JP6350762B2 - 光送信器および光通信方法 - Google Patents

Description

本発明は、光送信器および光通信方法に関し、特に、デジタル信号処理技術を用いる光送信器および光通信方法に関する。

デジタル信号処理（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｉｎｇ：ＤＳＰ）技術は、光ファイバーなどの媒体を伝送中の光信号に影響を及ぼす劣化を、劣化の逆フィルタ特性を適用することによって補償することができる。これにより、光ファイバーによる大容量伝送または光ファイバーの長距離にわたる伝送が可能になる。これらの技術は、受信器内の受信信号およびそれを復調するために用いられるＤＳＰに適用することができる。

しかしながら、デジタル信号処理技術の適用は、受信器側に限定されるものではなく、これらの技術はさらなる便益のために送信器側にも適用することができる。このような構成において、ＤＳＰはデジタル・アナログ変換器（Ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ Ａｎａｌｏｇ Ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＤＡＣ）とともに用いられるが、デジタル・アナログ変換器は処理されたデジタル信号を、光搬送波を変調するアナログ信号に変換する。以下の説明においては、処理されたデジタル信号の情報に従って光信号を送出するためにＤＳＰおよびＤＡＣを備えた送信器をデジタル送信器と呼ぶ。このような形態において、デジタル送信器のＤＳＰは、送信器ハードウェアの不完全性を送信器側において予め補償し、システム性能を向上させるために用いられる。デジタル送信器はまた、波長分散（Ｃｈｒｏｍａｔｉｃ Ｄｉｓｐｅｒｓｉｏｎ：ＣＤ）などのファイバー伝送中の線形劣化や非線形劣化を予め補償することが可能である。このような補償は、出典によって前置補償（ｐｒｅ−ｃｏｍｐｅｎｓａｔｉｏｎ）、予等化（ｐｒｅ−ｅｑｕａｌｉｚａｔｉｏｎ）、またはプリディストーション（ｐｒｅ−ｄｉｓｔｏｒｔｉｏｎ）とも呼ばれる。

ＤＳＰおよびＤＡＣを備えた送信器一例が、特許文献１に記載されている。特許文献１に記載された光送信装置は、デジタル信号処理部、Ｄ／Ａコンバータ、偏波多重変調部、受光部、検出部、および補正部を有する。

デジタル信号処理部は、駆動信号を生成する駆動信号生成部として機能する。偏波多重変調部は、駆動信号に応じて光信号を変調する。検出部は、変調部が出力する光信号に対する、駆動信号に含まれる信号成分の変動を検出する。補正部は、検出部の検出結果に応じて、変調部の非線形特性が線形特性に近づくように駆動信号生成部のパラメータを補正する。

特許文献１に記載された光送信装置によれば、変調部の非線形特性を補償することができる、としている。

特開２０１４−１０３５９４号公報

特許文献１に記載された関連する光送信器は、重畳信号ｈ（ｔ）が基準信号ｆ（ｔ）に重畳されている駆動信号Ｆ（ｔ）（Ｆ（ｔ）＝ｆ（ｔ）＋ｈ（ｔ））を用いる。基準信号ｆ（ｔ）は、その周波数が時間に応じて変動する信号である。例えば、基準信号ｆ（ｔ）の周波数はｆ１からｆ３に変動し、時間が経過するにつれて高くなる。一方、光送信器により送信されるデータはランダムであり固定ビットレートを有するが、周波数成分が分散している。従って、基準信号ｆ（ｔ）が、関連する光送信器によって送信されるデータとはなり得ない。

そのため、通信のためのデータ送信には適応していない基準信号ｆ（ｔ）を送出する必要があるので、特許文献１に記載された補償技術を関連する光送信器の運用中に用いることはできない。従って、関連する光送信器は、送信器のキャリブレーション中の使用に限定され、動作中に送信器の線形性を制御するために用いることはできない。すなわち、関連する光送信器は、送信器における理想的ではない線形性を補償することはできるが、送信器における非線形性の将来の変化を補償することはできない。

しかしながら、光通信システムは、変化する環境の中で長い期間にわたって、典型的には１０年以上にわたって使用される。このような制約は、現場で使用されるデジタル送信器の構成部品の特性に影響を及ぼす。デジタル送信器で用いられる変調器の特性は、温度などの環境条件の変化および経年による特性の変化が原因となり、送信器の寿命にわたって変化する。そのため、送信器の最適な特性を維持するために、デジタル送信器における線形性の補償もまた、その寿命の間に変化させなければならない。しかしながら、運用中は実際のデータが伝送されているので、運用中に線形性を補償するためのキャリブレーションを実行することはできない。

上述したように、動作中に光送信器における非線形性を補償することができないという課題があった。

本発明の好適な目的の一つは、動作中に光送信器における非線形性を補償することができないという上述した課題を解決する光送信器および光通信方法を提供することである。

本発明の好適な一の側面による光送信器は、デジタルデータが所定数のデータ区間のうちの１つに含まれる場合、送信対象のデジタルデータに係数を加算し、所定数は２以上の整数であり、光送信器によって送信されるデータのシンボル周期よりも長い周期で係数を変更する選択的加算手段と、パラメータを用いてデジタルデータを処理するデータ処理手段と、選択的加算手段およびデータ処理手段によって調整されたデジタルデータから駆動信号を生成する駆動信号手段と、駆動信号によって、光を光信号に変調する変調手段と、加算される係数を変更する周期によって定まる周波数成分を有する光信号をモニタすることによって得られるモニタ信号を受け付け、モニタ信号が極値を取るようにデータ処理手段のパラメータを修正する制御手段、とを有する。

本発明の好適な一の側面光通信方法は、（ａ）デジタルデータが所定数のデータ区間のうちの１つに含まれる場合、送信対象のデジタルデータに対して係数を加算し、所定数は２以上の整数であり、（ｂ）係数を、送信されるデータのシンボル周期よりも長い周期で変更し、（ｃ）パラメータを用いてデジタルデータを処理し、（ｄ）ステップ（ａ）およびステップ（ｃ）によって調整されたデジタルデータから駆動信号を生成し、（ｅ）駆動信号によって、光を光信号に変調し、（ｆ）加算される係数を変更する周期によって定まる周波数成分を有する光信号をモニタすることによって得られるモニタ信号を受け付け、（ｇ）モニタ信号が極値を取るように、ステップ（ｃ）のパラメータを修正する。

本発明による好適な一の効果は、動作中に光送信器における非線形性を補償することが可能になることである。

図１は、本発明の第１の実施形態に係る光送信器の構成を示すブロック図である。 図２は、本発明の第２の実施形態に係る光送信器の構成を示すブロック図である。 図３Ａは、本発明の第２の実施形態に係る光送信器が備える選択的加算部の動作を説明するためのフローチャートである。 図３Ｂは、図３Ａを用いて説明した処理によるデジタルデータの状態を説明するための概略図である。 図４は、本発明の第２の実施形態に係る光送信器が備えるＬＵＴ部のルックアップテーブルを表すグラフである。 図５Ａは、最大制御でのモニタ信号のシミュレーション結果を示すグラフである。 図５Ｂは、最小制御でのモニタ信号のシミュレーション結果を示すグラフである。 図５Ｃは、異なるデジタル処理ステップに対するモニタ信号のシミュレーション結果を示すグラフである。 図５Ｄは、最小制御でのモニタ信号のシミュレーション結果を示すグラフである。 図６は、本発明の第３の実施形態に係る光送信器の構成を示すブロック図である。 図７は、本発明の第４の実施形態に係る光トランスポンダの構成を示すブロック図である。 図８は、本発明の第４の実施形態に係るトランスポンダによって受信した信号のＱ値を示すグラフである。

以下に、図面を参照しながら、本発明の実施形態について説明する。
第１の実施形態

図１は、本発明の第１の実施形態に係る光送信器の構成を示すブロック図である。光送信器１０は、選択的加算手段としての選択的加算部２０、データ処理手段としてのデータ処理部３０、駆動信号手段としての駆動信号部４０、変調手段としての変調器５０、および制御手段としての制御器６０を有する。

選択的加算部２０は、デジタルデータが所定数のデータ区間のうちの１つに含まれる場合、送信対象のデジタルデータに係数を加算する。ここで、所定数は２以上の整数である。選択的加算部２０は、光送信器１０によって送信されるデータのシンボル周期よりも長い周期でその係数を変更する。

データ処理部３０は、パラメータを用いてデジタルデータを処理する。駆動信号部４０は、選択的加算部２０およびデータ処理部３０によって調整されたデジタルデータから駆動信号を生成する。変調器５０は、駆動信号によって光を光信号に変調する。そして、制御器６０は、加算される係数を変更する周期によって定まる周波数成分を有する光信号をモニタすることによって得られるモニタ信号を受け付け、モニタ信号が極値を取るようにデータ処理部３０のパラメータを修正する。

光送信器１０は、特別なパターンから生成されるデータを送出することを必要としない。従って、本実施形態に係る光送信器１０によれば、動作中に光送信器における非線形性を補償することが可能になる。

データ処理部３０は、符号化部（手段）、固定ルックアップテーブル、および調整部（手段）を備えることが可能である。符号化部は、デジタルデータを符号化することによりデータ値を取得する。固定ルックアップテーブルは、固定ルックアップテーブルに入力される入力データ値と固定ルックアップテーブルから出力される出力データ値とを相関づける。そして調整部は、入力データ値および出力データ値に、上述したパラメータとしての乗算パラメータを乗算する。

あるいは、データ処理部３０は、上述したパラメータとして設定パラメータを用いて、デジタルデータに対して関数演算を実行する補償部（手段）を備えることが可能である。

次に、本実施形態に係る光通信方法について説明する。

この光通信方法においては、デジタルデータが所定数のデータ区間のうちの１つに含まれる場合、送信対象のデジタルデータに係数を加算する。ここで、所定数は２以上の整数である。この係数を、送信されるデータのシンボル周期よりも長い周期で変更する。パラメータを用いてデジタルデータを処理する。その後、上記ステップによって調整されたデジタルデータから、駆動信号を生成する。この駆動信号によって、光を光信号に変調する。加算される係数を変更する周期によって定まる周波数成分を有する光信号をモニタすることによって得られるモニタ信号を受け付ける。そして、モニタ信号が極値を取るように、このパラメータを修正する。

係数を加算するステップにおいて、データ区間のうち少なくとも１つは、光を変調するステップにおいて光波の最大伝送と最小伝送との平均となる駆動信号に対応するデジタルデータを符号化することによって得られるデータ値を含むことが可能である。あるいは、係数を加算するステップにおいて、データ区間のうち少なくとも１つは、光を変調するステップにおいて光波の最大伝送と最小伝送との平均となる駆動信号に対応するデジタルデータを符号化することによって得られるデータ値と、光を変調するステップにおいて光波の最大伝送となる駆動信号に対応するデジタルデータを符号化することによって得られるデータ値、との間に含まれる。

第１の係数を、一のデータ区間におけるデジタルデータに加算し、かつ、第１の係数と符号が反対である第２の係数を、別のデータ区間におけるデジタルデータに加算することが可能である。

上述した光通信方法によれば、動作中に光送信器における非線形性を補償することが可能になる。
第２の実施形態

次に、本発明の第２の実施形態について説明する。図２は、本発明の第２の実施形態に係る光送信器１００の構成を示すブロック図である。

光送信器１００は、レーザ１５０から送出される光を、変調器１５１を用いて変調することによって生成した光信号１０２を送出する。ＤＳＰ（ｄｉｇｉｔａｌ ｓｉｇｎａｌ ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）１１０によって処理されたバイナリデータストリーム１０１に従って、変調を行う。バイナリデータストリーム１０１は論理表現形式であり、いくつかの並列ストリームから構成され得る。ＤＳＰ１１０のアナログ出力は、ドライバーとして用いられる増幅器１６１、１６２、１６３、および１６４によって増幅される。ドライバーは、変調器１５１に適した振幅を有する電気信号を生成する。

変調器１５１とレーザ１５０は集積化することができる。あるいは、直接変調レーザの場合には、レーザ１５０が放射した光を直接変調することが可能である。

ＤＳＰ１１０は、バイナリデータストリーム１０１から適切なデータレーンを生成するシリアライザ／デシリアライザ１１１を有する。光送信器１００は二重偏波ＩＱ変調器１５１であることが特徴であり、これは出典によりベクトル変調器またはカーテシアン変調器とも呼ばれる。二重偏波ＩＱ変調器１５１は、４つのトリビュタリＸＩ、ＸＱ、ＹＩおよびＹＱに従って光波を変調する。ここで、ＸおよびＹは偏波を示し、ＩおよびＱは位相を示す。よって、シリアライザ／デシリアライザ１１１は４つのトリビュタリ信号を生成する。これらトリビュタリのそれぞれは、並列低速信号から構成され得る。

シリアライザ／デシリアライザ１１１の出力は符号化部１１２によって符号化されるが、符号化部１１２は、ＱＰＳＫ、８ＱＡＭ、および１６ＱＡＭを含む種々の変調フォーマットに対するフィードフォワード訂正（ｆｅｅｄ ｆｏｒｗａｒｄ ｃｏｒｒｅｃｔｉｏｎ：ＦＥＣ）符号化処理と、トレーニングシンボルの挿入処理のみならずフレーム化処理を行う。ＤＳＰ部１１３は、非線形等化やフロントエンドの不完全性の補償を含む線形等化などの様々な補償処理を行う。また、ＤＳＰ部１１３によってナイキスト整形などのスペクトル整形を施すことができる。ＤＳＰ部１１３の出力は、調整部１１４に送られる。

調整部１１４は、例えば、ＬＵＴ部１１５に入力される信号に対する利得を調整するステージに相当する乗算ステージである。ＬＵＴ部１１５は、ＤＳＰ１１０が送出しドライバー１６１、１６２、１６３、および１６４によって増幅される駆動信号の線形性の不完全性と、変調器１５１によって変調される信号を補償するために用いられる。ＬＵＴ部１１５は４つの個々のＬＵＴから成り、各ＬＵＴは対応するトリビュタリ、すなわちＸＩ、ＸＱ、ＹＩ、およびＹＱのうちの１つに適用される。ＬＵＴ部１１５の出力は、調整部１１６によって調整される。調整部１１６は、例えば、ＬＵＴ部１１５が出力した信号の利得を調整するステージに相当する乗算ステージである。

選択的加算部１１８は、調整部１１６の出力に選択的加算を行う。選択的加算部１１８はまず、入力デジタルデータを複数の区間と比較する。データが一の区間に含まれている場合、選択的加算部１１８は、入力デジタルデータに係数を加算する。加算される係数は加算係数部１２１から提供されるが、この加算係数部１２１は係数の値を記憶しＮシンボルごとにそれらの値を更新する。ここで、Ｎは２以上の整数である。低周波数クロック部１２３によってＮシンボルごとに同期が行われる。この低周波数クロック部１２３は周波数Ｆ／Ｎに関連する同期信号を生成する。ここで、Ｆは光送信器１００のシンボルレートである。ＤＳＰ制御部１２２は加算係数部１２１の動作を制御する。ＤＳＰ制御部１２２はまた、調整部１１４、１１６の利得値を制御する。調整部１１４、１１６は、ＤＳＰ１１０の４本のトリビュタリのそれぞれに個々の調整値を供給する。

一の実装形態では、選択的加算部１１８が実行する選択的加算のための係数は、ＤＳＰ１１０の４本のトリビュタリの間で異なる。従って、加算係数部１２１は、４セットの係数を選択的加算部１１８に供給する。

トリビュタリＸＩに関連する係数は、Ｎ（ＸＩ）シンボルごとに更新される。トリビュタリＸＱ、ＹＩおよびＹＱに関連する係数はそれぞれ、Ｎ（ＸＱ）、Ｎ（ＹＩ）、およびＮ（ＹＱ）シンボルごとに更新される。各整数Ｎ（ＸＩ）、Ｎ（ＸＱ）、Ｎ（ＹＩ）、およびＮ（ＹＱ）は２以上である。低周波数クロック部１２３は、Ｆ／Ｎ（ＸＩ）、Ｆ／Ｎ（ＸＱ）、Ｆ／Ｎ（ＹＩ）、およびＦ／Ｎ（ＹＱ）の周波数で、４つの同期信号を供給する。または、低周波数クロック部１２３は周波数Ｆ／Ｎを供給し、周波数Ｆ／Ｎ（ＸＩ）、Ｆ／Ｎ（ＸＱ）、Ｆ／Ｎ（ＹＩ）、およびＦ／Ｎ（ＹＱ）は周波数変換によってＦ／Ｎから生成される。一の実装形態では、整数Ｎ（ＸＩ）、Ｎ（ＸＱ）、Ｎ（ＹＩ）、およびＮ（ＹＱ）は異なる。他の実装形態においては、これらの一部または全てを等しくすることができる。

選択的加算部１１８の出力は、ＤＳＰ部１１９によって処理される。ＤＳＰ部１１９は迂回され得るが、ＤＳＰ部１１９にクリッピング処理や利得調整処理を含ませることができる。ＤＳＰ部１１９の出力は、デジタル・アナログ変換器（ｄｉｇｉｔａｌ ｔｏ ａｎａｌｏｇ ｃｏｎｖｅｒｔｅｒ：ＤＡＣ）１２０に提供される。このデジタル・アナログ変換器１２０は、ＤＳＰ１１０によって処理されるデジタルデータからアナログ信号を生成する４つのＤＡＣから成る。

ＤＳＰ１１０内のＤＡＣ１２０によって生成された４つのアナログ出力信号は、ドライバー１６１、１６２、１６３、および１６４によって増幅される。これらのドライバーは、高電圧出力を伴う線形増幅器である。しかしながら、これらの増幅器の線形性は不完全であるので、レーザ１５０から出力される光を光信号１０２に変調するために用いられる駆動信号の線形性を前置補償するために、ＬＵＴ部１１５が用いられる。ＬＵＴ部１１５はまた、ＤＡＣ部１２０、その出力バッファ、および変調器１５１によって生じる線形性の歪みを補償する。

変調器１５１によって変調された光信号は、タップ部１５２によってタップされる。このタップ部１５２はカプラとして実装することが可能である。タップ部１５２から出力される最高出力の光波は光信号１０２を送出するために用いられ、タップされた最低出力の光波はフォトダイオード１３０に供給される。モニタ生成回路１３１は、強度を電圧に変換し、フォトダイオード１３０の出力をフィルタして増幅する処理を行い、周波数Ｆ／Ｎに関連するモニタ信号を生成する。

タップ部１５２とフォトダイオード１３０は、変調器１５１に集積することが可能である。あるいは、タップ部１５２、フォトダイオード１３０、およびモニタ生成回路１３１を、光送信器１００の外部に配置し、変調器１５１によって出力された光信号からモニタ信号を生成することができる。この場合、モニタ生成回路１３１の出力は、光送信器１００のＤＳＰ１１０内のＤＳＰ制御部１２２に供給される。

図３Ａは、図２に示した選択的加算部１１８の動作を説明するためのフローチャートである。

選択的加算部１１８に入力されるデータをｄで表し、連続したインデックスを示す数字Ｔでインデックス付けしている。

ステップＳ３０１において、ｄ（Ｔ）を選択的加算部１１８に入力する。ステップＳ３１０において、値Ｎまでのインデックスｉでループ処理を開始する。ループインデックスは、選択的加算部１１８における区間の個数を示すために用いられる。Ｌ（１）からＬ（Ｎ）で示される下側境界と、Ｈ（１）からＨ（Ｎ）で示される上側境界を有するＩ（１）からＩ（Ｎ）で示されるＮ個の区間が存在している。加算係数部１２１は、Ｈ（ｉ）およびＬ（ｉ）の値を選択的加算部１１８に供給する。

ステップＳ３１１において、選択的加算部１１８は、上記区間におけるループが終了したか否かを確認する。ループ処理が継続している場合（Ｓ３１１／ＮＯ）、選択的加算部１１８はデータｄ（Ｔ）が区間Ｉ（ｉ）内にあるか、すなわち、境界Ｌ（ｉ）およびＨ（ｉ）の間にあるかを確認する（Ｓ３１２）。データが区間Ｉ（ｉ）の外側に位置している場合（Ｓ３１２／ＮＯ）、選択的加算部１１８はインデックスｉを１つ増加させ、その区間におけるループ処理の終了条件を再度確認する（Ｓ３１１）。

ステップＳ３１２において、データｄ（Ｔ）が区間Ｉ（ｉ）内に位置している場合（Ｓ３１２／ＹＥＳ）、選択的加算部１１８は値Ｋ（ｉ，Ｔ）をデータｄ（Ｔ）に加算する（Ｓ３１３）。この値Ｋ（ｉ，Ｔ）は区間ごとに定められ、時間インデックスＴに依存する。より具体的には、ステップＳ３２０において、Ｎを法とする時間インデックスＴをＮ／２と比較する。ステップＳ３２０の結果に応じて、値Ｋ（ｉ，Ｔ）は、ステップＳ３２１において区間Ｉ（ｉ）ごとに定められる値Ａ（ｉ）をとるか、または、ステップＳ３２２において区間Ｉ（ｉ）ごとに定められる値Ｂ（ｉ）をとる。数字Ｎは、図１に示した低周波数クロック部１２３から基準として与えられる。加算係数部１２１は、値Ａ（ｉ）およびＢ（ｉ）を選択的加算部１１８に供給する。ステップＳ３２０、Ｓ３２１、およびＳ３２２によって、値Ｋ（ｉ）はＮシンボルの周期で変更される。その結果、周波数成分Ｆ／Ｎが生成される。ここで、Ｆはデータｄに従って生成された信号のシンボルレートである。最後に、選択的加算部１１８がこのデータを出力する（Ｓ３１４）。

従って、データｄ（Ｔ）が定められた区間のうちのいずれか１つの内側に位置している場合、周期Ｎで変化する値がデータｄ（Ｔ）に加算される。そうでない場合、データｄ（Ｔ）は選択的加算部１１８によって変更されない。データｄや変調器１５１のバイアス電圧に加えられる周知のディザとは異なり、選択的加算部１１８が行う選択的加算によって、指定された区間のみに対するデータに低周波数成分（Ｆ／Ｎ）を付加することが可能である。このようにして、モニタ生成回路１３１によって生成されたモニタ信号の各データｄ（Ｔ）に対する位相寄与を制御することができる。このことはディザには不可能である。その理由は、ｄ（Ｔ）は任意の値を取ることができるので、その結果、任意の電圧値が変調器１５１に入力されることになり、このことがモニタ生成回路１３１により生成される任意の位相成分を有する周波数成分の一因となるからである。このように、選択的加算部１１８によって、モニタ生成回路１３１を通して有意なモニタ信号を生成することができる。

選択的加算動作は、デジタルデータに適用される変調フォーマットまたは予等化には依存しない。これは、この選択的加算は、データの分布確率に依存することなく、データの特定の範囲に適用されるという事実によるものである。

図３Ｂは、図３Ａを用いて説明した処理によるデジタルデータの状態を説明するための概略図である。

データｄは−２^Ｒから２^Ｒ−１の範囲に及んでいる。ここで、Ｒはデータｄを符号化するビット数である。区間Ｉ（ｉ）の数は４つに設定されており、これらの区間を符号３５１、３５２、３５３、および３５４で示す。３５１で示される区間Ｉ（１）は、Ｌ（１）＝−２^ＲからＨ（１）の範囲である。３５２で示される区間Ｉ（２）はＬ（２）からＨ（２）の範囲であり、データ値−Ｍを含む。３５３で示される区間Ｉ（３）はＬ（３）からＨ（３）の範囲であり、データ値Ｍを含む。３５４で示される区間Ｉ（４）は、Ｌ（４）からＨ（４）＝２^Ｒ−１の範囲である。これらの区間は、互いに独立している。

値Ｈ（１）は、変調器１５１の最大伝送のうちの１点を符号化する負のデータ値がＩ（１）に含まれるように選ばれる。値Ｌ（４）は、変調器１５１の最大伝送のうちの別の点を符号化する正のデータ値がＩ（４）に含まれるように選ばれる。変調器１５１の最大伝送のうちのこれらの点は、ＤＣバイアスとして変調器１５１に加えられる２×Ｖｐｉを法とする電圧０または２×Ｖｐｉに対して得られる。ここでＶｐｉは、変調器１５１における最大伝送と最小伝送との電圧差を表す。データ値Ｍは、Ｖｐｉ／２に対応する電圧に対して符号化される。

図４は、調整部１１４、１１６を用いてＬＵＴ部１１５で線形性を補償するために用いられるルックアップテーブルを表すグラフである。図４は、符号４０１、４０２、４２１、４２２、および４２３によって示される５つの曲線と、２つの直線４１１および４１２とを示す。このグラフは、正の範囲にある入力データに対して出力データをプロットしたものである。図２に示した光送信器１００のＸＩトリビュタリに対してＬＵＴ部１１５によって使用されるＬＵＴが、正の範囲でプロットされている。特に、このグラフは見易さのためだけに正の範囲に限定されており、負の範囲におけるＬＵＴは、対称中心としての原点（０，０）に対して正の範囲のものと対称である。データは８ビットで符号化されているので、−１２８から１２７の間の範囲にある（図３Ｂにおける定義からＲ＝８）。

時間Ｔ０において、ＬＵＴ部１１５のＬＵＴは線形性の不完全性を補償するが、それは曲線４０１でプロットされている。長期間、例えば５年が経過すると、経年劣化および動作条件の変化が、ＤＡＣ１２０および変調器１５１はもちろん増幅器１６１、１６２、１６３、および１６４の特性も変化させる。線形性を補償するための理想的なＬＵＴが、曲線４０２でプロットされている。しかし、曲線４０１で表わされるＬＵＴのプロットは光送信器１００を製造の際に較正されたものであるが、曲線４０２に対応するＬＵＴを、光送信器１００を製造する際に予測することも、光送信器１００の運用中に再校正することもできない。従って、曲線４０１による固定ＬＵＴプロットを用いて光送信器１００を動作させると、送出される信号の品質の劣化を引き起こすことになる。

本実施形態に係る光送信器１００によれば、まず、ＤＳＰ制御部１２２が調整部１１４を制御しているときは、ＬＵＴ部１１５の出力は曲線４２１によって表わされる。同様に、ＤＳＰ制御部１２２が調整部１１６を制御し、調整部１１４を用いていないとき、調整部１１６の出力は曲線４２２によって表わされる。曲線４２１および４２２は、曲線４０２上の探索されたＬＵＴプロットを囲むことはできるが、それに達することはできない。

最後に、ＤＳＰ制御部１２２が調整部１１４および１１６を制御しているとき、調整部１１６の出力は曲線４２３によって表わされる。この場合、ＤＳＰ制御部１２２が調整部１１４および１１６を制御している状態で、固定ＬＵＴ、すなわち、光送信器１００の製造時に校正され時間Ｔ０で用いることが可能であったＬＵＴを用いることによって、光送信器１００の再校正を必要とすることなく、時間Ｔ１における理想的なＬＵＴプロットに到達することが可能である。従って、光送信器の耐用期間中であって、その運用中に、線形性の不完全性を補償することが可能になる。調整値の逆数を乗算することにより、同様の方法で、Ｔ１において校正されたＬＵＴから、Ｔ０における状態に適したＬＵＴを生成することができる。従って、線形性のいかなる展開に対しても、線形性の変化を補償することができる。

図４において、直線４１１は時間Ｔ０の状態における図３Ｂの点Ｍに対応する値を示し、直線４１２は時間Ｔ１における点Ｍに対応する値を示す。加算係数部１２１が選択的加算部１１８に供給した値Ｌ（ｉ）およびＨ（ｉ）は、調整部１１４および１１６のために用いられる利得値を用いてＤＳＰ制御部１２２によって更新される。

図５Ａ、５Ｂ、５Ｃ、および５Ｄに、本実施形態によるモニタ信号のシミュレーション結果をまとめて示す。

図５Ａは、最大制御でのモニタ信号のシミュレーション結果を示す。図５Ａに示した曲線は、モニタ生成回路１３１によって生成されたシミュレーション・モニタ信号を表し、データ範囲にわたって規格化した最大線形性偏差に対してプロットされている。

このシミュレーションにおいて、光送信器１００が送出する光信号１０２は、３２ＧｂａｕｄのＰＭ（ｐｏｌａｒｉｚａｔｉｏｎ ｍｕｌｔｉｐｌｅｘｅｄ：偏波多重）−１６ＱＡＭである。ＤＳＰ部１１３は、ＤＡＣ１２０および実効帯域幅が１２ＧＨｚである増幅器１６１〜１６４の帯域制限の補償を行う。数Ｎは１０００に設定されており、これにより周波数成分Ｆ／Ｎは３２ＭＨｚに設定される。高次のＮによって、キロヘルツ範囲のより低い周波数成分とすることが可能である。図３Ｂの定義によれば、データ分解能は８ビットであり、データの範囲は−１２８から１２７でる。

選択的加算部１１８は、データ値が５４から６０の範囲であって、このデータ範囲の中心がＭ＝５７に位置している区間Ｉ（３）を用い、また、加算係数部１２１が供給する定数はＡ＝３およびＢ＝−３に設定される。モニタ信号は偏差ゼロにおいて、すなわち、線形性の最適な補償に対してその最大値に達し、線形性の偏差が増大するに従って減少する。従って、ＤＳＰ制御部１２２が調整部１１４および１１６を制御することによってモニタされる信号を最大化し、これによって、非線形性の最適な補償を長期にわたって維持することが可能である。

図５Ｂは、最小制御でのモニタ信号のシミュレーション結果を表す。図５Ｂに示した曲線は、モニタ生成回路１３１によって生成されたシミュレーション・モニタ信号を表し、データ範囲にわたって規格化した最大線形性偏差に対してプロットされている。信号条件は、図５Ａに示した場合に用いたものと同一である。

選択的加算部１１８は、データ値が１２１から１２７の範囲である区間Ｉ（４）を用い、また、加算係数部１２１が供給する定数はＡ＝３およびＢ＝−３に設定される。モニタ信号は偏差ゼロにおいて、すなわち、線形性の最適な補償に対してその最小値に達し、線形性の偏差が減少するにつれて減少する。従って、ＤＳＰ制御部１２２が調整部１１４および１１６を制御することによってモニタされる信号を最小化し、これによって、非線形性の最適な補償を長期にわたって維持することが可能である。

図５Ｃは、異なる制御および異なる処理ステップでのモニタ信号のシミュレーション結果を示す。信号条件は、図５Ａに示した場合に用いたものと同一である。

図５Ｃに示した曲線５３０、５３１、および５３２は、モニタ生成回路１３１によって生成されたシミュレーション・モニタ信号を表し、データ範囲にわたって規格化した最大線形性偏差にしてプロットされている。

曲線５３０に関して、選択的加算部１１８は、データ値の範囲がそれぞれ−６０から−５４、５４から６０である区間Ｉ（２）およびＩ（３）を用い、また、加算係数部１２１が供給するそれぞれの定数はＡ（２）＝−３、Ｂ（２）＝３およびＡ（３）＝３、Ｂ（３）＝−３に設定される。従って、Ｉ（２）におけるデータに付加された低周波数成分は、Ｉ（３）におけるデータに付加された低周波数成分と反対の位相を有する。このような位相関係は、全てのデータ範囲において位相関係が一定である従来のディザ印加によっては達成することができない。モニタ信号は、ゼロ偏差において、すなわち、線形性の最適な補償に対してその最大値に達し、線形性の偏差が増大するに従って減少する。従って、ＤＳＰ制御部１２２が調整部１１４および１１６を制御することによってモニタされる信号を最大化し、これによって、非線形性の最適な補償を長期にわたって維持することが可能である。さらに、２つの区間Ｉ（２）およびＩ（３）を用いることによって、図５Ａに示した曲線と比べて、より高いダイナミックレンジを有するモニタ信号を得ることができる。

曲線５３１に関しては、選択的加算部１１８は、データ値の範囲がそれぞれ−１２８から−１２２、１２１から１２７である区間Ｉ（１）およびＩ（４）を用い、また、加算係数部１２１が供給するそれぞれの定数はＡ（１）＝−３、Ｂ（１）＝３およびＡ（４）＝３、Ｂ（４）＝−３に設定される。従って、Ｉ（１）におけるデータに付加された低周波数成分は、Ｉ（４）におけるデータに付加された低周波数成分と反対の位相を有する。モニタ信号は、ゼロ偏差において、すなわち、線形性の最適な補償に対してその最小値に達し、線形性の偏差が減少するに従って減少する。従って、ＤＳＰ制御部１２２が調整部１１４および１１６を制御することによってモニタされる信号を最小化し、これによって、非線形性の最適な補償を長期にわたって維持することが可能である。さらに、２つの区間Ｉ（１）およびＩ（４）を用いることによって、図５Ｂに示した曲線と比べて、より高いダイナミックレンジを有するモニタ信号を得ることができる。

曲線５３２に関しては、選択的加算部１１８は同一の区間Ｉ（１）およびＩ（４）を用いる。加算係数部１２１が供給するそれぞれの定数は、Ａ（１）＝Ａ（４）＝３およびＢ（１）＝Ｂ（４）＝−３に設定される。モニタ信号は、ゼロ偏差において、すなわち、線形性の最適な補償に対して、その最小値に達し、線形性の偏差が減少するに従って減少する。従って、ＤＳＰ制御部１２２が調整部１１４および１１６を制御することによってモニタされる信号を最小化し、これによって、非線形性の最適な補償を長期にわたって維持することが可能である。

図５Ｄは、最小制御でのモニタ信号のシミュレーション結果を示す。図５Ｄに示した曲線は、モニタ生成回路１３１によって生成されたシミュレーション・モニタ信号を表し、データ範囲にわたって規格化した最大線形性偏差に対してプロットされている。信号条件は、図５Ａに示した場合に用いたものと同一である。選択的加算部１１８は、データ値の範囲が１１１から１１８である区間Ｉ（４）を用い、また、加算係数部１２１が供給する定数はＡ＝３およびＢ＝３に設定される。モニタ信号は、ゼロ偏差において、すなわち、線形性の最適な補償に対してその最小値に達し、線形性の偏差が減少するに従って減少する。従って、ＤＳＰ制御部１２２が調整部１１４および１１６を制御することによってモニタされる信号を最小化し、これによって、非線形性の最適な補償を長期にわたって維持することが可能である。

さらに、ＬＵＴ部１１５が用いるデータに、クリッピング処理を施す。モニタ信号が増加する最大データ値を用いることによって、ＬＵＴ部１１５のクリッピング値を設定することができる。この場合、クリッピング値は加算係数部１２１に設定される。モニタ生成回路１３１により供給されるモニタ信号を用いることによって、最大クリッピング値を設定することができる。同様に、区間Ｉ（１）を用いることによって、最小クリッピング値を設定することが可能である。

上述したように、本実施形態によれば、動作中に光送信器における非線形性を補償することが可能になる。

本実施形態は、少ない追加リソースおよびわずかな占有面積で実施することが可能であり、本実施形態によれば低コストおよび小型設計が可能になる。本実施形態によれば、制御のために用いられる低周波数成分をＤＳＰ内で生成することが可能になるので、ＤＳＰ内部モニタとの良好な接続ができるようになる。デジタル実装によって調整処理を制御することが容易になる。

本実施形態によれば、駆動信号の線形性に関して最適な信号を送出することが可能になる。従って、広範囲かつ再構成可能な変調フォーマットの条件でのデジタル送信器および送信器における信号処理によって、より長距離にわたって高品質信号の送受信を達成することができる。
第３の実施形態

次に、本発明の第３の実施形態について説明する。図６は、本発明の第３の実施形態に係る光送信器２００の構成を示すブロック図である。

光送信器２００は、図２に示した光送信器１００と同様に、バイナリデータストリーム１０１に従って光信号１０２を送出する。光送信器２００は、図２に記載したレーザ１５０、ドライバー１６１、１６２、１６３、および１６４ならびに送信器制御部１５３を有する。レーザ１５０により放射された光は変調器２５１によって変調される。変調器２５１は、タップ部１５２と同様のタップ手段および図２に示したフォトダイオード１３０と同様のモニタフォトダイオードを有する。

バイナリデータストリーム１０１はＤＳＰ２１０によって処理される。ＤＳＰ２１０は、符号１６１から１６４で示すドライバーに供給される４つのアナログ信号を生成する。ＤＳＰ２１０は、図２に記載した、シリアライザ／デシリアライザ１１１、符号化部１１２、ＤＳＰ部１１３、１１７、および１１９、選択的加算部１１８、ならびにＤＡＣ１２０を有する。ＤＳＰ部２１０はまた、線形性補償部２１５を有する。この線形性補償部２１５は、不完全なＤＡＣ１２０によって生成され、符号１６１から１６４で示すドライバーで増幅された駆動信号の線形性の不完全性を補償する。そして、この信号は変調器２５１により変調される。変調器２５１のバイアスは、変調器２５１内に集積されたフォトダイオード（ｐｈｏｔｏｄｉｏｄｅ：ＰＤ）により供給されるモニタ値に基づいて、自動バイアス制御（ａｕｔｏｍａｔｉｃ ｂｉａｓ ｃｏｎｔｒｏｌ：ＡＢＣ）回路２５２により制御される。

光送信器２００はまた、ＤＳＰ２１０および光送信器２００の他の部品の設定を制御する低速制御ＤＳＰ２３０を有する。低速制御ＤＳＰ２３０は、変調器２５１内に集積されたモニタフォトダイオードに従って、デジタルのモニタ信号を生成するモニタ生成部２３１を有する。モニタ生成部２３１は、周波数Ｆ／Ｎを中心とするスペクトル領域にある入力信号をフィルタする。その基準信号は低周波数クロック部２２３によって与えられる。低速制御ＤＳＰ２３０が備える制御部２２２は、モニタ生成部２３１が生成するモニタ信号に従って、ＤＳＰ２１０が備える線形性補償部２１５のパラメータを制御する。制御部２２２はまた、加算係数部２２１を制御する。この加算係数部２２１は、図２に示した加算係数部１２１と同様に、ＤＳＰ２１０の選択的加算部１１８によってデジタルデータに加算される係数を供給する。送信器制御部１５３はまた、制御部２２２を制御する。また、送信器制御部１５３を低速制御ＤＳＰ部２３０内に集積することができる。

本実施形態の実装形態では、線形性補償部２１５が、デジタルデータについて級数近似でａｒｃｓｉｎｅ演算を行い、以下の関係に従って線形性の不完全性を補償する。
ｄ_ｏｕｔ＝Ｋ_２×ａｒｃｓｉｎ（Ｋ_１×ｄ_ｉｎ）
ここで、ｄ_ｏｕｔは線形性補償部２１５から出力されるデジタルデータを表わし、ｄ_ｉｎは線形性補償部２１５に入力されるデジタルデータを表わす。また、Ｋ_１およびＫ_２は線形性補償部２１５の設定パラメータである。

また、線形性補償部２１５はＤＳＰ２１０の４本のトリビュタリに対するＬＵＴを有する。このＤＳＰ２１０は、線形性の不完全性を補償するために用いられる。線形性補償部２１５において用いられるＬＵＴは、入力データに第１の係数Ｋ_{ｉｎｐｕｔ}を乗算してＬＵＴ Ｌ_０を通し、その結果に第２の係数Ｋ_{ｏｕｔｐｕｔ}を乗算することによって算出される。乗算係数および最初のＬＵＴ Ｌ_０は、制御部２２２に記憶されている。２回の乗算とルックアップテーブルを結果として得る演算は、新しいＬＵＴ内において算出され、この新しいＬＵＴは制御部２２２によって線形性補償部２１５に保存される。このように、線形性補償部２１５はＬＵＴで動作し、このＬＵＴは制御部２２２によって再実現される。
第４の実施形態

次に、本発明の第４の実施形態について説明する。図７は、本発明の第４の実施形態に係るトランスポンダの構成を示すブロック図である。

トランスポンダ６００は、送信器６１０および受信器６２０を有する。送信器６１０は、図２に示した光送信器１００と同一である。あるいは、送信器６１０は、図６に示した光送信器２００と同一とすることが可能である。

送信器６１０は、バイナリデータストリーム１０１を供給され、それに応じて光信号１０２を送出する。バイナリデータストリーム１０１および光信号１０２は、図２に示したものと同一である。

受信器６２０は光信号６０３を受信し、それに応じてデータストリーム６０４を生成する。バイナリデータストリーム１０１はクライアントインタフェース６０５からもたらされるが、このクライアントインタフェース６０５にはデータストリーム６０４が供給される。光信号１０２は、光信号１０２が伝送されるファイバー媒体の他端にある、トランスポンダ６００と同一の別のトランスポンダによって受信される。光信号６０３は、光信号６０３が伝送されるファイバー媒体の他端にある、トランスポンダ６００と同一の別のトランスポンダによって送出される。

受信器６２０はコヒーレント受信器６２１を有する。このコヒーレント受信器６２１は、受信した信号を局部発振器として用いられるレーザ６２２が放出する光と混合し、４個の集積したバランス型フォトダイオードによってビート信号を生成し、そして、フォトダイオードの出力を増幅する。コヒーレント受信器６２１により出力される４本のトリビュタリは受信器ＤＳＰ６２３に供給される。この受信器ＤＳＰ６２３は、伝送中の光信号６０３を劣化させる歪みを補償し、受信した信号を復調し、そして、ＦＥＣおよび復号を実行する。受信器ＤＳＰ６２３は、受信器制御部６２４によって制御される。制御器６３０は、送信器制御部１５３を介して送信器６１０の設定を制御し、受信器制御部６２４を介して受信器６２０の設定を制御する。

次に、トランスポンダ６００の動作の例について説明する。

送信器６１０は、図２に示した光送信器１００と同一である。調整部１１４および１１６は、図５Ｃに示した曲線５３０の条件に従って、モニタ生成回路１３１によって生成されるモニタ信号を最大化するように、ＤＳＰ制御部１２２によって制御される。具体的には、ＤＳＰ制御部１２２が調整部１１４の値を制御して、モニタ信号の値を最大化する。調整部の値は、調整部１１４、１１６のパラメータの積が一定になるように、ＤＳＰ制御部１２２によって算出される。このように、経年および動作状態の変化に起因する変動にもかかわらず、送信器６００の動作中においても線形性の不完全性の補償を最適に維持することができる。

あるいは、ＤＳＰ制御部１２２が調整部１１６の値を制御して、モニタ信号の値を最大化する。調整部の値は、調整部１１４、１１６のパラメータの積が一定になるように、ＤＳＰ制御部１２２によって算出される。

あるいは、ＤＳＰ制御部１２２が調整部１１４の値を制御して、モニタ信号の値を最大化する。調整部１１６の値は、調整部１１６により出力された値が調整部１１４に入力されたデータの対応するクリップされていない最大値と等しくなるように、ＤＳＰ制御部１２２によって調整される。

あるいは、調整部１１４および１１６は、図５Ｃに示した曲線５３０および５３１の条件に従って、モニタ生成回路１３１によって生成されるモニタ信号を最大化するように、ＤＳＰ制御部１２２によって制御される。このような構成において、選択的加算部１１８は、Ｉ（１）からＩ（４）の４つの区分について加算を実行する。第１のタイムスロットにおいて、選択的加算部１１８は区分Ｉ（１）およびＩ（４）を使用し、ＤＳＰ制御部１２２は曲線５３１のモニタプロットを最小化するように調整部１１４を制御する。第２のタイムスロットにおいて、選択的加算部１１８は区分Ｉ（２）およびＩ（３）を使用し、ＤＳＰ制御部１２２は曲線５３０のモニタプロットを最大化するように調整部１１６を制御する。ＤＳＰ制御部１２２は、第１のタイムスロットと第２のタイムスロットの連続を順次繰り返す。経年および動作状態の変化に起因する変動にもかかわらず、送信器６１０の動作中においても線形性の不完全性の補償を最適に維持することができる。

あるいは、選択的加算部１１８は、図３Ａに示したステップＳ３２０の整数Ｎ（１）と関連付けられた区分Ｉ（１）およびＩ（４）を用いる。ＤＳＰ制御部１２２は、曲線５３１のモニタプロットを最小化するように調整部１１４を制御する。同じ時間に、選択的加算部１１８は、図３Ａに示すステップＳ３２０の整数Ｎ（２）と関連付けられた区分Ｉ（２）およびＩ（３）を使用し、ＤＳＰ制御部１２２は、曲線５３０のモニタプロットを最大化するように調整部１１６を制御する。ＤＳＰ制御部１２２は、曲線５３０のモニタプロットの最大化と曲線５３１のモニタ信号プロットの最小化を同時に実行し、この２つのモニタ信号が、各値Ｆ／Ｎ（２）およびＦ／Ｎ（１）を中心とするそれぞれの独立のスペクトル領域において生成されるということを利用する。経年および動作状態の変化に起因する変動にもかかわらず、送信器６１０の動作中においても線形性の不完全性の補償を最適に維持することができる。

あるいは、選択的加算部１１８で実行される選択的加算のために用いられるＤＳＰ１１０の４本のトリビュタリの係数は、互いに異なる。従って、加算係数部１２１は、４セットの係数を選択的加算部１１８に供給する。トリビュタリＸＩに関連する係数はＮ（ＸＩ）シンボルごとに更新され、各トリビュタリＸＱ、ＹＩ、およびＹＱに関連する係数は、それぞれＮ（ＸＱ）、Ｎ（ＹＩ）、およびＮ（ＹＱ）シンボルごとに更新される。整数Ｎ（ＸＩ）、Ｎ（ＸＱ）、Ｎ（ＹＩ）、およびＮ（ＹＱ）は互いに異なり、２以上である。低周波数クロック部１２３は、周波数Ｆ／Ｎ（ＸＩ）、Ｆ／Ｎ（ＸＱ）、Ｆ／Ｎ（ＹＩ）、およびＦ／Ｎ（ＹＱ）の４つの同期信号を供給する。ＤＳＰ制御部１２２は、ＤＳＰ１１０の各トリビュタリに対する調整部１１４、１１６の調整値を同時に制御し、モニタが各値Ｆ／Ｎ（ＸＩ）、Ｆ／Ｎ（ＸＱ）、Ｆ／Ｎ（ＹＩ）、およびＦ／Ｎ（ＹＱ）を中心とするそれぞれの独立のスペクトル領域において生成されるということを利用する。

もう一つの実装形態においては、値Ｎ（ＸＩ）、Ｎ（ＸＱ）、Ｎ（ＹＩ）、およびＮ（ＹＱ）は等しい。ＤＳＰ制御部１２２は、一のトリビュタリにおける選択的加算を同時に用いて、ＤＳＰ１１０の各トリビュタリに対する調整部１１４、１１６の調整値を順々に制御する。

あるいは、光送信器１００のＤＳＰ制御部１２２が、調整部１１４、１１６を連続的に制御する。あるいは、光送信器１００のＤＳＰ制御部１２２は、離散的な時間期間の間においてのみ、調整部１１４、１１６を連続的に制御する。調整部１１４、１１６が制御されていないときは、選択的加算部１１８は迂回される。例えば、この離散的な時間期間は、１２時間ごとに１秒の持続期間に設定することができる。低周波数成分がデジタル領域に付加されていることを利用して、制御動作中に現れるあらゆる不利益を低減するためにゲート制御を行うことができる。

あるいは、受信器制御部６２４は、受信器ＤＳＰ６２３のＦＥＣによって訂正されたエラーの個数をモニタする。この値は、送信器制御部１５３を介して光送信器１００のＤＳＰ制御部１２２に供給される。エラーの個数が、システムマージンに従って規定される閾値以下である場合、光送信器１００のＤＳＰ部１２２は調整部１１４、１１６を連続的に制御する。あるいは、光信号６０３を受信する受信器６２０の受信器ＤＳＰ６２３におけるＦＥＣ処理によって訂正されたエラーの個数は、上位ネットワーク層を介して制御器６３０に送られる。この値は、送信器制御部１５３を介して光送信器１００のＤＳＰ制御部１２２に供給される。エラーの個数が、システムマージンに従って規定される閾値以下である場合、光送信器１００のＤＳＰ制御部１２２は、調整部１１４、１１６を連続的に制御する。低周波数成分がデジタル領域に付加されていることを利用して、ＦＥＣモニタと統合して制御し、制御動作中に現れるあらゆる不利益を低減するためにゲート制御を行うことができる。

あるいは、トランスポンダ６００が第１の時間にＰＭ−８ＱＡＭ信号を送出し、光送信器１００のＤＳＰ制御部１２２が、線形性の不完全性を理想的に補償するために、調整部１１４、１１６を制御する。その後、トランスポンダ６００がＰＭ−１６ＱＡＭ信号を受信できるように、制御器６３０がトランスポンダ６００の設定を命ずる。光送信器１００のＤＳＰ制御部１２２は、線形性の不完全性を理想的に補償するために、変調フォーマットとは独立に、調整部１１４、１１６をなお制御する。

あるいは、送信器６１０は、図６に示した光送信器２００と同一である。線形性補償部２１５は、制御部２２２に記憶されているＬＵＴであって、特定の光送信器２００に対して最適化されていないＬＵＴを使用する。最適化されていないＬＵＴは、別の送信器のキャリブレーション中に生成される。トランスポンダ６００のキャリブレーション処理中に、制御部２２２による制御を繰り返すことにより光送信器２００が校正される。線形性補償２１５のＬＵＴの係数は、モニタ生成部２３１から供給されるモニタ信号に従って再帰的に最適化される。

図８は、図７に示した本実施形態によるトランスポンダ６００で受信した信号のＱ値を示すグラフである。図８は、図７に図示したトランスポンダで３２ＧｂａｕｄのＰＭ−１６ＱＡＭ信号を受信し復調した実験結果を表わす曲線７０１、７０２、および７０３を示す。曲線７０１、７０２、および７０３は、光信号対雑音比（ｏｐｔｉｃａｌ ｓｉｇｎａｌ ｎｏｉｓｅ ｒａｔｉｏ：ＯＳＮＲ）に対する、受信ビットエラーレートから算出した受信信号品質を示す。曲線７０１は、送信器６１０において線形性の不完全性を最適に補償した結果を示す。曲線７０２は、線形性を過度に補償した場合の結果を示す。曲線７０３は、線形性を過小に補償した場合の結果を示す。例えば、２１ｄＢ／０．１ｎｍという所定のＯＳＮＲ条件に対して、線形性の不完全性を非理想的に補償したことによって生じるＱ値の劣化は、０．７ｄＢより大きい。このことは、経年および動作状態の変化に起因する変動にもかかわらず、本実施形態による送信器６１０の動作中においても線形性の不完全性の補償を最適に維持することができること、および、この補償によって、システムマージンを増大させることができることを示している。マージンの増加によって、上記実施形態を特徴づけているシステムを、より幅広い応用範囲でより長距離に適用することが可能になる。さらに、上記実施形態を適用することによって、線形特性の変動が大きい部品を送信器６１０に用いることが可能になり、これにより、コストを低減することができ、部品の供給源を拡大することができる。

以上、実施形態を参照して本願発明を説明したが、本願発明は上記実施形態に限定されものではない。本願発明の構成や詳細には、本願発明のスコープ内で当業者が理解し得る様々な変更をすることができる。

１０、１００、２００ 光送信器
２０ 選択的加算部
３０ データ処理部
４０ 駆動信号部
５０ 変調器
６０ 制御器
１０１ バイナリデータストリーム
１０２、６０３ 光信号
１１０、２１０ ＤＳＰ
１１１ シリアライザ／デシリアライザ
１１２ 符号化部
１１３、１１７、１１９ ＤＳＰ部
１１４、１１６ 調整部
１１５ ＬＵＴ部
１１８ 選択的加算部
１２０ デジタル・アナログ変換器（ＤＡＣ）
１２１、２２１ 加算係数部
１２２ ＤＳＰ制御部
１２３、２２３ 低周波数クロック部
１３０ フォトダイオード
１３１ モニタ生成回路
１５０、６２２ レーザ
１５１、２５１ 変調器
１５２ タップ部
１５３ 送信器制御部
１６１、１６２、１６３、１６４ 増幅器
２１５ 線形性補償部
２２２ 制御部
２３０ 低速制御ＤＳＰ
２３１ モニタ生成部
２５２ 自動バイアス制御（ＡＢＣ）回路
６００ トランスポンダ
６０４ データストリーム
６０５ クライアントインタフェース
６１０ 送信器
６２０ 受信器
６２１ コヒーレント受信器
６２３ 受信器ＤＳＰ
６２４ 受信器制御部
６３０ 制御器

Claims (10)

1. （ａ）デジタルデータが所定数のデータ区間のうちの１つに含まれる場合、送信対象のデジタルデータに対して係数を加算し、前記所定数は２以上の整数であり、
   （ｂ）前記係数を、送信されるデータのシンボル周期よりも長い周期で変更し、
   （ｃ）パラメータを用いて前記デジタルデータを処理し、
   （ｄ）ステップ（ａ）およびステップ（ｃ）によって調整された前記デジタルデータから駆動信号を生成し、
   （ｅ）前記駆動信号によって、光を光信号に変調し、
   （ｆ）加算される前記係数を変更する周期によって定まる周波数成分を有する前記光信号をモニタすることによって得られるモニタ信号を受け付け、
   （ｇ）前記モニタ信号が極値を取るように、ステップ（ｃ）の前記パラメータを修正する
   光通信方法。
2. 請求項１に記載した光通信方法であって、
   ステップ（ａ）において、前記データ区間のうち少なくとも１つは、ステップ（ｅ）において光波の最大伝送と最小伝送との平均となる前記駆動信号に対応する前記デジタルデータを符号化することによって得られるデータ値を含む
   光通信方法。
3. 請求項１に記載した光通信方法であって、
   ステップ（ａ）において、前記データ区間のうち少なくとも１つは、
   ステップ（ｅ）において光波の最大伝送と最小伝送との平均となる駆動信号に対応する前記デジタルデータを符号化することによって得られる前記データ値と、
   ステップ（ｅ）において光波の最大伝送となる前記駆動信号に対応する前記デジタルデータを符号化することによって得られる前記データ値、との間に含まれる
   光通信方法。
4. 請求項１、２、および３のいずれか一項に記載した光通信方法であって、
   ステップ（ａ）において、第１の係数を、一のデータ区間における前記デジタルデータに加算し、前記第１の係数と符号が反対である第２の係数を、別のデータ区間における前記デジタルデータに加算する
   光通信方法。
5. 請求項１、２、３、および４のいずれか一項に記載した光通信方法であって、
   ステップ（ａ）において前記デジタルデータの複数のトリビュタリを生成することをさらに含み、
   前記係数の異なる値が、前記デジタルデータの前記複数のトリビュタリのそれぞれに加算され、
   前記係数を変更する周期は、前記デジタルデータの前記複数のトリビュタリの間で異なる
   光通信方法。
6. 請求項１、２、３、４、および５のいずれか一項に記載した光通信方法であって、
   ステップ（ｃ）において、
   前記デジタルデータを符号化することによりデータ値を取得し、
   固定ルックアップテーブルを備え、前記固定ルックアップテーブルは、前記固定ルックアップテーブルに入力される入力データ値と前記固定ルックアップテーブルから出力される出力データ値とを相関づけ、
   前記入力データ値および前記出力データ値に、前記パラメータとしての乗算パラメータを乗算する、ことをさらに含む
   光通信方法。
7. 請求項１、２、３、４、および５のいずれか一項に記載した光通信方法であって、
   ステップ（ｃ）において、前記パラメータとして設定パラメータを用いて、前記デジタルデータに対して関数演算を実行することをさらに含む
   光通信方法。
8. 請求項１、２、３、４、および５のいずれか一項に記載した光通信方法であって、
   ステップ（ｃ）において、複数のルックアップテーブルと、前記パラメータとして乗算パラメータとを用いて、前記デジタルデータに対して演算を実行することをさらに含む
   光通信方法。
9. デジタルデータが所定数のデータ区間のうちの１つに含まれる場合、送信対象のデジタルデータに係数を加算し、前記所定数は２以上の整数であり、光送信器によって送信されるデータのシンボル周期よりも長い周期で前記係数を変更する選択的加算手段と、
   パラメータを用いて前記デジタルデータを処理するデータ処理手段と、
   前記選択的加算手段および前記データ処理手段によって調整された前記デジタルデータから駆動信号を生成する駆動信号手段と、
   前記駆動信号によって、光を光信号に変調する変調手段と、
   加算される前記係数を変更する周期によって定まる周波数成分を有する前記光信号をモニタすることによって得られるモニタ信号を受け付け、前記モニタ信号が極値を取るように前記データ処理手段の前記パラメータを修正する制御手段、とを有する
   光送信器。
10. 請求項９に記載した光送信器であって、
    前記データ処理手段は、
    前記デジタルデータを符号化することによりデータ値を取得する符号化手段と、
    固定ルックアップテーブルであって、前記固定ルックアップテーブルに入力される入力データ値と前記固定ルックアップテーブルから出力される出力データ値とを相関づける前記固定ルックアップテーブルと、
    前記入力データ値および前記出力データ値に、前記パラメータとしての乗算パラメータを乗算する調整手段、とを有する
    光送信器。

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