CN103379687A - 半导体电路以及半导体装置 - Google Patents

Abstract

本发明提供缩短在将与负载连接的有源元件从截止切换至导通时的从切换开始到流动规定电流为止的时间的半导体电路以及半导体装置。其中，LED阵列（18）与能够在被输入规定电压时导通而驱动LED阵列的MOSFET（20）电连接。半导体电路（24）具备运算放大器（30）、电压下降电路及开关。运算放大器的非反转输入端子被输入基准电压VR。电压下降电路使从运算放大器输出的电压下降。在MOSFET从运算放大器输入上述规定电压输而导通的第1期间，开关使与利用MOSFET导通而流动的规定电流对应的电压向运算放大器的反转输入端子输入，在MOSFET截止的第2期间将利用电压下降电路而下降的电压向反转输入端子输入。

Description

半导体电路以及半导体装置

技术领域

本发明涉及用于向负载供给规定电流的半导体电路以及半导体装置。

背景技术

近年来，随着对液晶显示装置的低功耗的要求变得强烈，在背光中使用LED（发光二极管）来代替CCFL（冷阴极荧光管）。进而，为了抑制平均功耗，广泛使用根据显示的画面的明暗、环境亮度等使流向LED的电流为导通或截止而切换导通时间和截止时间的占空比并调整背光的亮度、即PWM（脉冲宽度调制）控制。在PWM控制中需要实现优异控制性的恒流电路。

在图10中示出向LED阵列100供给规定电流的以往的一般恒流电路102的例子。

LED阵列100具备以串联的方式连接的多个LED1201～120n。恒流电路102具备开关104、运算放大器（Operational amplifier）106、N沟道MOSFET（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）108以及电阻110。

LED阵列100、MOSFET108以及电阻110以串联的方式连接。具体而言，在MOSFET108的漏极端子连接有LED阵列100的阴极端子侧的端部，LED阵列100的阳极端子侧的端部连接至电源VLED。MOSFET108的源极端子连接至电阻110的一端，电阻110的另一端连接至地线。

运算放大器106的非反转输入端子连接至开关104。开关104根据从外部输入的PWM信号，切换为向运算放大器106的非反转输入端子供给基准电压VR的第1状态以及连接运算放大器106的非反转输入端子和地线的第2状态中的任意一个状态。

运算放大器106的反转输入端子连接至MOSFET108的源极端子与电阻110之间的节点N，运算放大器106的输出端子连接至MOSFET108的栅极端子。此外，LGO是连接运算放大器106的输出端子与MOSFET108的栅极端子的连接端子，LCM是连接运算放大器106的反转输入端子与节点N的连接端子。

在该恒流电路102中，使MOSFET108导通而向与MOSFET108的漏极端子连接的LED1201～120n和与源极端子连接的电阻110流入规定电流（驱动电流ILED），并使LED1201～120n点亮。

在图11中示出图10所示的恒流电路102的各端子的电压/电流的波形的一个例子。此处假定为以下的条件。

·基准电压VR：0.4[V]

·使LED1201～120n点亮（驱动）时的驱动电流ILED：20[mA]

·使MOSFET108导通而在LED阵列100和电阻110中流动驱动电流ILED时的栅极-源极间电压：2.1[V]

·电阻110的电阻值：2[Ω]

在PMW信号为L的期间（参照图11（A）），使开关104为第2状态，运算放大器106的非反转输入端子连接至地线（0[V]）（参照图11（B））。另外，运算放大器106的反转输入端子与节点N连接。因此，运算放大器106的反转输入端子的输入电压和运算放大器106的输出电压（参照图11的LGO的电压波形）Vo几乎为0[V]（参照图11（C）、（D））。因MOSFET108被截止，在LED阵列100和电阻110中流动的电流几乎为0[mA]（参照图11（E）），所以LED阵列100的各LED1201～120n为熄灭状态。

在PWM信号为H的期间（参照图11（A）），使开关104为第1状态，向运算放大器106的非反转输入端子供给基准电压VR（0.4[V]）（参照图11（B））。运算放大器106按照使反转输入端子的电压为0.4[V]的方式使输出电压Vo上升至2.5[V]（参照图11（C））。通过从运算放大器106的输出端子向栅极端子施加使MOSFET108导通的电压，使LED阵列100和电阻110中流动20[mA]的电流（图11（E）），使向反转输入端子输入的电压为0.4[V]（参照图11（D）），并点亮LED1201～120n。

此外，作为与恒流电路相关的技术已知有例如具有恒流驱动电路的LED驱动装置，该恒流驱动电路具备：漏极端子连接至LED阵列的阴极端子侧端部的驱动晶体管；分别向栅极端子输入多个第1电流控制信号中的一个、向源极端子输入接地电压、并且漏极端子连接至上述驱动晶体管的源极端子的多个电流控制晶体管；切换多个第1电流控制信号，切换处于导通状态的电流控制晶体管的个数来控制LED阵列的电流量的电流控制电路；以及将电流控制晶体管的漏极端子的电压作为反馈信号，为了抑制反馈信号的电压值的变动而将反馈信号的电压值与参照电压的差分电压放大并作为驱动晶体管的栅极端子的栅极电压进行输出，从而按照使驱动晶体管的电流驱动能力根据电流控制电路控制的电流量而变化的方式进行控制的驱动晶体管控制电路（例如，参照专利文献1）。

另外，也已知有LED驱动电路，其具有：以所希望的频率生成时钟的振荡器；输入来自振荡器的时钟，在接通LED驱动电流时根据时钟进行计数动作，在切断LED驱动电流时根据时钟进行倒计数动作的加／减计数器；将由加／减计数器输出的数字计数值变换为模拟信号的数字－模拟变换器；以及相对于直流电源与LED串联连接，并根据数字－模拟变换器的输出信号进行动作的晶体管（例如，参照专利文献2）。

专利文献1：日本特开2010－135379号公报

专利文献2：日本特开2009－135138号公报

然而，在以往的恒流电路中由于运算放大器106的特性该输出电压Vo的时间变化量（ΔVo/Δt）被限制，因此存在将PWM信号从L切换至H后运算放大器106到达定常状态为止的时间tr（也要参照图11（C）电压波形）较长这一问题。例如，在ΔVo/Δt=1[V/μs]的情况下，要使输出电压从0[V]变到2.5[V]需要2.5[μs]这一较长的时间。

特别是，用于恒流电路的控制的PWM控制是使导通与截止的时间比率（占空比）变化而进行控制的方法，但存在用上述tr表示的期间成为不知道是导通还是截止的含糊的期间，此时间tr变得越长，其结果控制的误差变得越大这一问题。因此，需要尽可能地将时间tr缩短，但在上述专利文献1和专利文献2中未记载任何用于解决这种问题的方法。

发明内容

本发明是为了解决上述课题而做出的，目的在于提供一种在将与负载连接的有源元件从截止切换到导通并使规定电流流向负载时的，使从该切换开始到上述规定电流流向负载为止的时间与以往相比缩短的半导体电路以及半导体装置。

为了达到上述目的，本发明的半导体电路是电连接第1负载和能够在被输入规定电压的情况下导通而流动使上述第1负载被驱动的规定电流的有源元件，并且能够向上述有源元件输入上述规定电压来控制上述第1负载的驱动的半导体电路，其具备：运算放大器，其具有被输入基准电压的第1输入端子、第2输入端子以及输出端子，并能够按照使向上述第2输入端子输入的电压接近向上述第1输入端子输入的上述基准电压的方式从上述输出端子输出第1电压；电压下降电路，其能够使从上述运算放大器的输出端子输出的上述第1电压下降并生成第2电压；以及输入切换部，其能够在上述有源元件利用从上述运算放大器的上述输出端子输出的上述第1电压成而被导通的第1期间，使与利用上述有源元件被导通而流动的上述规定电流对应的第3电压向上述运算放大器的上述第2输入端子输入，并能够在上述有源元件被截止的第2期间使上述第2电压向上述第2输入端子输入。

另外，本发明的半导体装置具备：有源元件，其与第1负载电连接，并能够在被输入规定电压的情况下导通而流动使上述第1负载被驱动的规定电流；第2负载，其与上述有源元件电连接，并能够利用流动上述规定电流来生成第1电压；运算放大器，其具有被输入基准电压的第1输入端子、第2输入端子以及输出端子，并能够按照使向上述第2输入端子输入的电压接近向上述第1输入端子输入的上述基准电压的方式从上述输出端子输出第2电压；电压下降电路，其能够使从上述运算放大器的输出端子输出的上述第2电压下降并生成第3电压；以及输入切换部，其能够在上述有源元件利用从上述运算放大器的上述输出端子输出的上述第2电压而被导通的第1期间，使上述第1电压向上述运算放大器的上述第2输入端子输入，并能够在上述有源元件被截止的第2期间使上述第3电压向上述第2输入端子输入。

如上所述，根据本发明能够起到将与负载连接的有源元件从截止切换为导通并使规定电流流向负载时，从该切换开始到上述规定电流流向负载的时间与以往相比缩短这一效果。

附图说明

图1是表示LED驱动系统的构成例的图。

图2是表示第1实施方式的LED驱动装置，在从脉冲宽度调制电路输入的PWM信号为H时的LED驱动装置状态的图。

图3是表示第1实施方式的LED驱动装置，在从脉冲宽度调制电路输入的PWM信号为L时的LED驱动装置状态的图。

图4是表示第1实施方式的恒流电路的各端子的电压/电流波形的一个例子的图。

图5是表示电压下降电路的变形例的图。

图6是表示电压下降电路的变形例的图。

图7是表示第2实施方式的LED驱动装置，在从脉冲宽度调制电路输入的PWM信号为H时的LED驱动装置的状态的图。

图8是表示第2实施方式的LED驱动装置，在从脉冲宽度调制电路输入的PWM信号为L时的LED驱动装置的状态的图。

图9是表示第2实施方式的恒流电路的各端子的电压/电流波形的一个例子的图。

图10是表示向LED阵列供给规定电流的以往一般的恒流电路的例子的图。

图11是表示图10所示的恒流电路的各端子的电压/电流波形的一个例子的图。

附图符号说明：

10…LED驱动装置；12、13…半导体装置；14…恒压电路；16…脉冲宽度调制电路；18…LED阵列；22…电阻；24、25…半导体电路；30…运算放大器；34…电阻；36…电压下降电路；40…开关；42…开关；60…电阻；62…电阻；64…电阻；66…恒流源；68…二极管；70…电阻；72…二极管；74…恒流源；76…双极晶体管；78…电阻；80…双极晶体管；82…恒流源；84…MOSFET；86…恒流源；90…开关；92…开关。

具体实施方式

（第1实施方式）

在图1中图示出第1实施方式的LED驱动系统10。在本实施方式中以利用PWM控制来驱动作为液晶显示装置的背光使用的LED的LED驱动系统10为例进行说明，但只要是利用规定电流驱动LED等负载的系统即可，在任何用途中均可使用。

LED驱动系统10具备：具有半导体装置12和LED阵列18的LED驱动装置11、恒压电路14以及脉冲宽度调制电路16。

LED阵列18是被规定电流（驱动电流ILED）驱动的负载的一个例子，其由串联连接多个LED501～50n而构成（还要参照图2）。半导体装置12是控制流向LED阵列18的电流的电路，在使LED阵列18的LED501～50n点亮（驱动）的情况下，向LED阵列18供给规定电流（驱动电流ILED）。恒压电路14向半导体装置12供给大于0[V]的恒定电压（基准电压VR）。由外部装置向脉冲宽度调制电路16输入用于调整LED阵列18亮度的亮度调整信息（例如，表示液晶显示装置所显示的图像亮度、液晶显示装置周围的明度等的信息）。

脉冲宽度调制电路16根据所输入的亮度调整信息，使脉冲信号（以下，称为PWM信号）的占空比变化进行调制并向半导体装置12供给。例如，脉冲宽度调制电路16基于亮度调整信息按照在液晶显示装置的周围暗的情况下使背光（LED501～50n）变暗、在周围明亮的情况下使背光变亮的方式生成PWM信号并向半导体装置12供给。另外，例如，脉冲宽度调制电路16基于亮度调整信息按照在显示在液晶显示装置的图像的亮度较高（亮）的情况下使背光变亮、在亮度较低（暗）的情况下使背光变暗的方式生成PWM信号并向半导体装置12供给。此外，作为图像的亮度也可以使用每一像素亮度的平均亮度。

在图2和图3中示出LED驱动装置11的构成。图2表示从脉冲宽度调制电路16输入的PWM信号为H时的电路状态，图3表示从脉冲宽度调制电路16输入的PWM信号为L时的电路状态。

半导体装置12具备N沟道MOSFET20和电阻22。MOSFET20是能够在从后述的运算放大器30输入规定电压时导通而使规定电流（驱动电流ILED）流向LED阵列18的有源元件的一个例子，电阻22是能够通过流动驱动电流ILED而产生与驱动电流ILED和电阻值对应的电压的负载的一个例子。MOSFET20具备作为控制输入端子的栅极端子、作为电流输出端子的漏极端子以及源极端子。LED阵列18、MOSFET20以及电阻22被以串联的方式连接，由此形成串联电路。

更具体而言，MOSFET20的漏极端子连接至LED阵列18的阴极端子侧的端部，并且在LED阵列18的阳极端子侧的端部连接有电源VLED。MOSFET20的源极端子连接至电阻22的一端，电阻22的另一端连接至地线。MOSFET20的栅极端子连接至连接端子LGO，并且MOSFET20的源极端子与电阻22之间的节点Na与连接端子LCM连接。

在该半导体装置12中，使MOSFET20导通而使连接至MOSFET20的漏极端子的LED501～50n和连接至源极端子的电阻22中流动驱动电流ILED，使LED501～50n被点亮。

半导体装置12还具备能够使MOSFET20导通/截止来控制LED阵列18的驱动的半导体电路24。半导体电路24具备运算放大器（运算放大器）30、电压下降电路36、开关40以及开关42。利用从脉冲宽度调制电路16输入的PWM信号控制开关40和开关42。此外，开关40和开关42可以是一般的半导体开关。

运算放大器30具有反转输入端子、非反转输入端子以及输出端子。从恒压电路14向运算放大器30的非反转输入端子供给恒定电压（基准电压VR）。运算放大器30按照使向反转输入端子输入的电压接近向非反转输入端子输入的基准电压的方式从输出端子输出电压。

开关40和MOSFET20的栅极端子经由连接端子LGO连接。在PWM信号为H时，开关40成为MOSFET20的栅极端子与运算放大器30的输出端子连接的第1状态（参照图2）。另外，在PWM信号为L时，开关40成为MOSFET20的栅极端子与地线连接的第2状态（参照图3）。此外，此处省略图示，但例如为了电流限制也可以在开关40与栅极端子之间设置电阻。

在运算放大器30的输出端子和运算放大器30的反转输入端子之间设置有电压下降电路36。电压下降电路36具备MOSFET32和电阻34。MOSFET32的漏极端子连接至电源电压VDD，MOSFET32的栅极端子连接至运算放大器30的输出端子，在MOSFET32中的源极端子连接至电阻34的一端，电阻34的另一端连接至地线。

在运算放大器30的反转输入端子处设置有开关42。在PWM信号为H时，开关42成为将运算放大器30的反转输入端子连接至MOSFET20的源极端子与电阻22之间的节点Na的第1状态（参照图2）。另外，在PWM信号为L时，开关42成为将运算放大器30的反转输入端子连接至电压下降电路36的MOSFET32的源极端子与电阻34之间的节点Ns的第2状态（参照图3）。

在PWM信号为L时，节点Ns被连接至运算放大器30的反转输入端子的电压下降电路36是能够使从运算放大器30的输出端子输出的电压下降的电路。

即使在PWM信号为L期间，也利用电压下降电路36使运算放大器30的输出端子与反转输入端子之间产生电位差，并且运算放大器30的输出电压被维持接近PWM信号为H期间的输出电压（在本实施方式中，几乎相同）的等级。即，利用电压下降电路36使在切换PWM信号的L／H时的运算放大器30的各端子的电压的变化与未设置电压下降电路36的情况相比变小。将在后面说明电压下降电路36的细节。

在图4中示出图2和图3所示的半导体装置12的各端子的电压/电流波形的一个例子。此处假定为以下的条件。但是，下述条件是一个例子，并不局限于此。

·基准电压VR：0.4[V]

·使LED501～50n点亮（驱动）时的驱动电流ILED：20[mA]

·使MOSFET20导通而流动驱动电流ILED时的栅极-源极间电压Vgs1：2.1[V]

·电阻22的电阻值：2[Ω]

·在MOSFET32导通时流向电压下降电路36的电流：20[μA]

·使MOSFET32导通后使上述电流流向电压下降电路36时的栅极-源极间电压Vgs2：2.0[V]

·电阻34的电阻值：2[kΩ]

由电压下降电路36产生的电压下降（电位差）为Vgs2。此外，在本实施方式中，按照Vgs1与Vgs2之间的差小于规定值的方式构成半导体装置12。优选Vgs1与Vgs2之间的差接近0，但此处以Vgs1与Vgs2之间的差为0.1V的情况为例进行说明。

如图2所示，若将PWM信号从L切换至H（参照图4（A）），则开关40为第1状态，并且成为运算放大器30的输出端子与MOSFET20的栅极端子被连接的状态。另外，因开关42为第1状态，所以运算放大器30的反转输入端子为连接至节点Na的状态。另外，继续向运算放大器30的非反转输入端子供给基准电压VR（0.4[V]）（参照图4（B））。按照使运算放大器30的反转输入端子的电压为0.4[V]的方式使从输出端子输出的电压Vo上升至2.5[V]（VR+Vgs1）（参照图4（C））。通过将使MOSFET30导通的电压从运算放大器30的输出端子施加至栅极端子（还要参照图4（D）），而使LED阵列18和电阻22中流动20[mA]的电流（还要参照图4（F）），使向运算放大器30的反转输入端子输入的电压为0.4[V]（还参照图4（E））并使LED501～50n点亮。

如图3所示，若将PMW信号从H切换至L（参照图4（A）），则开关40为第2状态，运算放大器30的输出端子与MOSFET20的栅极端子的连接成为断开的状态（参照图4（D））。因MOSFET20的栅极端子连接至地线、MOSFET20截止、流向LED阵列18和电阻22的电流几乎为0[mA]（参照图4（F）），所以LED阵列18的各LED501～50n为熄灭状态。

另一方面，即使在PWM信号为L的期间，也因继续恒压电路14的恒压输出动作，所以继续针对运算放大器30的非反转输入端子的基准电压VR的供给（参照图4（B））。另外，因开关42为第2状态，所以运算放大器30的反转输入端子为连接至电压下降电路36的电压输出部位（节点Ns）的状态。通过将使MOSFET32导通的电压从运算放大器30的输出端子施加至栅极端子，而使电压下降电路36中流动20[μA]的电流，并产生电压下降后使MOSFET32与电阻34之间的节点Ns产生相当于基准电压VR的电压。因此，继续向连接至节点Ns的运算放大器30的反转输入端子输入相当于基准电压VR的电压0.4[V]（也要参照图4（E））。运算放大器30的输出电压为基准电压VR加上栅极-源极间电压Vgs2后的电压VR+Vgs2（2.4[V]）与（也要参照图4（C））。

这样，即使在PWM信号为L的期间，也通过在运算放大器30的输出端子与反转输入端子之间设置有产生电位差（电压下降）的电压下降电路36，在PWM信号为H期间的输出电压和PWM信号为L期间的输出电压不产生较大的差。因此，如图4（C）所示，能够缩短将PWM信号从L切换至H后运算放大器30到达定常状态为止的时间tr。

进一步详细说明该效果。在以往的构成中，如图11所示，在将PWM信号从L向H切换时，需要运算放大器30的输出电压从0[V]变化至VR+Vgs1（在上述例中为2.5[V]）的时间。

另一方面，在上述实施方式所示的构成中，运算放大器30的输出仅是从VR+Vgs1到VR+Vgs2的变化量|Vgs1-Vgs2|（在上述例中为0.1[V]）。该变化量与以往例相比充分小。

此处，例如，若使Vgs1=2.1[V]、Vgs2=2.0[V]、ΔVo/Δt=1[V/μs]，则将PWM信号从L切换至H后，使运算放大器30到达定常状态为止的时间tr为0.1[μs]，与以往例相比大幅度缩短。即，根据本实施方式，能够在将MOSFET20从截止切换至导通时，使从该切换开始到驱动电流ILED（在上述例中为20[mA]）流至LED阵列18和电阻22为止的时间与以往相比缩短。

这样，根据上述构成，能够缩短运算放大器30的输出变化所需的时间，进而，能够实现半导体装置12整体的高速化。

另外，在以往的恒流电路中，需要构成能够向非反转输入端子、反转输入端子均输入0[V]的运算放大器106，因此在运算放大器106的设计或选择上受到很大的限制，但在本实施方式中，即使在PWM信号为L的期间，也由于使针对运算放大器30的反转输入端子和非反转输入端子的输入电压大于0[V]，所以与以往相比在运算放大器30的设计或选择的限制上得到缓和。

此外，在上述例中，即使在PWM信号为H的期间，MOSFET32的漏极端子也处于被保持原样地连接至运算放大器30的输出端子的状态，因此对于运算放大器30来说该MOSFET32的输入容量为负载，但在PWM信号为H的期间，电压下降电路36不在向运算放大器30反馈电流、电压的路径上，另外，如上所述，通过使MOSFET32的负载容量远远小于MOSFET20的负载容量、使在电压下降电路36中流动的电流减小至与驱动电流ILED相比是能够忽略的程度（在上述中为20μA），而不对半导体装置12整体的动作产生较大的影响。另外，在PWM信号为H的期间，也可以设置电切断电压下降电路36与运算放大器30的输出端子的连接的开关。

另外，上述例构成为，在运算放大器30的输出端子处设置开关40，当PWM信号从H变为L时，使MOSFET20的栅极-源极间的电压为0[V]。该构成是在PWM信号为L的期间，能够使电流不流向LED501～50n而可靠地使LED501～50n熄灭的优选的构成，但是在PWM信号为L的期间，只要使从运算放大器30输出的电压成为MOSFET32导通但MOSFET20不导通的等级的构成（例如，将Vgs2+VR设定为低于MOSFET20的阈值电压等），就能够设为不设置开关40而使MOSFET20的栅极端子与运算放大器30的输出端子总是连接的构成。

此外，在进行开关40和开关42的切换时，往往使运算放大器30的反转输入电压产生波动，但即使产生波动也是在极短的时间内而不会在动作上产生影响，因此未在图4（E）中图示出。

另外，在上述实施方式中，对使用MOSFET32和电阻34构成电压下降电路36的例进行了说明，但并不局限于此。

例如，如图5（A）所示，可以以串联的方式连接2个电阻60、62而构成电压下降电路。将电阻60的一端与运算放大器30的输出端子连接，将另一端连接至电阻62的一端。电阻62的另一端与地线连接。经由开关42连接电阻60与电阻62之间的节点Ns和运算放大器30的反转输入端子。

根据该电压下降电路，通过2个电阻的分压产生电压下降（电位差）。若使电阻60的电阻值为R1、使电阻62的电阻值为R、使运算放大器30的输出电压为Vout，则可以下面的公式来表示电位差ΔV。

ΔV＝Vout*R1/（R1+R2）

另外，例如，如图5（B）所示，也可以以串联的方式连接电阻64和恒流源66而构成电压下降电路。将电阻64的一端连接至运算放大器30的输出端子，将另一端与恒流源66连接。经由开关42连接电阻64与恒流源66之间的节点Ns和运算放大器30的反转输入端子。

根据该电压下降电路，通过由恒流源66产生的电流值和电阻64的电阻值产生所希望的电位差。若使电阻64的电阻值为R3、使恒流源66的电流值为Io，则可以用下面的公式来表示电位差ΔV。

ΔV＝R3*Io

能够从恒流源66流出几乎恒定的电流，因此能够在动作中产生几乎恒定的电位差（几乎理想的电位差），与图5（A）的构成相比控制性优异。

另外，例如，如图5（C）所示，也可以以串联的方式连接二极管68与电阻70而构成电压下降电路。将二极管的阳极与运算放大器30的输出端子连接，将阴极与电阻70的一端连接。将电阻70的另一端与地线连接。经由开关42连接二极管68与电阻70之间的节点Ns和运算放大器30的反转输入端子。若使电压下降电路流动电流时的施加到二极管68的正向电压为VF，则可以用下面的式子来表示电位差ΔV。

ΔV≈VF

在该电压下降电路中，电位差ΔV几乎等于施加到二极管68的正向电压VF。

另外，例如，如图5（D）所示，也可以以串联的方式连接二极管72与恒流源74而构成电压下降电路。将二极管72的阳极与运算放大器30的输出端子连接，将阴极与恒流源74连接。经由开光42连接二极管72与恒流源74之间的节点Ns和运算放大器30的反转输入端子。

根据该电压下降电路，能够从恒流源74流出几乎恒定的电流，因此能够在动作中产生几乎恒定的电位差（几乎理想的电位差），与图5（C）的构成相比控制性优异。

另外，例如，图6（A）所示，也可以以串联的方式连接N沟道的双极晶体管76和电阻78而构成电压下降电路。将双极晶体管76的集电极端子与电源电压VDD连接，将基极端子与运算放大器30的输出端子连接，将发射极端子与电阻78的一端连接。将电阻78的另一端与地线连接。经由开关42连接双极晶体管76与电阻78之间的节点Ns和运算放大器30的反转输入端子。若使双极晶体管76导通而在电压下降电路中流动电流时的基极-发射极间的电压为Vbe，则可以用下面的式子来表示电位差ΔV。

ΔV≈Vbe

在该电压下降电路中，电位差ΔV几乎等于双极晶体管76的基极-发射极间的电压Vbe。

另外，例如，如图6（B）所示，也可以以串联的方式连接N沟道的双极晶体管80和恒流源82而构成电压下降电路。将双极晶体管80的集电极端子与电源电压VDD连接，将基极端子与运算放大器30的输出端子连接，将发射极端子与恒流源82连接。经由开关42连接双极晶体管80与恒流源82之间的节点Ns和运算放大器30的反转输入端子。

根据该电压下降电路，能够从恒流源82流出几乎恒定的电流，因此能够在动作中产生恒定的电位差（几乎理想的电位差），与图6（A）的构成相比控制性优异。

另外，例如，如图6（C）所示，也可以以串联的方式连接N沟道的MOSFET84和恒流源86而构成电压下降电路。将MOSFET84的漏极端子与电源电压VDD连接，将栅极端子与运算放大器30的输出端子连接，将发射极端子与恒流源82连接。经由开光42连接MOSFET84与恒流源86之间的节点Ns和运算放大器30的反转输入端子。

若使MOSFET84导通而在电压下降电路中流动电流时的栅极-源极间电压为Vgs，则可以用下面的式子来表示电位差ΔV。

ΔV≈Vgs

根据该电压下降电路，能够从恒流源86流出几乎恒定的电流，因此能够在动作中产生恒定的电位差（几乎理想的电位差），与图2和图3所示的电压下降电路36的构成相比控制性优异。

由上述例所示的电压下降电路的各个产生的电位差优选接近Vgs1，但只要是与MOSFET20的Vgs1之间的差小于规定值（大于规定值0V小于Vgs1的值）的电位差，与以往例相比就能缩短时间tr。

另外，可以配合MOSFET20的栅极-源极间电压Vgs1，对上述例所示的电压下降电路中的任意一个进行多个连接而作为一个电压下降电路来使用，当然也可以组合上述例所示的多种的电压下降电路而作为一个电压下降电路来使用。

此外，以上作为构成半导体装置12的器件中与LED阵列18的阴极侧的端部连接、并在导通时向LED阵列18供给规定电流的有源元件，以MOSFET20为例进行了说明，但该有源元件并不局限于此。例如，当然也可以是JFET（结型FET）、双极晶体管等。

（第2实施方式）

接下来，对第2实施方式的LED驱动系统进行说明。第2实施方式的LED驱动系统除了包括在第1实施方式的LED驱动系统的恒流电路的构成这点之外与图1所示的构成为相同的构成，因此此处省略图示对第2实施方式的恒流电路（以下，赋予符号13）进行详细的说明。

在图7和图8中示出包括第2实施方式的半导体装置13的LED驱动装置的构成。图7示出从脉冲宽度调制电路16输入的PWM信号为H时的电路状态，图8示出从脉冲宽度调制电路16输入的PWM信号为L时的电路状态。

此处，在图7和图8中，对与图2和图3相同或同等的部分赋予相同的附图标记，省略其说明。

半导体装置13具备控制MOSFET20的半导体电路25。半导体电路25具备运算放大器30、开关90以及开关92。利用从脉冲宽度调制电路16输入的PWM信号控制开关90和开关92。此外，开关90和开关92可以是一般的半导体开关。

经由连接端子LGO开关90与MOSFET20的栅极端子被连接。在PWM信号为H时，开关90为连接MOSFET20的栅极端子和运算放大器30的输出端子的第1状态（参照图7）。另外，在PWM信号为L时，开关90为连接MOSFET20的栅极端子和地线的第2状态（参照图8）。此外，此处省略图示，但例如，为了限制电流，也可以在开关90与栅极端子之间设置电阻。

从恒压电路14向运算放大器30的非反转输入端子供给基准电压VR。在运算放大器30的反转输入端子处设置有开关92。在PWM信号为H时，开关92为将运算放大器30的反转输入端子连接至MOSFET20的源极端子与电阻22之间的节点Na的第1状态（参照图7）。另外，在PWM信号为L时，开关92为将运算放大器30的反转输入端子连接至运算放大器30的输出端子的第2状态（参照图8）。

在图9中示出图7和图8所示的半导体装置13的各端子的电压/电流波形的一个例子。此处假定为以下的条件。但是，下述条件是一个例子，并不局限于此。

·基准电压VR：0.4[V]

·使LED501～50n点亮（驱动）时的驱动电流ILED：20[mA]

·使MOSFET20导通而流动驱动电流ILED时的栅极-源极间电压Vgs1：2.1[V]

·电阻22的电阻值：2[Ω]

如图7所示，若将PWM信号从L切换至H（参照图9（A）），则开关90为第1状态，并且成为运算放大器30的输出端子与MOSFET20的栅极端子连接的状态。另外，因开关92为第1状态，运算放大器30的反转输入端子为与节点Na连接的状态。另外，继续向运算放大器30的非反转输入端子供给基准电压VR（0.4[V]）（参照图9（B））。对于运算放大器30而言，按照使其反转输入端子的电压为0.4[V]的方式使从其输出端子输出的电压Vo上升至2.5[V]（VR+Vgs1）（参照图9（C））。通过将使MOSFET30导通的电压从运算放大器30的输出端子施加至栅极端子（也要参照图9（D）），而使LED阵列18流动20[mA]的电流（也要参照图9（F）），使向运算放大器30的反转输入端子输入的电压为0.4[V]（也要参照图9（E）），并使LED501～50n点亮。

如图8所示，若将PMW信号从H切换至L（参照图9（A）），则开关90为第2状态，成为运算放大器30的输出端子为与MOSFET20的栅极端子的连接被切断的状态（参照图9（D））。因MOSFET20的栅极端子与地线连接、MOSFET20截止、LED电流几乎为0[mA]（参照图9（F）），所以LED阵列18的各LED501～50n为熄灭状态。

另外，即使在PWM信号为L的期间，也继续恒压电路14的恒压输出动作，所以继续针对运算放大器30的非反转输入端子的基准电压VR（0.4[V]）的供给（参照图9（B））。另外，因开关92为第2状态，所以运算放大器30的反转输入端子为与运算放大器30的输出端子连接的状态。由此，由于运算放大器30是增益1的放大器（电压跟随器）的构成，所以从运算放大器30的输出端子输出的电压和向运算放大器30的反转输入端子输入的电压均为0.4[V]（参照图9（C）、（E））。

这样，即使在PWM信号为L的期间，也向运算放大器30的非反转输入端子输入基准电压VR，向反转输入端子输入相当于基准电压VR的电压。因此，没由必要将运算放大器30构成为能够进行0[V]输入，能够缓和运算放大器30的设计或者选择上的限制。向各端子输入的输入电压与以往例相比未发生较大的变化，因此能够稳定动作。另外，运算放大器30的输出电压的变化从VR（0.4[V]）变化至VR+Vsg1（2.5[V]），因此能够与输出电压从0[V]变化至VR+Vsg1（2.5[V]）的以往例（参照图10、图11）相比缩短变化所需的时间tr（参照图9（C））。即，根据本实施方式，能够在将MOSFET20从截止切换至导通时，使从该切换开始到驱动电流ILED（在上述例中为20[mA]）流至LED阵列18和电阻22为止的时间与以往相比缩短。

此外，以上作为构成半导体装置13的器件中与LED阵列18的阴极侧的端部连接、在导通时向LED阵列18供给规定电流的有源元件，以MOSFET20为例进行了说明，但该有源元件并不局限于此。例如，当然也可以是JFET（结型FET）、双极晶体管等。

另外，在上述第1实施方式和第2实施方式中，以用于向LED阵列供给规定电流的半导体装置为例进行了说明，但供给规定电流而被驱动的负载并不局限于LED，例如可以是有机EL等各种发光元件。另外，也可以不是作为液晶显示装置的背光的LED，例如也可以将上述例用于对例如在照明装置中使用的LED、有机EL等发光元件供给规定电流的装置。

Claims (7)

1.一种半导体电路，其是控制第1负载的驱动的半导体电路，该半导体电路的特征在于，具备：

运算放大器，其具有第1输入端子、第2输入端子以及输出端子，并从所述输出端子输出第1电压；

电压下降电路，其使所述第1电压下降并生成第2电压；以及

输入切换部，其在有源元件利用所述第1电压而被导通的第1期间，使第3电压向所述第2输入端子输入，并在所述有源元件被截止的第2期间，使所述第2电压向所述第2输入端子输入。

2.根据权利要求1所述的半导体电路，其特征在于，

所述有源元件在被输入规定电压的情况下导通而流动使所述第1负载被驱动的规定电流。

3.根据权利要求1所述的半导体电路，其特征在于，

所述运算放大器按照使向所述第2输入端子输入的电压接近向所述第1输入端子输入的电压的方式从所述输出端子输出所述第1电压。

4.根据权利要求1所述的半导体电路，其特征在于，

所述第3电压根据利用所述有源元件被导通而流动的所述规定电流而生成。

5.根据权利要求1所述的半导体电路，其特征在于，

所述有源元件具备：

控制端子；

与所述第1负载连接的第1端子；以及

与第2负载连接的第2端子，

所述半导体电路构成为，利用所述电压下降电路而下降的电压，和使所述有源元件导通而使所述规定电流向所述第1负载以及所述第2负载输出的情况下的所述控制输入端子和所述第2电流输出端子间的电压之间的差小于规定值。

6.根据权利要求1或权利要求2所述的半导体电路，其特征在于，

所述第1负载是发光元件。

7.一种半导体装置，其特征在于，具备：

有源元件，其与第1负载电连接，并能够在被输入规定电压的情况下导通而流动使所述第1负载被驱动的规定电流；

第2负载，其与所述有源元件电连接，并能够利用流动所述规定电流来生成第1电压；

运算放大器，其具有被输入基准电压的第1输入端子、第2输入端子以及输出端子，并能够按照使向所述第2输入端子输入的电压接近向所述第1输入端子输入的所述基准电压的方式从所述输出端子输出第2电压；

电压下降电路，其能够使从所述运算放大器的输出端子输出的所述第2电压下降并生成第3电压；以及

输入切换部，其能够在所述有源元件利用从所述运算放大器的所述输出端子输出的所述第2电压而被导通的第1期间，使所述第1电压向所述运算放大器的所述第2输入端子输入，并能够在所述有源元件被截止的第2期间，使所述第3电压向所述第2输入端子输入。

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