JP6336871B2 - 点灯回路およびそれを用いた車両用灯具 - Google Patents

Description

本発明は、自動車などに用いられる車両用灯具に関する。

従来、車両用灯具、特に前照灯の光源としては、ハロゲンランプやＨＩＤ（High Intensity Discharge）ランプが主流であったが、近年それらに代えて、ＬＥＤ（発光ダイオード）やレーザダイオード（半導体レーザともいう）などの半導体光源を用いた車両用灯具の開発が進められている。

人間の眼は、周囲の明るさに対して対数の特性を有しており、したがって周囲が暗いときほど明るさの変化に敏感となる。ランプの輝度を緩やかに増加させる場合（徐変点灯）、ランプの光量が小さいときは光量の変化の度合いを小さく、ランプの光量が大きくなるにしたがい光量の変化の度合いを大きくすると、人間の眼に対して自然な点灯が可能となる。図１（ａ）は、点灯・消灯時の光量の望ましい波形（理想波形という）を示す。同様に、ランプの輝度を緩やかに低下させる場合（徐変消灯）、ランプの光量が大きいときは光量の変化の度合いを大きく、ランプの光量が小さくなるにしたがい光量の変化の度合いを小さくすることが好ましい。

特開２００４−２４１１４２号公報 特開平１０−３３５０７４号公報 特開２０１３−６９４４８号公報

図１（ａ）の理想波形にしたがって光量を変化させるためには、図１（ａ）の理想波形を有する制御電圧Ｖ_ＣＮＴを生成し、この制御電圧Ｖ_ＣＮＴに応じた電流を、半導体光源に供給する必要がある。ところが図１（ａ）に示す理想波形を有する制御電圧Ｖ_ＣＮＴは、マイコンなどを用いれば生成することが可能であるが、マイコンやＤ／Ａコンバータなどが必要となり、回路のコストが増加する。

一方でアナログ回路で、時間とともに増加あるいは減少する電圧波形を生成したい場合には、定電流源を用いてキャパシタを充電し、キャパシタの両端間の電圧を取り出す方法や、抵抗を用いてキャパシタを充電し、キャパシタの両端間の電圧を取り出す方法が広く用いられる。しかしながら、定電流源とキャパシタの組み合わせを用いた場合、キャパシタに生ずる制御電圧Ｖ_ＣＮＴの傾きは、図１（ｂ）に示すように一定となり、図１（ａ）の理想波形を得ることはできない。また抵抗とキャパシタの組み合わせを用いた場合には、キャパシタに生ずる制御電圧Ｖ_ＣＮＴは図１（ｃ）に示すようにＣＲの時定数にしたがって指数関数で変化するため、やはり図１（ａ）の理想波形を得ることはできない。

本発明はかかる状況においてなされたものであり、そのある態様の例示的な目的のひとつは、低コストで好ましい徐変点灯が可能な点灯回路の提供にある。

本発明のある態様は、光源の点灯回路に関する。点灯回路は、光源の点灯開始が指示されると、時間とともに増大する制御電圧を生成する制御電圧生成部と、制御電圧に応じたランプ電流を光源に供給する駆動回路と、を備える。制御電圧生成部は、一端の電位が固定され、その両端間の電圧が制御電圧であるキャパシタと、キャパシタに可変の充電電流を供給する充電回路であって、制御電圧が所定の電圧値に達するまでは、制御電圧が大きくなるほど充電電流を増加させる充電回路と、を備える。

この態様によると、制御電圧が所定の電圧値に達するまでの期間、つまり所定の光量に達するまでの期間は、制御電圧が大きくなるほど、つまり光量が大きくなるほど、充電電流が大きくなり、したがって制御電圧の上昇速度つまり光量の増加速度が速くなり、好ましい徐変点灯が可能となる。

充電回路は、出力側がキャパシタと接続されたカレントミラー回路と、カレントミラー回路の入力側に接続され、制御電圧が大きくなるほどインピーダンスが低下する可変インピーダンス回路と、を含んでもよい。

充電回路は、出力側がキャパシタと接続されたカレントミラー回路と、カレントミラー回路の入力側に接続され、制御電圧が大きくなるほど電流量が増大する可変電流源と、を含んでもよい。

充電回路は、出力側がキャパシタと接続されたカレントミラー回路と、カレントミラー回路の入力側に接続された第１抵抗と、第１抵抗と並列な経路に直列に設けられた第１トランジスタおよび第２抵抗と、を含み、第１トランジスタの制御端子に、制御電圧に応じた信号が入力されてもよい。
この場合、カレントミラー回路に加えて、１個のトランジスタと２個の抵抗素子という簡易な構成かつ小さな回路面積で、徐変点灯が可能となり、オペアンプが不要であるため低コスト化も実現できる。

充電回路は、電源ラインと第１トランジスタの制御端子の間に設けられた第３抵抗と、第１トランジスタの制御端子と接地ラインの間に設けられ、その制御端子に制御電圧が入力され、第１トランジスタと相補的な極性を有する第２トランジスタと、をさらに含んでもよい。
この場合、第３抵抗と第２トランジスタを追加することにより、第１トランジスタと第２トランジスタのベースエミッタ間（ゲートソース間）の電圧が相殺されるため、制御電圧が低い領域においても、好ましい波形を得ることができる。

充電回路は、キャパシタと接続され、キャパシタに第１電流をソースする第１電流源と、キャパシタと接続され、キャパシタから第２電流をシンクする第２電流源であって、制御電圧が大きくなるほど第２電流を減少させる第２電流源と、を含んでもよい。
キャパシタは、第１電流と第２電流の差分電流で充電され、したがって制御電圧が増大するにしたがい、差分電流は増大することとなり、徐変点灯が可能となる。

充電回路は、出力側がキャパシタの一端と接続されたカレントミラー回路と、カレントミラー回路の入力側に接続された第１抵抗と、キャパシタの一端と接地ラインの間に直列に設けられた第１トランジスタおよび第２抵抗と、第１トランジスタの制御端子と接地ラインの間に設けられた第３抵抗と、一端が電源ラインと接続された第４抵抗と、第４抵抗と第３抵抗の間に設けられ、制御端子に制御電圧が入力された第２トランジスタと、を含んでもよい。

点灯回路は、キャパシタと並列な放電経路を形成するように、直列に接続される放電用抵抗と放電用トランジスタをさらに備えてもよい。放電用トランジスタおよび充電回路は、外部からの点灯指示信号に応じてオン、オフが切りかえ可能に構成されてもよい。
消灯時に、充電回路をオフし、放電用トランジスタをオンすることにより、制御電圧を緩やかに好ましい波形で低下させることができ、徐変消灯が可能となる。

点灯回路は、制御電圧に応じた電圧を所定のしきい値電圧と比較する比較回路をさらに備え、比較結果を示すランプ電流強制停止信号を出力可能に構成されてもよい。
比較回路により、レーザダイオードを駆動する際に、制御電圧がレーザダイオードの発振しきい値電流に対応するしきい値より小さいことを検出できる。そして電流強制停止信号を参照することにより、非発振状態でレーザダイオードに無駄な電流が流れるのを防止できる。

本発明の別の態様は、車両用灯具に関する。車両用灯具は、光源と、光源を駆動する上述のいずれかの点灯回路と、を備えてもよい。

本発明のある態様によれば、低コストで好ましい徐変点灯が可能となる。

図１（ａ）〜（ｃ）は、点灯・消灯時の光量の波形を示す図である。 実施の形態に係る車両用灯具の基本構成を示す回路図である。 図３（ａ）、（ｂ）は、制御電圧生成部の具体的な構成例を示す回路図である。 図４（ａ）、（ｂ）は、制御電圧生成部の具体的な構成例である。 図５（ａ）、（ｂ）は、それぞれ図４（ａ）、（ｂ）の制御電圧生成部の動作波形図である。 図６（ａ）、（ｂ）は、制御電圧生成部の別の構成を示す回路図である。 図７（ａ）〜（ｃ）は、制御電圧生成部と組み合わせ可能な調光方式を説明する図である。 徐変点灯に加えて徐変消灯をサポートする制御電圧生成部の回路図である。 レーザダイオードの電流特性を示す図である。 変形例に係る制御電圧生成部の回路図である。 実施の形態に係る車両用灯具を備えるランプユニットの斜視図である。

以下、本発明を好適な実施の形態をもとに図面を参照しながら説明する。各図面に示される同一または同等の構成要素、部材、処理には、同一の符号を付するものとし、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は、発明を限定するものではなく例示であって、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは、必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

本明細書において、「部材Ａが、部材Ｂと接続された状態」とは、部材Ａと部材Ｂが物理的に直接的に接続される場合のほか、部材Ａと部材Ｂが、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。
同様に、「部材Ｃが、部材Ａと部材Ｂの間に設けられた状態」とは、部材Ａと部材Ｃ、あるいは部材Ｂと部材Ｃが直接的に接続される場合のほか、それらの電気的な接続状態に実質的な影響を及ぼさない、あるいはそれらの結合により奏される機能や効果を損なわせない、その他の部材を介して間接的に接続される場合も含む。

また本明細書において、電圧信号、電流信号などの電気信号、あるいは抵抗、キャパシタなどの回路素子に付された符号は、必要に応じてそれぞれの電圧値、電流値、あるいは抵抗値、容量値を表すものとする。

図２は、実施の形態に係る車両用灯具１の基本構成を示す回路図である。車両用灯具１は、点灯回路１０および光源２を備える。光源２は、ＬＥＤあるいはレーザダイオードなどの半導体光源である。点灯回路１０は、光源２に目標輝度に応じたランプ電流を供給し、光源２を発光させる。

点灯回路１０は、制御電圧生成部３０および駆動回路２０を備え、光源２の消灯状態から点灯状態に遷移するときに、その輝度を緩やかに増大させる徐変点灯を行なう。駆動回路２０は、バッテリ４からスイッチ６を介して電池電圧Ｖ_ＢＡＴを受け、制御電圧Ｖ_ＣＮＴに応じたランプ電流Ｉ_ＬＤを光源２に供給する。駆動回路２０の構成は特に限定されないが、たとえば電池からの電圧Ｖ_ＢＡＴを昇圧あるいは降圧するＤＣ／ＤＣコンバータで構成される。また駆動回路２０による調光方式は特に限定されず、電流量を制御するアナログ調光を行なってもよいし、電流量（振幅）を一定としつつ、オン、オフの時間比率を変化させるＰＷＭ調光を行なってもよい。

制御電圧生成部３０は、制御電圧Ｖ_ＣＮＴを生成し、駆動回路２０に供給する。制御電圧生成部３０は、光源２の点灯開始が指示されると、制御電圧Ｖ_ＣＮＴを時間とともに増大させる。制御電圧生成部３０は、キャパシタＣ１１および充電回路３２を備える。たとえば消灯状態では、電源ラインの電源電圧Ｖ_ＣＣはゼロであり、点灯が指示され、スイッチ６がターンオンすると電源電圧Ｖ_ＣＣが所定レベル（たとえば３．５Ｖや５Ｖ）に向かって増大する。

キャパシタＣ１１の一端は接地され、その電位が固定される。キャパシタＣ１１の両端間の電圧が制御電圧Ｖ_ＣＮＴである。充電回路３２は、キャパシタＣ１１に可変の充電電流Ｉｃを供給する。充電回路３２は、制御電圧Ｖ_ＣＮＴが所定の電圧値Ｖ_ＭＡＸに到達するまで、制御電圧Ｖ_ＣＮＴが大きくなるほど充電電流Ｉｃを増大させる。充電回路３２は、制御電圧Ｖ_ＣＮＴをそれに応じた電流Ｉｃに変換するＶ／Ｉ変換回路（トランスコンダクタンス回路）と把握することができる。

以上が点灯回路１０の基本構成である。この点灯回路１０によれば、制御電圧Ｖ_ＣＮＴが所定の電圧値Ｖ_ＭＡＸに達するまでの期間、つまり所定の光量に達するまでの期間は、制御電圧Ｖ_ＣＮＴが大きくなるほど、つまり光量が大きくなるほど、充電電流Ｉｃが大きくなり、したがって制御電圧Ｖ_ＣＮＴの上昇速度つまり光量の増加速度が速くなり、図１（ａ）に示したような好ましい徐変点灯が可能となる。本発明は、図２のブロック図として把握されるさまざまな回路に及ぶが、以下ではその具体的な構成例をいくつか説明する。

図３（ａ）、（ｂ）は、制御電圧生成部３０の具体的な構成例を示す回路図である。図３（ａ）の充電回路３２は、カレントミラー回路３４および可変電流源３６を備える。カレントミラー回路３４の出力側は、キャパシタＣ１１と接続される。可変電流源３６は、カレントミラー回路３４の入力側に接続され、制御電圧Ｖ_ＣＮＴが大きくなるほど電流量Ｉａが増大するよう構成される。キャパシタＣ１１の充電電流Ｉｃは、カレントミラー回路３４のミラー比（電流増幅率）Ｋを用いて、Ｉｃ＝Ｋ×Ｉａで与えられる。

カレントミラー回路３４の構成は特に限定されないが、たとえばベースが共通に接続された１対のＰＮＰ型バイポーラトランジスタで構成される。この構成において、制御電圧Ｖ_ＣＮＴは、所定の電圧値Ｖ_ＭＡＸ≒Ｖ_ＣＣ−Ｖ_ＢＥを上限として変動し、この電圧値Ｖ_ＭＡＸに到達した以降は、この所定の電圧値Ｖ_ＭＡＸが維持される。Ｖ_ＢＥは、バイポーラトランジスタのベースエミッタ間電圧（≒０．６Ｖ）である。エミッタ抵抗Ｒ２１、Ｒ２２は、カレントミラー回路の精度、安定性を高めるために挿入されるが、省略してもよい。またバイポーラトランジスタに代えてＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）を用いてもよい。

制御電圧生成部３０は、図３（ｂ）のように把握することもできる。カレントミラー回路３４の入力側には、可変インピーダンス回路３８が接続される。可変インピーダンス回路３８は、制御電圧Ｖ_ＣＮＴが大きくなるほどインピーダンスが低下するように構成される。電流Ｉａは、トランジスタＱ２１のベースエミッタ間電圧Ｖ_ＢＥ、可変インピーダンス回路３８のインピーダンスＲｖを用いると、以下の式で与えられる。
Ｖ_ＣＣ＝Ｉａ×（Ｒ２１＋Ｒｖ）＋Ｖ_ＢＥ
したがって、電流Ｉａは以下の式で与えられ、インピーダンスＲｖが低下するほど、電流Ｉａは増加する。
Ｉａ＝（Ｖ_ＣＣ−Ｖ_ＢＥ）／（Ｒ２１＋Ｒｖ）
Ｒ２１≪Ｒｖであるとき、以下の近似式が成り立つ。
Ｉａ≒（Ｖ_ＣＣ−Ｖ_ＢＥ）／Ｒｖ

図４（ａ）、（ｂ）は、制御電圧生成部３０の具体的な構成例である。図４（ａ）の可変電流源３６は、第１抵抗Ｒ１１、第２抵抗Ｒ１２、第１トランジスタＱ１１を含む。第１抵抗Ｒ１１は、カレントミラー回路３４の入力側に接続される。第１トランジスタＱ１１および第２抵抗Ｒ１２は、第１抵抗Ｒ１１と並列な経路に直列に設けられる。第１トランジスタＱ１１は、ＮＰＮ型バイポーラトランジスタであり、その制御端子（ベース）には、制御電圧Ｖ_ＣＮＴに応じた信号が入力される。第１トランジスタＱ１１は、ＮチャンネルＭＯＳＦＥＴを用いてもよい。

第１トランジスタＱ１１のベースエミッタ間電圧をＶ_ＢＥとすると、第２抵抗Ｒ１２の両端間の電圧Ｖ_Ｒ１２は、Ｖ_ＣＮＴ−Ｖ_ＢＥとなる。したがって、第１トランジスタＱ１１および第２抵抗Ｒ１２に流れる電流Ｉ_Ｑ１１は、以下の式で与えられ、したがって電流Ｉ_Ｑ１１は制御電圧Ｖ_ＣＮＴに対して実質的にリニアに増大する。
Ｉ_Ｑ１１＝（Ｖ_ＣＮＴ−Ｖ_ＢＥ）／Ｒ１２

カレントミラー回路３４の入力電流Ｉａは、第１抵抗Ｒ１１に流れる電流Ｉ_Ｒ１１と第１トランジスタＱ１１の電流Ｉ_Ｑ１１の合計である。抵抗Ｒ２１の抵抗値が無視できるとすれば、Ｉ_Ｒ１１＝（Ｖ_ＣＣ−Ｖ_ＢＥ）／Ｒ１１となり、以下の式を得る。
Ｉａ＝（Ｖ_ＣＣ−Ｖ_ＢＥ）／Ｒ１１＋（Ｖ_ＣＮＴ−Ｖ_ＢＥ）／Ｒ１２
右辺第１項は定数とみなせるから、電流Ｉａは、制御電圧Ｖ_ＣＮＴに対して実質的に線形に変化することとなる。

図５（ａ）は、図４（ａ）の制御電圧生成部３０の動作波形図である。Ｖ_ＢＥ＜０．６Ｖの状態では第１トランジスタＱ１１はオフであるから、点灯開始直後（ｔ≒０）では、Ｉａ＝Ｉ_Ｒ１１となり、制御電圧Ｖ_ＣＮＴはほぼ一定の傾きで増大する。時刻ｔ１にＶ_ＣＮＴ＞０．６Ｖとなると、第１トランジスタＱ１１のコレクタ・エミッタ間に電流が流れはじめ、電流Ｉａが制御電圧Ｖ_ＣＮＴに対して線形に増大し始める。これにより制御電圧Ｖ_ＣＮＴが高くなるほど、つまり光量が増大するほど、変化速度が速くなり、図１（ａ）の好ましい徐変点灯が可能となる。そして制御電圧Ｖ_ＣＮＴが所定の電圧値Ｖ_ＭＡＸに到達すると、光量は電圧値Ｖ_ＭＡＸに応じた所定量に維持される。

図４（ａ）の制御電圧生成部３０によれば、カレントミラー回路３４に加えて、２個の抵抗と１個のトランジスタを用いて、オペアンプを用いることなく低コスト、小面積で好ましい制御電圧Ｖ_ＣＮＴの波形を生成できる。

なお第１抵抗Ｒ１１、第２抵抗Ｒ１２、第１トランジスタＱ１１は、図４（ｂ）の可変インピーダンス回路３８に対応するものとも理解できる。

図４（ｂ）の可変電流源３６は、図４（ａ）のそれに加えて、第２トランジスタＱ１２、第３抵抗Ｒ１３をさらに備える。第３抵抗Ｒ１３は、電源ラインＶ_ＣＣと第１トランジスタＱ１１の制御端子（ベース）の間に設けられる。第２トランジスタＱ１２は、ＰＮＰ型、つまり第１トランジスタＱ１１と相補的な極性を有し、第１トランジスタＱ１１の制御端子と接地ラインの間に設けられる。第２トランジスタＱ１２のベースに、制御電圧Ｖ_ＣＮＴが入力される。

図５（ｂ）は、図４（ｂ）の制御電圧生成部３０の動作波形図である。図４（ｂ）では、第２抵抗Ｒ１２の両端間の電圧Ｖ_Ｒ１２は、Ｖ_ＣＮＴ＋Ｖ_ＢＥ−Ｖ_ＢＥ＝Ｖ_ＣＮＴとなり、トランジスタＱ１１の電流Ｉ_Ｑ１１は、Ｉ_Ｑ１１＝Ｖ_ＣＮＴ／Ｒ１２となる。したがって、点灯開始直後から電流Ｉａが増加し始めるため、図５（ａ）の構成に比べて光量が小さな領域（Ｖ_ＣＮＴ≒０）における波形を改善できる。

図６（ａ）は、制御電圧生成部３０の別の構成を示す回路図である。充電回路３２は、第１電流源ＣＳ１、第２電流源ＣＳ２を含む。第１電流源ＣＳ１は、キャパシタＣ１１に第１電流Ｉ_ＣＳ１をソースする。第２電流源ＣＳ２は、キャパシタＣ１１から第２電流Ｉ_ＣＳ２をシンクする。言い換えれば第２電流源ＣＳ２は、第１電流源ＣＳ１からのキャパシタＣ１１への充電電流（第１電流）Ｉ_ＣＳ１の一部あるいは全部を別経路に引き込む。第２電流源ＣＳ２は、制御電圧Ｖ_ＣＮＴが大きくなるほど第２電流Ｉ_ＣＳ２を減少させるよう構成される。

この場合、キャパシタＣ１１は、第１電流Ｉ_ＣＳ１と第２電流Ｉ_ＣＳ２の差分電流Ｉｃ（＝Ｉ_ＣＳ１−Ｉ_ＣＳ２）で充電され、したがって制御電圧Ｖ_ＣＮＴが増大するにしたがい、差分電流Ｉｃは増大することとなり、図１（ａ）に示すような徐変点灯が可能となる。

図６（ｂ）は、図６（ａ）の制御電圧生成部３０の具体的な回路図である。第１電流源ＣＳ１は、カレントミラー回路３４と、第１抵抗Ｒ３１を含む。Ｒ２１の電圧降下を無視すれば、第１電流Ｉ_ＣＳ１は実質的に一定とみなすことができる。
Ｉ_ＣＳ１≒（Ｖ_ＣＣ−Ｖ_ＢＥ）／Ｒ３１

第２電流源ＣＳ２は、第１トランジスタＱ３１、第２トランジスタＱ３２、第２抵抗Ｒ３２、第３抵抗Ｒ３３、第４抵抗Ｒ３４を含む。第１トランジスタＱ３１および第２抵抗Ｒ３２は、キャパシタＣ１１の一端と接地ラインの間に直列に設けられる。第３抵抗Ｒ３３は、第１トランジスタＱ３１の制御端子（ベース）と接地ラインの間に設けられる。第４抵抗Ｒ３４一端は電源ラインと接続される。第２トランジスタＱ３２は、第４抵抗Ｒ３４と第３抵抗Ｒ３３の間に設けられ、その制御端子（ベース）には制御電圧Ｖ_ＣＮＴが入力される。

第４抵抗Ｒ３４の両端間の電圧（電圧降下）Ｖ_Ｒ３４およびその電流Ｉ_Ｒ３４は以下の式で与えられる。
Ｖ_Ｒ３４＝Ｖ_ＣＣ−（Ｖ_ＣＮＴ＋Ｖ_ＢＥ）
Ｉ_Ｒ３４＝Ｖ_Ｒ３４／Ｒ３４＝｛Ｖ_ＣＣ−（Ｖ_ＣＮＴ＋Ｖ_ＢＥ）｝／Ｒ３４

トランジスタＱ３１のベース電圧（第３抵抗Ｒ３３の電圧降下）は、Ｖ_Ｒ３３＝Ｉ_Ｒ３４×Ｒ３３であり、第２抵抗Ｒ３２の電圧降下Ｖ_Ｒ３２は、Ｖ_Ｒ３２＝Ｖ_Ｒ３３−Ｖ_ＢＥである。
したがって第１トランジスタＱ３１および第２抵抗Ｒ３２に流れる電流Ｉ_ＣＳ２は、以下の式で与えられる。
Ｉ_ＣＳ２＝（Ｖ_Ｒ３３−Ｖ_ＢＥ）／Ｒ３２＝（Ｉ_Ｒ３４×Ｒ３３−Ｖ_ＢＥ）／Ｒ３２
＝｛（Ｖ_ＣＣ−Ｖ_ＣＮＴ−Ｖ_ＢＥ）／Ｒ３４×Ｒ３３−Ｖ_ＢＥ｝／Ｒ３２

したがって、制御電圧Ｖ_ＣＮＴが増大するほど、電流Ｉ_ＣＳ２は減少し、充電電流Ｉ_Ｃは増大することとなる。

以上、制御電圧生成部３０の構成例について説明した。続いて制御電圧生成部３０が生成する制御電圧Ｖ_ＣＮＴにもとづく調光制御を説明する。図７（ａ）〜（ｃ）は、制御電圧生成部３０と組み合わせ可能な調光方式を説明する図である。図７（ａ）には、駆動回路２０が示される。駆動回路２０は、降圧型のＤＣ／ＤＣコンバータ２２、電流センサ２４、パルス変調器２６を備える。この駆動回路２０は、アナログ調光により光源２の光量を制御する。電流センサ２４は、ランプ電流Ｉ_ＬＤの経路上に設けられた検出抵抗Ｒｓと、検出抵抗Ｒｓの電圧降下を増幅し、電流検出信号Ｉ_Ｓを生成するアンプＡＭＰを含む。パルス変調器２６は、電流検出信号Ｉ_Ｓが制御電圧Ｖ_ＣＮＴと一致するように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２２をスイッチングする。

パルス変調器２６の構成は特に限定されず、公知技術を用いればよい。たとえばパルス変調器２６は、エラーアンプ５０、ＰＷＭコンパレータ５２、オシレータ５４、ドライバ５６を含む。エラーアンプ５０は、電流検出信号Ｉ_Ｓと制御電圧Ｖ_ＣＮＴの誤差を増幅する。ＰＷＭコンパレータ５２は、誤差信号Ｖ_ＥＲＲと、オシレータ５４が生成する三角波あるいはのこぎり波の周期信号Ｖ_ＯＳＣ１を比較し、誤差信号Ｖ_ＥＲＲに応じたデューティ比を有するパルス信号Ｓ_ＰＷＭに変換する。ドライバ５６は、パルス信号Ｓ_ＰＷＭに応じてＤＣ／ＤＣコンバータ２２のスイッチング素子Ｍ１１をスイッチングする。

この駆動回路２０によれば、制御電圧Ｖ_ＣＮＴに比例したランプ電流Ｉ_ＬＤを生成することができる。そして制御電圧Ｖ_ＣＮＴを図１（ａ）に示す波形にしたがって変化させることにより、好ましい徐変点灯が実現できる。

図７（ｂ）の駆動回路２０は、図７（ａ）と同様にアナログ調光を行なう。駆動回路２０は、光源２と直列に設けられた電流源６０およびＤＣ／ＤＣコンバータ２２を含む。光源２のアノードにはＤＣ／ＤＣコンバータ２２が生成する駆動電圧が供給される。電流源６０はＶ／Ｉ変換回路であり、制御電圧Ｖ_ＣＮＴをそれに応じたランプ電流Ｉ_ＬＤに変換する。たとえば電流源６０は、トランジスタＱ４１と抵抗Ｒ４１を含む。トランジスタＱ４１の制御端子（ベース）に制御電圧Ｖ_ＣＮＴが入力される。この電流源６０が生成するランプ電流Ｉ_ＬＤは、Ｉ_ＬＤ＝（Ｖ_ＣＮＴ−Ｖ_ＢＥ）／Ｒ４１となる。

図７（ｃ）の駆動回路２０は、ＰＷＭ調光（バースト調光ともいう）により光源２の光量を制御する。駆動回路２０は、電流源６０、バースト信号発生器６２、調光スイッチ６４を含む。バースト信号発生器６２は、制御電圧Ｖ_ＣＮＴを受け、それに比例したデューティ比を有する調光パルスＳ１を生成する。バースト信号発生器６２は、たとえばオシレータ６６、コンパレータ６８を含む。オシレータ６６は、数十Ｈｚ〜数百Ｈｚ程度の周波数を有するのこぎり波あるいは三角波の周期信号Ｖ_ＯＳＣ２を生成する。コンパレータ６８は、周期信号Ｖ_ＯＳＣと制御電圧Ｖ_ＣＮＴを比較し、制御電圧Ｖ_ＣＮＴに応じたデューティ比を有する調光パルスＳ１を生成する。電流源６０は、一定量のランプ電流Ｉ_ＬＤを生成する。調光スイッチ６４は、調光パルス信号Ｓ１に応じてオン、オフが切りかえられ、これによりＰＷＭ調光が実現される。なお調光スイッチ６４は必ずしもランプ電流Ｉ_ＬＤの経路上に設ける必要はなく、電流源６０に内蔵して、電流源６０のオン、オフを切りかえ可能としてもよい。

ここまでは徐変点灯について説明したが、以下では徐変消灯を説明する。図８は、徐変点灯に加えて徐変消灯をサポートする制御電圧生成部３０ａの回路図である。制御電圧生成部３０ａは、点灯指示信号Ｓ３０に応じて制御電圧Ｖ_ＣＮＴを変化させる。点灯指示信号Ｓ３０は、ローレベルが点灯、ハイレベルが消灯に対応する。点灯指示信号Ｓ３０は、上位のマイクロコントローラ等から与えられる。

制御電圧生成部３０ａは、図３（ａ）あるいは（ｂ）の制御電圧生成部３０に加えて、放電用トランジスタＱ５１、放電用抵抗Ｒ５１、充電停止用トランジスタＱ５２、消灯制御回路７０を備える。

放電用トランジスタＱ５１および放電用抵抗Ｒ５１は直列に接続され、キャパシタＣ１１から接地への放電経路を形成する。放電用トランジスタＱ５１は、点灯指示信号Ｓ３０が点灯を指示するときにオフであり、消灯を指示するときにオンする。たとえば放電用トランジスタＱ５１のベースには、抵抗ｒ６０、ｒ６１により分圧された点灯指示信号Ｓ３０が入力される。

充電停止用トランジスタＱ５２は、点灯指示信号Ｓ３０が点灯を指示するときに充電回路３２を動作させ、消灯を指示するときに充電回路３２を停止させるために設けられる。具体的には充電停止用トランジスタＱ５２は、トランジスタＱ２１、Ｑ２２のベースと電源ラインＶ_ＣＣの間に設けられ、点灯指示信号Ｓ３０が消灯を指示するとき（ハイレベル）にオンとなり、カレントミラー回路３４を停止させる。

消灯制御回路７０は、点灯指示信号Ｓ３０に応じて充電停止用トランジスタＱ５２のオン、オフを切りかえる。たとえば消灯制御回路７０は、抵抗ｒ６２、ｒ６３、ｒ６４、ｒ６５およびトランジスタｑ５３を含むが、その構成は特に限定されない。

続いて制御電圧生成部３０ａの動作を説明する。
点灯指示信号Ｓ３０がハイレベルの間、充電停止用トランジスタＱ５２、放電用トランジスタＱ５１は両方オンであり、制御電圧Ｖ_ＣＮＴは０Ｖとなっている。点灯指示信号Ｓ３０がローレベルとなると、トランジスタＱ５２、Ｑ５１が両方オフとなる。このときの動作は、図３の制御電圧生成部３０と同様であり、制御電圧Ｖ_ＣＮＴは図５（ａ）あるいは（ｂ）の波形にしたがって増大し、徐変点灯が行なわれる。

その後、ランプを消灯するために、点灯指示信号Ｓ３０がハイレベルに切りかえられると、トランジスタＱ５２、Ｑ５１が両方オンとなる。これにより充電回路３２が停止し、充電電流Ｉｃはゼロとなり、キャパシタＣ１１は、抵抗Ｒ５１およびトランジスタＱ５１を介して放電される。このときの放電速度は、ＣＲ時定数τ（＝Ｃ１１×Ｒ５１）で与えられ、好ましい徐変消灯が実現できる。

続いて、レーザダイオード３を光源とした場合の変形例を説明する。図９は、レーザダイオード３の電流特性を示す図である。レーザダイオード３はランプ電流Ｉ_ＬＤがしきい値電流Ｉ_ＴＨより低い領域では発振しない。つまり、レーザダイオード３にしきい値電流Ｉ_ＴＨより小さなランプ電流Ｉ_ＬＤを供給することは、無駄な電力を消費することとなる。

図１０は、変形例に係る制御電圧生成部３０ｂの回路図である。制御電圧生成部３０ｂは、制御電圧Ｖ_ＣＮＴがしきい値電流Ｉ_ＴＨに対応するしきい値電圧Ｖ_ＴＨより低くなると、それを外部に通知する信号（ランプ電流強制停止信号）Ｓ３１を出力可能に構成される。ＣＲ時定数にしたがった放電により制御電圧Ｖ_ＣＮＴを低下させる徐変消灯では、完全に消灯となるタイミングを規定しにくい。そこで制御電圧生成部３０ｂを付加することで完全に消灯となるタイミングを正確に規定し、外部に通知できるという効果を得られる。

制御電圧生成部３０ｂは、キャパシタＣ１１の制御電圧Ｖ_ＣＮＴに応じた検出信号を所定のしきい値と比較する比較回路７２を含む。図１０には、図４（ｂ）の制御電圧生成部３０に比較回路７２を追加した構成が示される。具体的には比較回路７２は、トランジスタＱ１１のベース電圧Ｖ_ＢＱ１１（＝Ｖ_ＣＮＴ＋Ｖ_ＢＥ）を、所定のしきい値電圧Ｖ_ＴＨ１と比較する。たとえば比較回路７２は、トランジスタｑ７１、抵抗ｒ７１、ｒ７２、ｒ７３を含む。この場合、トランジスタｑ７１のベース電圧（Ｖ_ＣＮＴ＋Ｖ_ＢＥ）×ｒ７２／（ｒ７１＋ｒ７２）がしきい値を下回ると、トランジスタｑ７１がオフし、ランプ電流強制停止信号Ｓ３１がハイレベルとなる。図示しない上位のコントローラは、ランプ電流強制停止信号Ｓ３１がハイレベルに遷移すると、ランプ電流Ｉ_ＬＤを強制的にゼロとする。あるいは図２の駆動回路２０は、ランプ電流強制停止信号Ｓ３１がハイレベルに遷移すると、ランプ電流Ｉ_ＬＤを強制的にゼロとする。この変形例によれば、無駄な消費電力を低減できる。当然ながら図１０の制御電圧生成部３０のに、図８の放電用トランジスタＱ５１、放電用抵抗Ｒ５１、充電停止用トランジスタＱ５２、消灯制御回路７０を追加してもよい。比較回路７２は、オペアンプを用いた電圧コンパレータで構成してもよい。

最後に、車両用灯具１の用途を説明する。図１１は、実施の形態に係る車両用灯具１を備えるランプユニット（ランプアッシー）５００の斜視図である。ランプユニット５００は、透明のカバー５０２、ハイビームユニット５０４、ロービームユニット５０６、筐体５０８を備える。上述の車両用灯具１は、たとえばハイビームユニット５０４に用いることができる。車両用灯具１は、ひとつ、あるいは複数の光源２を備える。ハイビームユニット５０４に代えて、あるいはそれに加えて、ロービームユニット５０６に車両用灯具１を用いてもよい。

実施の形態にもとづき、具体的な語句を用いて本発明を説明したが、実施の形態は、本発明の原理、応用を示しているにすぎず、実施の形態には、請求の範囲に規定された本発明の思想を逸脱しない範囲において、多くの変形例や配置の変更が認められる。

１…車両用灯具、２…光源、３…レーザダイオード、４…バッテリ、６…スイッチ、１０…点灯回路、２０…駆動回路、２２…ＤＣ／ＤＣコンバータ、２４…電流センサ、２６…パルス変調器、３０…制御電圧生成部、Ｃ１１…キャパシタ、３２…充電回路、３４…カレントミラー回路、３６…可変電流源、３８…可変インピーダンス回路、５０…エラーアンプ、５２…ＰＷＭコンパレータ、５４…オシレータ、５６…ドライバ、６０…電流源、６２…バースト信号発生器、６４…調光スイッチ、７０…消灯制御回路、７２…比較回路、Ｒ１１…第１抵抗、Ｒ１２…第２抵抗、Ｒ１３…第３抵抗、Ｑ１１…第１トランジスタ、Ｑ１２…第２トランジスタ、ＣＳ１…第１電流源、ＣＳ２…第２電流源、Ｒ３１…第１抵抗、Ｒ３２…第２抵抗、Ｒ３３…第３抵抗、Ｒ３４…第４抵抗、Ｑ３１…第１トランジスタ、Ｑ３２…第２トランジスタ、Ｑ５１…放電用トランジスタ、Ｒ５１…放電用抵抗、Ｑ５２…充電停止用トランジスタ、７０…消灯制御回路、５００…ランプユニット、５０２…カバー、５０４…ハイビームユニット、５０６…ロービームユニット、５０８…筐体。

Claims (10)

1. 光源の点灯回路であって、
   前記光源の点灯開始が指示されると、時間とともに増大する制御電圧を生成する制御電圧生成部と、
   前記制御電圧に応じたランプ電流を前記光源に供給する駆動回路と、
   を備え、
   前記制御電圧生成部は、
   一端の電位が固定され、その両端間の電圧が前記制御電圧であるキャパシタと、
   前記キャパシタに可変の充電電流を供給する充電回路であって、前記制御電圧が所定の電圧値に達するまでは、前記制御電圧が大きくなるほど前記充電電流を増大させる充電回路と、
   を備えることを特徴とする点灯回路。
2. 前記充電回路は、
   出力側が前記キャパシタと接続されたカレントミラー回路と、
   前記カレントミラー回路の入力側に接続され、前記制御電圧が大きくなるほどインピーダンスが低下する可変インピーダンス回路と、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
3. 前記充電回路は、
   出力側が前記キャパシタと接続されたカレントミラー回路と、
   前記カレントミラー回路の入力側に接続され、前記制御電圧が大きくなるほど電流量が増大する可変電流源と、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
4. 前記充電回路は、
   出力側が前記キャパシタと接続されたカレントミラー回路と、
   前記カレントミラー回路の入力側に接続された第１抵抗と、
   前記第１抵抗と並列な経路に直列に設けられた第１トランジスタおよび第２抵抗と、
   を含み、前記第１トランジスタの制御端子に、前記制御電圧に応じた信号が入力されることを特徴とする請求項１から３のいずれかに記載の点灯回路。
5. 前記充電回路は、
   電源ラインと前記第１トランジスタの前記制御端子の間に設けられた第３抵抗と、
   前記第１トランジスタの前記制御端子と接地ラインの間に設けられ、その制御端子に前記制御電圧が入力され、前記第１トランジスタと相補的な極性を有する第２トランジスタと、
   をさらに含むことを特徴とする請求項４に記載の点灯回路。
6. 前記充電回路は、
   前記キャパシタと接続され、前記キャパシタに第１電流をソースする第１電流源と、
   前記キャパシタと接続され、前記キャパシタから第２電流をシンクする第２電流源であって、前記制御電圧が大きくなるほど前記第２電流を減少させる第２電流源と、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
7. 前記充電回路は、
   出力側が前記キャパシタの一端と接続されたカレントミラー回路と、
   前記カレントミラー回路の入力側に接続された第１抵抗と、
   前記キャパシタの一端と接地ラインの間に直列に設けられた第１トランジスタおよび第２抵抗と、
   前記第１トランジスタの制御端子と前記接地ラインの間に設けられた第３抵抗と、
   一端が電源ラインと接続された第４抵抗と、
   前記第４抵抗と前記第３抵抗の間に設けられ、制御端子に前記制御電圧が入力された第２トランジスタと、
   を含むことを特徴とする請求項１に記載の点灯回路。
8. 前記キャパシタと並列な放電経路を形成するように、直列に接続される放電用抵抗と放電用トランジスタをさらに備え、
   前記放電用トランジスタおよび前記充電回路は、外部からの点灯指示信号に応じてオン、オフが切りかえ可能に構成されることを特徴とする請求項１から７のいずれかに記載の点灯回路。
9. 前記制御電圧に応じた電圧を所定のしきい値電圧と比較する比較回路をさらに備え、比較結果を示すランプ電流強制停止信号を出力可能に構成されることを特徴とする請求項１から８のいずれかに記載の点灯回路。
10. 光源と、
    前記光源を駆動する請求項１から９のいずれかに記載の点灯回路と、
    を備えることを特徴とする車両用灯具。

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