号Ｖ１は、初段インバータ５１の出力信号、Ｖ２は、２段目インバータ５２の出力信号、Ｖ３は、ＮＯＲゲート７１の出力信号、そして、Ｖ０は、波形整形用インバータ７３の出力信号(パルス信号Ｖps)を表している。
図９および図１０に示されるように、例えば、入力ノードＮinに入力された交流正弦波信号(交流信号)Ｖacは、Ｖ１→Ｖ２→Ｖ３→Ｖ０(Ｖps)と変化し、昇圧コンバータ４におけるスイッチングトランジスタ(ｎＭＯＳ)４２のスイッチングを制御する。
すなわち、スイッチングトランジスタ(ｎＭＯＳ)４２は、パルス信号Ｖps(Ｖ０)により、例えば、１％がオフ期間で９９％がオン期間となるように制御される。これにより、例えば、昇圧コンバータ４の入力電圧(微小電圧)Ｖinが２０ｍＶのとき、昇圧コンバータ４から出力される電源電圧Ｖoを２Ｖまで昇圧することが可能となる。
図１１は、図９に示す信号変換回路を搭載した電源装置の一実施例を示すブロック図である。上述した各実施例の信号変換回路５は、発振器２および昇圧コンバータ４と共に、電源装置１００として提供することができる。
なお、前述したように、微小電圧発生部１は、例えば、光発電器，電磁波発電器，振動発電器，熱発電器等の環境発電器でもよいが、それに限定されるものではない。また、電源装置１００は、例えば、半導体チップとして形成することもできる。この場合、例えば、発振器２におけるトランス等を外付け部品とすることもできるのはいうまでもない。
以上、実施形態を説明したが、ここに記載したすべての例や条件は、発明および技術に適用する発明の概念の理解を助ける目的で記載されたものであり、特に記載された例や条件は発明の範囲を制限することを意図するものではない。また、明細書のそのような記載は、発明の利点および欠点を示すものでもない。発明の実施形態を詳細に記載したが、各種の変更、置き換え、変形が発明の精神および範囲を逸脱することなく行えることが理解されるべきである。
以上の実施例を含む実施形態に関し、さらに、以下の付記を開示する。
（付記１）
交流信号を受け取って、高電位側または低電位側の半波信号を生成する半波生成回路と、
生成された前記半波信号を受け取って、パルス信号を生成する少なくとも１つのインバータと、を有する、
ことを特徴とする信号変換回路。
（付記２）
前記半波生成回路は、同じ導電型の第１ＭＯＳトランジスタおよび第２ＭＯＳトランジスタを含み、
前記第１ＭＯＳトランジスタのドレインおよび前記第２ＭＯＳトランジスタのゲートは、前記交流信号が入力された交流信号入力ノードに接続され、
前記第１ＭＯＳトランジスタのソースおよびバックゲート、並びに、前記第２ＭＯＳトランジスタのソースおよびバックゲートは、共通接続されて、前記少なくとも１つのインバータにおける初段インバータの入力ノードに接続され、
前記第１ＭＯＳトランジスタのゲートおよび前記第２ＭＯＳトランジスタのドレインは、接地される、
ことを特徴とする付記１に記載の信号変換回路。
（付記３）
前記第１および第２ＭＯＳトランジスタは、ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタであり、
前記半波生成回路は、高電位側の半波信号を生成して、前記初段インバータの入力ノードに出力する、
ことを特徴とする付記２に記載の信号変換回路。
（付記４）
前記第１および第２ＭＯＳトランジスタは、ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタであり、
前記半波生成回路は、低電位側の半波信号を生成して、前記初段インバータの入力ノードに出力する、
ことを特徴とする付記２に記載の信号変換回路。
（付記５）
前記少なくとも１つのインバータは、縦列接続された２段のインバータである、
ことを特徴とする付記１乃至付記４のいずれか１項に記載の信号変換回路。
（付記６）
微小電圧発生部からの微小電圧から負荷回路に与える電源電圧を生成する昇圧コンバータと、
前記微小電圧を受け取って、前記交流信号を生成する発振器と、
付記１乃至付記５のいずれか１項に記載の信号変換回路と、を有し、
前記信号変換回路から出力された前記パルス信号により、前記昇圧コンバータを駆動して前記電源電圧を生成する、
ことを特徴とする電源装置。
（付記７）
前記昇圧コンバータは、
前記微小電圧を昇圧するインダクタおよびスイッチングトランジスタ、並びに、昇圧された電圧を平滑するダイオードおよびキャパシタを含み、
前記信号変換回路は、さらに、
前記スイッチングトランジスタのオン期間を長くして、前記微小電圧を昇圧する比率が高くなるように、前記パルス信号のデューティ率を制御するデューティ率制御回路を含む、
ことを特徴とする付記６に記載の電源装置。
（付記８）
前記少なくとも１つのインバータは、縦列接続された初段インバータおよび２段目インバータを含み、
前記デューティ率制御回路は、
前記初段インバータの出力信号と前記２段目インバータの出力信号の論理を取る論理回路と、
前記２段目インバータの出力信号のレベル変化を鈍らせて所定の遅延を与え、前記論理回路の出力信号のデューティ率を制御するキャパシタと、を含む、
ことを特徴とする付記７に記載の電源装置。
（付記９）
前記論理回路は、ＮＯＲゲートであり、
前記キャパシタは、前記２段目インバータの出力ノードと接地ノード間に接続され、
前記デューティ率制御回路は、さらに、
前記ＮＯＲゲートの出力信号を波形整形する波形整形用インバータを含み、
前記波形整形用インバータの出力信号が、前記スイッチングトランジスタのゲートに入力されるようになっている、
ことを特徴とする付記８に記載の電源装置。
（付記１０）
前記微小電圧発生部は、環境発電器である、
ことを特徴とする付記６乃至付記９のいずれか１項に記載の電源装置。
１ 微小電圧発生部(環境発電器)
２ 発振器
３ 整流回路
４ 昇圧コンバータ
５ 信号変換回路
６ 負荷回路
７ デューティ率制御回路
２１ トランス
２２ ディプレッション型ｎＭＯＳトランジスタ
２３ キャパシタ
４１ インダクタ
４２ スイッチングトランジスタ
４３ ダイオード
４４ キャパシタ
５１ ＣＭＯＳインバータ(第１インバータ)
５２ ＣＭＯＳインバータ(第２インバータ)
５３ ダイオード
５４ キャパシタ
７１ ＮＯＲゲート(論理回路)
７２ キャパシタ
７３ インバータ(波形整形用インバータ)
１００ 電源装置

Claims (6)

  1. 微小電圧を受け取る発振器により生成された交流信号を受け取って、高電位側または低電位側の半波信号を生成する半波生成回路と、
    生成された前記半波信号を受け取って、パルス信号を生成する少なくとも１つのインバータと、を有し、昇圧コンバータを駆動する信号変換回路であって、
    前記半波生成回路は、同じ導電型の第１ＭＯＳトランジスタおよび第２ＭＯＳトランジスタを含み、
    前記第１ＭＯＳトランジスタのドレインおよび前記第２ＭＯＳトランジスタのゲートは、前記交流信号が入力された交流信号入力ノードに接続され、
    前記第１ＭＯＳトランジスタのソースおよびバックゲート、並びに、前記第２ＭＯＳトランジスタのソースおよびバックゲートは、共通接続されて、前記少なくとも１つのインバータにおける初段インバータの入力ノードに接続され、
    前記第１ＭＯＳトランジスタのゲートおよび前記第２ＭＯＳトランジスタのドレインは、接地される、
    ことを特徴とする信号変換回路。
  2. 微小電圧発生部からの微小電圧から負荷回路に与える電源電圧を生成する昇圧コンバータと、
    前記微小電圧を受け取って、交流信号を生成する発振器と、
    前記交流信号を受け取って、高電位側または低電位側の半波信号を生成する半波生成回路、および、生成された前記半波信号を受け取って、パルス信号を生成する少なくとも１つのインバータを含む信号変換回路と、を有し、
    前記信号変換回路から出力された前記パルス信号により、前記昇圧コンバータを駆動して前記電源電圧を生成する、
    ことを特徴とする電源装置。
  3. 前記昇圧コンバータは、
    前記微小電圧を昇圧するインダクタおよびスイッチングトランジスタ、並びに、昇圧された電圧を平滑するダイオードおよびキャパシタを含み、
    前記信号変換回路は、さらに、
    前記スイッチングトランジスタのオン期間を長くして、前記微小電圧を昇圧する比率が高くなるように、前記パルス信号のデューティ率を制御するデューティ率制御回路を含む、
    ことを特徴とする請求項２に記載の電源装置。
  4. 前記少なくとも１つのインバータは、縦列接続された初段インバータおよび２段目インバータを含み、
    前記デューティ率制御回路は、
    前記初段インバータの出力信号と前記２段目インバータの出力信号の論理を取る論理回路と、
    前記２段目インバータの出力信号のレベル変化を鈍らせて所定の遅延を与え、前記論理回路の出力信号のデューティ率を制御するキャパシタと、を含む、
    ことを特徴とする請求項３に記載の電源装置。
  5. 前記論理回路は、ＮＯＲゲートであり、
    前記キャパシタは、前記２段目インバータの出力ノードと接地ノード間に接続され、
    前記デューティ率制御回路は、さらに、
    前記ＮＯＲゲートの出力信号を波形整形する波形整形用インバータを含み、
    前記波形整形用インバータの出力信号が、前記スイッチングトランジスタのゲートに入力されるようになっている、
    ことを特徴とする請求項４に記載の電源装置。
  6. 前記微小電圧発生部は、環境発電器である、
    ことを特徴とする請求項２乃至請求項５のいずれか１項に記載の電源装置。
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