JP6298835B2

JP6298835B2 - モータ電力変換装置

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Publication number: JP6298835B2
Application number: JP2015561130A
Authority: JP
Inventors: 小林　澄男; 澄男小林; 真人高瀬
Original assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Current assignee: Hitachi Industrial Equipment Systems Co Ltd
Priority date: 2014-02-10
Filing date: 2014-02-10
Publication date: 2018-03-20
Anticipated expiration: 2034-02-10
Also published as: EP3107204B1; EP3107204A4; CN106031024A; CN106031024B; WO2015118678A1; TWI578689B; EP3107204A1; JPWO2015118678A1; TW201541852A

Description

本発明は、モータ電力変換装置に関し、モータの損失を検出して過負荷保護を行うモータ電力変換装置に関する。

一般産業界では各種生産工場などで、ファン、空調機器、ポンプ、食品加工機械、包装機械、搬送機械などで、動力源としての速度制御用途で、インバータ駆動による汎用インダクションモータ（誘導型モータ）や、永久磁石式ブラシレスＤＣモータが使われ、また、半導体、液晶製造装置、電子部品製造組立機械、産業用ロボット、金属加工機械、鍛造機械、その他生産現場以外などではアミューズメント機器、医療機器、電子式料金自動収受システム、エレベータ、乗り物用シミュレータなど、優れたサーボ制御を生かして、速度、トルク制御、位置制御用途で、加速、一定速運転や減速、位置決め停止などで永久磁石式ＡＣサーボモータや、ベクトル制御インバータ駆動専用の誘導型モータが使用されている。

鍛造機械では自動車のボディ等を板材から型抜き、絞り加工をプレス機で行うが、駆動モータには低速高トルク特性の優れたＡＣサーボモータが使用されている。ＡＣサーボモータを使用したプレス機の一例においては、スライドの急加速、減速の上下運動を何度か繰り返すことが可能で、型絞りではスライドの高速動作から材料の直前で加工速度を急低速に減速して絞り加工することで、型の温度上昇による焼付き防止や、成形品内加工外径の寸法精度向上や、加圧中にスライドを一時停止し、油圧装置を作動することが可能となるなど従来プレス機では難しい成形も容易にできる様になった。

ＡＣサーボモータはこれら要求性能に対応するため、ロータに高性能永久磁石のレアアース（例えば、ネオジム（Ｎｄ））が使用され、また運転中モータ内が高温となる環境に置かれる。このため永久磁石の耐熱性をより高めるために、添加剤としてジスプロシウム（Ｄｙ）が一部に使われ、低慣性モーメントによる高応答化に対応している。そしてサーボプレス機用ＡＣサーボモータの最大効率を、最も頻繁に使用される低速高トルク領域になるよう専用設計されていた。

しかし、サーボプレス機では、回転速度の高速化の要求があり、無負荷運転で高速領域において回転エネルギーを蓄え、次の動作でこのエネルギーを利用して鋼材の穴抜き加工する等を要求されるようになった。

ＡＣサーボモータは最大効率域を低速高トルクと、新たな高回転速度領域の両方を満たす設計は困難であり、今まで通り低速高トルク領域に最大効率設計の重点を置くか、または、両領域のバランスを取った平均的な設計にするかはプレス機の仕様により判断されている。

上記状況において、ロータに高性能永久磁石を使用したＡＣサーボモータで、高速域で負荷トルクが定格トルク以下でモータの温度上昇大という現象が発生し、モータの鉄損の影響であることが判明した。鉄損とは鉄心に生じる損失で、鉄心を通る磁束が変化することにより生じる。この鉄損を小さくするために、モータの鉄心は薄い珪素鋼鈑を積み重ねて作られている。また、鉄損はモータ電流による電子サーマルでは過負荷保護ができない。この鉄損の影響は高性能永久磁石であるほど顕著で、従来のＡＣサーボモータで使用していた一般の永久磁石では問題となっていなかった。

この鉄損は誘導型モータでもモータに印加する電圧が高くなり、過励磁状態の場合には、モータ電流が定格電流以下でも焼損することがある。

特開２００８−１７２９４９号公報特開平１０−１７４２７６号公報特開２００８−２２０００２号公報

「日立評論第８３巻３号特集２最近の産業用モータドライブ機器とその応用」日立評論社２００１年３月発行

モータ駆動電力変換装置によるモータ駆動システムにおいて、モータの回転子の低慣性化による高応答化の要求により、永久磁石形モータ（ＰＭモータと呼ぶ）では高性能磁石が採用されてきた。一方でモータの回転速度の高速化の要求により、高速領域で定格電流以下であるにもかかわらずモータの鉄損による温度上昇があり、モータ巻線に内蔵した温度検出器によるモータの保護が必須であり、温度検出器のコストアップの問題があった。また、モータの過負荷検出としてモータの電流を検出して、電流二乗時間積一定で動作する電子サーマル保護検出により、モータを運転停止して焼損防止する方法が取られているが、鉄損はモータ電流の検出では保護できない。この鉄損は誘導型モータでもモータに印加する電圧が高くなり過励磁状態になると、モータ電流が定格電流以下でも焼損することがある。

モータの損失の種類については非特許文献１に示す頁４５の表２に、モータの損失低減策が示されており、表内の損失欄に、機械損、鉄損、一次銅損、二次銅損、漂遊負荷損の５種類が示されている。なお、二次銅損についてはモータが誘導型の場合であり、ロータが永久磁石のＡＣサーボモータ、ＤＣＢＬの場合は除外される。また、頁４５の図３に、モータの損失と負荷率の関係が図で示されており、鉄損、機械損は負荷率の変動に影響されないことが記載されている。

特許文献１では、モータが誘導電動機で過励磁状態で運転した場合に増加する鉄損を考慮して確実にモータを過熱保護するとし、通常の過負荷保護を行う電子サーマルでは保護が出来ないので、電動機の基準となる定格電圧/定格周波数と、周波数電圧演算部で補正された後の出力電圧指令/周波数指令の比を磁束比として演算し、モータが過励磁と判断されるときに、過励磁状態に応じてモータの検出電流値を補正し、過熱保護を行う方法が示されている。この方法では検出電流値をどの程度補正をするのかは、モータの全損失と、鉄損による損失の量を把握していなければならないが、特許文献１では銅損と鉄損のみ記載されているが、全損失については記載がない。また、モータの損失種類毎の損失量の把握は、モータの磁界解析シミュレーションが必要であるが、電力変換器（インバータ）が電圧/周波数制御であれば、モータは自社製とは限らず他社製も考えられ、磁界解析シミュレーションのデータが入手できない場合が多い。

特許文献２は誘導電動機でモータの保護装置として、ステータ巻線の近傍に温度検出器を設置し、ステータ巻線の焼損防止をしているが温度検出器の設置はコストがアップするという問題がある。

特許文献３は従来、銅損のみでモータの過負荷保護され、機械損と鉄損を含む回転損は過負荷検出に考慮されてこなかったとして、銅損と回転損の両者の予測値の合計値が所定値を超えたと判定したときに過負荷を検出するとしているが、損失の種類毎の値について論じられていない。また、モータの電流検出値およびモータの回転速度検出値のそれぞれ平均値を求めて、定格電流、定格回転速度で除算し、それぞれの比率の和の合計値で論じているため、モータ個体差毎の損失の種類と、それぞれの量についての言及がなされていなかった。

鉄損、機械損、漂遊負荷損の影響によるモータの温度上昇に対する保護は、モータ電流による電子サーマルの監視では過負荷保護ができないことであり、モータ電流検出に代わる正確な過負荷保護方法である。

また、モータ損失の種類を、無負荷損と負荷損に分類すると、無負荷損には鉄損、機械損があり、鉄損は更にヒステリシス損と渦電流損に分類される。また、負荷損には銅損と漂遊負荷損があり、銅損は一次銅損と、誘導型モータでは二次銅損がある。漂遊負荷損は一般に、全損失から銅損、鉄損、機械損を差し引いた残りを漂遊負荷損として扱われており、定量的な予測が難しい。
鉄損のヒステリシス損と渦電流損については、従来からスタインメッツの実験式として知られており、ヒステリシス損Ｐｈは、下記（数１）の関係となり、過電流損Ｐｅは、下記（数２）の関係となる。

ヒステリシス損は周波数（モータ回転速度）に比例、渦電流損は周波数（モータ回転速度）の二乗に比例するので、特に高速で大きくなる。鉄損はロータのコアの材質、板厚、コアの断面穴形状により磁気回路が形成されるため磁界解析シミュレーションで求められる。

重要なことは、各種の損失を合計した全損失量を正確に検出することであり、これに基づいて、コイルの焼損防止などあらモータを保護することである。

上記課題を解決するために、例えば、特許請求の範囲に記載の構成を適用する。即ちモータの過負荷保護用電子サーマル機能を備えたモータ電力変換装置において、モータの全損失時間積一定で動作し、モータの巻線温度を模擬した積算値を出力して、前記積算値が所定の閾値に達した時、モータの運転を停止する信号を出力する全損失時間積算カウンタを有するモータ電力変換装置である。

更には、このようなモータ電力変換装置において、全損失時間積算カウンタが、前記モータ電力変換装置の逆変換器の損失を含むモータの全損失時間積一定で動作するものである。

更には、交流モータ、直流モータまたは永久磁石式モータ、誘導形モータを問わず、モータは電気エネルギーを仕事のエネルギーに変える働きをする。しかし、モータに入力される入力電力Ｐｉｎの内、そのすべてが仕事のエネルギーとして役立つ訳でなく、一部はモータの内部で無駄に消費されて熱、音を発生する。仕事に役に立つ電力が出力電力Ｐｏｕｔで、モータに連結された負荷にトルクＴと回転速度Ｎｆを与える。入力および出力はＷ（ワット）の単位で表される。入力Ｐｉｎ、出力Ｐｏｕｔ、損失Ｐlossと効率ηとの関係式は下記（数３）（数４）で表される。

モータの損失はほとんどが熱として据付冶具など金属の固体を通して伝導、モータ表面の冷却リブから大気中へ自然または強制対流、放射であり、一部は音として周囲に発散される。モータの温度上昇には、銅損としては（巻線に流れる電流の二乗）×（巻線抵抗）で発熱し、鉄損は鉄心に生じる磁束の変化により、固定子側のコアや、磁石を埋め込んだ埋込形構造の回転子側コアが発熱する。固定子側のコアにはモータ巻線があり、鉄損によりコアが発熱するとコアを通して巻線の温度も上昇させる。また、機械損にはベアリングの摩擦の損失、ファンの通風抵抗もモータ巻線温度を上昇する方向に働く。漂遊負荷損はここで述べた以外の回転子と固定子間のギャップでの磁束密度の減少等である。

なお、ユーザ機械にモータとモータ駆動電力変換装置が機械内に共に据え付けられ、モータの温度上昇で同一室内のモータ駆動電力変換装置の温度も上昇し、お互いが室温を上昇させる場合は、全損失をモータとモータ駆動電力変換装置（逆変換機）の合計として保護することができる。

このように、電流検出による電流二乗時間積による検出できない鉄損、定量的な予測が難しい漂遊負荷損や、機械損も含めた全損失を（数４）で示される入力電力Ｐｉｎ（Ｗ）から出力電力Ｐｏｕｔ（Ｗ）を差し引いた全損失Ｐ_ＬＯＳＳ（Ｗ）として、モータが力行運転時の一低速定常状態、および加速、減速時、更にエネルギーが出力から入力側に流れる回生運転時においても常時（数４）で演算することにより検出し、実現することである。検出した損失より、過負荷保護特性曲線に基づき、全損失（Ｗ）と時間（ｓ）の積（Ｊ：ジュール）で加算または減算し、予め設定された閾値に達した時、過負荷と判定し、モータの運転を停止させて保護するものでもある。

なお、ジュールはエネルギーの単位で、以前に１ジュール＝０．２４カロリーで変換された熱量で、ここではジュールで扱うものとする。

本発明の一側面によれば、各種の損失を合計した全損失量を正確に検出することであり、これに基づいて、コイルの焼損防止などからモータを保護することができる。
本発明の他の課題や効果は以下の記載から明らかになる。

本発明を適用した一実施の形態であるモータ駆動電力変換装置のモータの損失を説明する図である。本実施形態における電源回生機能付モータ駆動電力変換システムの回生時のモータの損失を説明する図である。モータ駆動電力変換システムのモータと逆変換器の損失を説明する図。図１Ａによる永久磁石形センサ付ＡＣサーボモータ駆動電力変換システムの過負荷保護を説明する図である。図２による永久磁石形センサ付ＡＣサーボモータ駆動電力変換システムの過負荷保護を説明する図である。図１Ａによる誘導形センサ付ベクトル制御モータ駆動電力変換システムの過負荷保護を説明する図である。図２による誘導形センサ付ベクトル制御モータ駆動電力変換システムの過負荷保護を説明する図である。図１Ａによる永久磁石形センサレスＤＣＢＬモータ駆動電力変換システムの過負荷保護を説明する図である。図２による永久磁石形センサレスＤＣＢＬモータ駆動電力変換システムの過負荷保護を説明する図である。図１Ａによる誘導形センサレスベクトル制御モータ駆動電力変換システムの過負荷保護を説明する図である。図２による誘導形センサレスベクトル制御モータ駆動電力変換システムの過負荷保護を説明する図である。図１Ａによる誘導形ＶＦインバータ制御汎用モータ駆動電力変換システムの過負荷保護を説明する図である。図２による誘導形ＶＦインバータ制御汎用モータ駆動電力変換システムの過負荷保護を説明する図である。本実施形態における正逆転加減速運転時の速度、トルク、出力を説明するタイムチャートである。本実施形態における回転速度−トルク特性を四象限領域で出力の符号の極性を説明する図である。本実施形態の永久磁石形同期モータ一相分の等価回路を説明する図である。本実施形態の永久磁石形同期モータの力行時のベクトル図を説明する図である。本実施形態の永久磁石形同期モータの回生時のベクトル図を説明する図である。本実施形態のＶＦ制御インバータの最大トルクを説明する図である。本実施形態の力行時のモータの回転速度−トルク特性において入力、損失、出力電力を説明する図である。本実施形態の回生時のモータ回転速度−トルク特性において入力、損失、出力電力を説明する図である。本実施形態の加算、減算時の電子サーマル動作時間を説明する図である。本実施形態の全損失最大印加時の重み値を説明する図である。本実施形態の電子サーマルの全損失時間積時の重み値を説明する図である。本実施形態の図１４とは別の過負荷保護特性曲線ｂ）を説明する図である。本実施形態のモータの耐熱クラスと過負荷印加時、モータ使用温度範囲の上限値から巻線温度が耐熱限度値まで上昇する動作を説明する図である。本実施形態の図３ａ〜図７ｂの電子サーマル回路を本置き換えた図１８の過負荷保護特性曲線ｂ）の電子サーマル回路の部分図である。本実施形態のモータ巻線温度の動作を説明する図である。本実施形態のモータ巻線温度をモータ駆動電力変換装置にプリセット後の運転を説明する図である。本実施形態の図３Ａ〜図７Ｂの電子サーマル回路の他の態様を説明する図本実施形態のモータの周囲温度を温度センサで検出する図

以下、本発明の実施形態を図面を参照しながら詳細に説明する。
図1Ａにモータ駆動電力変換システムでのモータ１ａの損失を説明する図を示す。１aは、交流モータである。交流電源から供給された電源を順変換器２ａで整流し、平滑コンデンサ３により平滑して直流に変換する。次に、直流電源から逆変換器４により再び交流に変換し、モータ１ａのトルク、回転速度を制御しながらモータ１ａを駆動する。なお、逆変換器４はスイッチング素子５およびフライホイルダイオード６で構成される。モータ１ａの出力Ｐｏｕｔは回転速度Ｎｆ、トルクＴとし、これらはモータ出力軸に動力として負荷に与えられその機械を駆動する。モータ出力Ｐｏｕｔの単位はワット（Ｗ）として示される。一方入力電力Ｐｉｎはモータ駆動装置から各相電圧Ｖ、電流Ｉと、相電圧Ｖと電流Ｉの位相差である力率ｃｏｓφで与えられ、３相電力として単位はワット（Ｗ）で示される。入力電力と出力電力の差は全損失になり、銅損、鉄損、漂遊負荷損、機械損などを含む。これらを含む全損失がモータの発熱や音に変わり周辺に放出される。なお、図中の矢印の幅は、電力の大きさの程度を表し、定常状態ではモータ１ａが入力電力Pinを得て、モータ出力Poutを出力するので、入力電力Ｐｉｎが大きくモータ出力Ｐｏｕｔは小さくなり、小さくなった分は損失Ｐｌｏｓｓとなる。

図１Ｂは、モータが四象限運転を行うエレベータ用モータ１ｂの場合を示す。エレベータ用モータは垂直方向に昇降動作を行い、下降時は重力方向に乗り物ケージが落下するのを抑えながらモータトルクは上昇方向に出力しながら、速度は下降方向にスムーズに動かす回生動作を行う。回生動作は重力により乗り物ケージが落下することでモータ回転軸が外部から回されるため、一種の発電機モードとなり、発電（回生）されたエネルギーがエレベータ用モータ１ｂから逆変換器４に戻り、平滑コンデンサ３に発電（回生）エネルギーを充電する。２ｂは電源回生機能付順変換器で構成は４の逆変換器と同一で、平滑コンデンサ３に蓄積された発電（回生）エネルギーを４９の交流リアクトルを通して電源に回生する。このとき入力電力Ｐｉｎとモータ出力Ｐｏｕｔの関係は、エネルギーの流れは、負荷（機械）側からモータ１ｂを通り、逆変換器４、平滑コンデンサ３、電源回生機能付順変換器２ｂ、交流リアクトル４９を経て電源に回生される。このとき、図中の矢印の方向は図１ｂとは逆となり、矢印の幅はモータ出力Ｐｏｕｔが最も大きく入力電力Ｐｉｎが小となる。
なお、このとき損失Ｐｌｏｓｓの矢印の方向は、図１ａと同一方向で損失する方向であり、矢印の方向が逆（エネルギーが生み出される）方向になることはあり得ない。

図２は、モータとモータ駆動電力変換装置の構成は図１ａと同一であるが、入力電力Ｐｉｎをモータの入力端子部ではなく、モータ駆動装置の逆変換器４の入力部とし、順変換器２ａの出力点の中間電位となる平滑コンデンサ３の部分としている。これはユーザ機械において、モータとモータ駆動電力変換装置が機械内に共に据え付けられ、モータの温度上昇で同一室内のモータ駆動電力変換装置の温度も上昇し、互いが室温を上昇させるため、全損失をモータとモータ駆動電力変換装置の合計として対応できる場合を示している。

図３Ａは、永久磁石形エンコーダ（センサ）付ＡＣサーボモータ駆動電力変換システムの過負荷保護ブロック図を説明する図である。図３Ａでは入力電力Ｐｉｎを検出する点を、図１ａに示す逆変換器４の出力（モータの入力端子部）としている。２ａは順変換器で交流電源を全波整流して直流に変換し、３の平滑コンデンサで滑らかな直流に平滑する。この直流電源は逆変換器４に接続され、５のスイッチング素子と逆並列に接続された６のフライホイルダイオードで構成されている。逆変換器４の出力は、動力線に設けられた９及び１０のＵ相、Ｗ相電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｗを通してモータ1ａに接続される。１ａはモータ全体を示す。モータ1ａはＡＣサーボモータであり、永久磁石形同期モータ７ａであり、永久磁石形同期モータ７ａと、モータ軸に機械的に連結され、前記モータ７ａの位置、回転速度を検出し、前記モータ７ａの回転子の磁極位置を検出するエンコーダ８で構成される。

エンコーダ８の出力は、制御ロジック回路２９の位置・速度磁極位置演算器１７ａに出力される。位置・速度磁極位置演算器１７ａでは、永久磁石形同期モータ７ａの回転速度Ｎｆを、速度誤差増幅器２５で速度指令Ｎとの差ε（＝Ｎ−Ｎｆ）を出力し、速度制御器（ＡＳＲ）１１で増幅される。増幅された信号Ｉｑはトルク電流指令となり、ｑ軸電流誤差増幅器２７に出力される。一方、永久磁石形同期モータ７ａの電流は、Ｕ相電流検出器ＣＴｕ９とＷ相電流検出器ＣＴｗ１０で検出され、電流フィードバックＩｕｆ、Ｉｗｆ信号となって制御ロジック回路２９の３相／２相変換器１６に出力される。

３相／２相変換器１６では、Ｉｕｆ、Ｉｗｆ信号が入力され、３相信号からｄ、ｑ軸直交で表される２相信号に変換される。このとき、位置・速度磁極位置演算器１７ａから、モータ７ａの回転子の磁極位置信号θｒを基準として、ｄ、ｑ軸の２相信号に変換される。３相/２相変換器１６の一方のトルクフィードバック電流Ｉｑｆは、ｑ軸電流誤差増幅器２７で、トルク電流指令信号Ｉｑとの差（Ｉｑ-Ｉｑｆ）をとり、ｑ軸電流制御器（ＡＣＲ）１３で増幅され、ｑ軸のモータ電圧指令Ｖｑが出力される。なお、ｄ軸電流指令Ｉｄが零の場合は、回転子の永久磁石の磁束で制御される。ｄ軸電流指令Ｉｄにある値の電流を流すと界磁弱め制御や、電流位相を変えることにより力率や効率の制御などが行われる。ｄ軸電流指令Ｉｄは、ｄ軸電流誤差増幅器２６で、ｄ軸電流フィードバックＩｄｆとの差（Ｉｄ−Ｉｄｆ）を出力し、ｄ軸電流制御器（ＡＣＲ）１２で増幅され、ｄ軸モータ電圧指令Ｖｄとなる。

Ｖｄ、Ｖｑ信号は、２相／３相変換器１４でｄ軸ｑ軸直交の２相信号から、３相信号Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗに変換される。なおここでも、位置・速度磁極位置演算器１７ａから回転子の磁極位置信号θｒを基準として変換される。この３相信号Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗはＰＷＭ回路１５でＰＷＭ（ＰｕｌｓｅＷｉｄｔｈＭｏｄｕｌａｔｉｏｎ）信号の形で逆変換器４のスイッチング素子５のゲート信号として与えられ、永久磁石形同期モータ（ＳＭ）７ａが制御されるようになっている。

つぎに全損失演算・積算回路２３について説明する。制御ロジック回路２９内の速度制御器（ＡＳＲ）１１、ｄ軸及びｑ軸電流制御器（ＡＣＲ）の１２、１３、２相／３相変換器１４、３相／２相変換器１６、位置・速度磁極位置演算器１７ａ及び誤差増幅器２５〜２７は、ＣＰＵやＤＳＰと、ソフトウェアとの協働によって実現される。全損失演算・積算回路２３内の各ブロック図も同様に演算装置とソフトウェアとの協働で実現される。モータ電流フィードバックＩｕｆ、Ｉｗｆ信号は、トルク演算器１８でモータのトルクＴが演算される。ｄ軸電流指令Ｉｄが零の場合、モータトルクＴはＩｑｆに比例する。ｄ軸電流指令Ｉｄに電流を与える場合のトルクは、モータ定数及びＩｄｆ、Ｉｑｆの演算で計算される。１９は出力Ｐｏｕｔ演算器で、回転速度Ｎｆを位置・速度磁極位置演算器１７ａの出力から取り込み、トルクＴをトルク演算器１８から取り込み、モータ出力Ｐout＝２πＮｆ・Ｔ/６０を演算して求められる。なお、モータ出力Ｐｏｕｔを図で表したものが図８である。図８は永久磁石形モータの加減速運転時の速度、トルク、出力を説明するタイムチャートである。図は正転時と逆転時の加速、定速（いずれも力行運転）および減速（回生運転）を示し、加減速時のトルクは摩擦による負荷トルクＴ１に、正転時は加速トルクはプラス方向に、減速トルクはマイナス方向に加算される。逆転時は、摩擦による負荷トルクはマイナスにであり、加速トルクはマイナス方向に加算され、減速トルクはプラスに加算される。出力Ｐｏｕｔは、回転速度ＮｆとトルクＴの正負の極性付の積になり、図８の出力Ｐｏｕｔ（Ｗ）の様に示される。

図９は、回転速度−トルク特性を四象限領域で出力の符号の極性を説明する図である。第一象限は回転速度は（＋）、トルクも（＋）で掛け算した出力Ｐａｍａｘは（＋）で力行運転である。第一象限とは逆に回転速度、トルク共に（−）としたのが第三象限で、掛け算した出力は（−）どうしの積になり（＋）で力行運転になる。第一象限でトルクの極性のみ逆（−）にしたのが第四象限であり、出力は（−）で回生運転となる。第二象限は、第三象限のトルクを逆（＋）にしたもので、出力は（−）となり回生運転となる。即ち回転速度とトルクの極性が同方向に運転する場合が力行運転で、電源から得た電気エネルギーが、機械側に動力として与えられる。また、回転速度とトルクの極性が逆方向に運転する場合が回生運転で、機械側の動力エネルギーが電源に回生されようになっている。

図３Ａに戻り、説明する。２０は電流演算器であり、モータの実効電流Ｉを、下記（数５）により演算する。

演算された実効電流Ｉは、モータ入力電力演算器２１へ出力される。モータ入力電力演算器２１には、モータ相電圧（実効値）Ｖが２相／３相変換器１４より入力される。２相／３相変換器１４では３相相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、Ｖｗが演算されＰＷＭ回路１５に出力されているので、その実効値Ｖを入手する。

なお、モータ入力電力演算器２１でＩ・cosφが必要となる。モータ入力相電圧、電流の力率cosφについて図１０〜１２で説明する。
図１０は、永久磁石形同期モータ１相分の等価回路を説明する図である。永久磁石形同期モータは回転すると発電機になるため誘起電圧Ｅ０を発生する。モータに流れる電流をＩｑｆとして電流が流れると、モータ巻線の抵抗ＲａにはＲａ・Ｉｑｆの電圧降下が生じ、また、インダクタンスＬａにはｊω・Ｌａ・Ｉｑｆのリアクタンス降下が発生する。これをベクトル図に表したものが図１１と図１２である。図１１は永久磁石形同期モータの力行時のベクトル図で、図１２は永久磁石形同期モータの回生時のベクトル図である。モータ入力の相電圧、電流の位相角φは図１１、図１２で表わされ、力行時は０＜φ＜９０°となり、cosφは正の値となる。回生時のφは９０°＜φ＜１８０°となり、cosφは負の値となる。

ここで再度、図３Ａに戻り説明する。この位相角φは、力率cosφとしてモータ入力電力演算器２１で演算される。３相入力電力Ｐｉｎは、単相のＶ・Ｉ・cosφの３倍で求められ、モータ入力電力演算器２１で演算される。出力Ｐｏｕｔ演算器１９、モータ入力電力演算器２１で算出されたＰｏｕｔ、Ｐｉｎは、引算回路２８でＰｉｎ−Ｐｏｕｔが演算され、モータの全損失Ｐｌｏｓｓが算出される。全損失Ｐｌｏｓｓは、電子サーマル回路２２に送られ電子サーマル演算周期であるサンプリングｔｓ毎に全損失Ｐｌｏｓｓを、重み値に換算し、サンプリング毎に電子的カウンタに定格損失を越える場合は加算、定格損失未満では減算、定格損失時には重み値零を加算する。モータ運転中は常時全損失を加算、減算を繰り返し、ある閾値に達した場合、モータが過負荷であると判断してＯＬ信号を保護処理回路２４に出力し、モータを過負荷保護のため停止させる。

図３Ｂは、図２による永久磁石形エンコーダ（センサ）付ＡＣサーボモータ駆動電力変換システムの過負荷保護ブロック図を説明する図である。図３Ｂでは、入力電力Ｐｉｎを検出する点をモータの入力端子部ではなく、モータ駆動装置の逆変換器４の入力部とし、その点は順変換器２ａの出力と同一で平滑コンデンサ３の両端即ち中間電位とした点である。図３Ａと異なる部分は、順変換器２ａの出力電流Ｉｄｃを検出する直流側電流検出器３２と、平滑コンデンサ３の両端電圧（Ｐ−Ｎ間電圧）を分圧抵抗で検出し、その分圧電圧を絶縁アンプを通して、ＤＣ入力電力演算器３４にＩｄｃとＶｐｎを入力し、その信号の積を取り、出力Ｐｉｎを導いた部分である。なお、直流側電流検出器３２は順変換器２の負側（Ｎ側）で検出しているが、直流側電流検出器３２は順変換器２の正側（Ｐ側）で検出しても良い。また、平滑コンデンサ３と順変換器２の間で検出しているが、平滑コンデンサ３と逆変換器４側の間（Ｎ側）で検出しても良い。更には、平滑コンデンサ３と逆変換器４側の間（Ｐ側）で検出しても良い。その場合は電流の方向が同一となる方向に、極性を合わせればよい。その他は図３Ａと同一のため変更となっている部分のみ説明する。

順変換器２ａと逆変換器４の中間には平滑コンデンサ３があり、その両端電圧ＶｐｎをＰ側分圧抵抗器３０とＮ側分圧抵抗器３１で分圧して、分圧点を絶縁アンプ３３で主回路側と制御ロジック回路２９側とを電気的に絶縁する。絶縁アンプ３３の出力はＶｐｎとしてＤＣ入力電力演算器３４に送られる。一方、直流側電流検出器３２は主回路のＩｄｃを検出し、ＣＴの二次側から絶縁した電流信号Ｉｄｃを出力して、入力電力演算器３４に送られる。入力電力演算器３４ではＶｐｎ・Ｉｄｃの積演算し、入力電力Ｐｉｎを引算回路２８でＰｌｏｓｓ＝Ｐｉｎ−Ｐｏｕtとして検出する。この場合、全損失Ｐｌｏｓｓは、モータの全損失（銅損、鉄損、漂遊負荷損、機械損など）に、逆変換器４の損失（スイッチング素子５とフライホイルダイオード６の電力半導体素子の損失）が含まれる。

図４Ａは，図1Ａによる誘導形エンコーダ（センサ）付ベクトル制御モータ駆動電力変換システムの過負荷保護ブロック図を説明する図である。モータ７ｂは、誘導形ベクトル制御モータで、エンコーダ８の出力は位置・速度演算器１７ｂに出力される。なお、誘導形ベクトル制御モータには、永久磁石は使われていないため、位置・速度演算器１７ｂに磁極位置検出信号はなく、位置・速度が演算される。位置・速度演算器１７ｂでは、誘導形ベクトル制御モータ７ｂの回転速度Ｎｆを、速度誤差増幅器２５で速度指令Ｎとの差ε（＝Ｎ−Ｎｆ）を出力し、速度制御器（ＡＳＲ）１１で増幅される。増幅された信号Ｉｑはトルク電流指令となり、ｑ軸電流誤差増幅器２７に出力されると共にすべり周波数演算器３６に送られる。

磁束演算器３５は、誘導形ベクトル制御モータ７ｂの回転速度Ｎｆを取り込み、基底回転速度までは一定磁束電流、基底回転速度以上で定出力制御とするため、磁束弱め制御となるように磁束電流Ｉｄを出力する。３６はすべり周波数演算器であり、磁束電流Ｉｄが基底回転速度以下ではその出力のすべり角周波数ωｓは、トルク電流に比例して出力される。なお、３７は角周波数変換定数（２π／６０）で実角速度周波数ωｒに変換し、加算器３８で出力角周波数ω1-＝ωｒ＋ωｓを演算する。角周波数ω1-は、２相/３相変換器１４及び３相/２相変換器１６に送られ、ω1を基準にして２相/３相変換および３相/２相変換が行われる。なお、その他については図３Ａと同一のため、説明は省略する。
全損失演算・積算回路２３については、図４Ａにおいても図３Ａと同様のため説明は省略する。

図４ｂは、図２による誘導形エンコーダ（センサ）付ベクトル制御モータ駆動電力変換システムの過負荷保護ブロック図を説明する図である。モータ７ｂは誘導形ベクトル制御モータであり、エンコーダ８の出力は、位置・速度演算器１７ｂに出力される。図４Ａと異なる部分は、順変換器２ａの出力電流Ｉｄｃを検出する直流側電流検出器３２と、平滑コンデンサ３の両端電圧（Ｐ−Ｎ間電圧）を分圧抵抗で検出し、その分圧電圧を絶縁アンプを通して、ＤＣ入力電力演算器３４にＩｄｃとＶｐｎを入力し、その信号の積を取り、出力Ｐｉｎを導いた部分である。図４Ａと異なる部分を次に示す。

順変換器２ａと逆変換器４の中間には平滑コンデンサ３があり、その両端電圧ＶｐｎをＰ側分圧抵抗器３０とＮ側分圧抵抗器３１で分圧して、分圧点を絶縁アンプ３３で主回路側と制御ロジック回路２９側とを電気的に絶縁する。絶縁アンプ３３の出力はＶｐｎとしてＤＣ入力電力演算器３４に送られる。一方、直流側電流検出器３２は主回路のＩｄｃを検出し、ＣＴの二次側から絶縁した電流信号Ｉｄｃを出力して、入力電力演算器３４に送られる。入力電力演算器３４ではＶｐｎ・Ｉｄｃの積演算し、入力電力Ｐｉｎを引算回路２８でＰｌｏｓｓ＝Ｐｉｎ-Ｐｏｕｔとして検出する。この場合、全損失Ｐｌｏｓｓは、モータの全損失（銅損、鉄損、漂遊負荷損、機械損など）に、逆変換器４の損失（スイッチング素子５とフライホイルダイオード６の電力半導体素子の損失）が含まれる。

図５Ａは、図１Ａによる永久磁石形センサレスブラシレスＤＣモータ（以下ＤＣＢＬモータと略す）駆動電力変換システムの過負荷保護ブロック図を説明する図である。モータ７ａは永久磁石形センサレスＤＣＢＬモータで、構造はエンコーダを用いないセンサレスの永久磁石形同期モータである。図３Ａの永久磁石形エンコーダ（センサ）付ＡＣサーボモータとの違いは、エンコーダ（センサ）がないため、図３Ａでは位置・速度磁極位置演算器１７ａは位置・速度推定演算器１７ｃとなり、２相/３相変換器１４の出力から相電圧指令Ｖｕ、Ｖｗを入力し、また、Ｕ相、Ｗ相電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｗ９、１０から電流フィードバックを入力し、相電圧指令からモータ定数であるモータ巻線抵抗Ｒａ、インダクタンスＬａの電圧降下、リアクタンス降下をベクトル演算し、モータの誘起電圧を推定することで速度を推定している。位置・速度推定演算器１７ｃで速度が推定できれば、図５Ａの動作は図３Ａと同様に扱うことができ、永久磁石形センサレスＤＣＢＬモータ１７ａが駆動できる。モータの過負荷保護は、全損失演算・積算回路２３の動作により保護することができる。

図５Ａは、図２による永久磁石形センサレスＤＣＢＬモータ駆動電力変換システムの過負荷保護ブロック図を説明する図である。モータ７ａは図５Ａと同様、永久磁石形センサレスＤＣＢＬモータで、構造はエンコーダを用いないセンサレスの永久磁石形同期モータである。図５Ｂでは、入力電力Ｐｉｎを検出する点をモータの入力端子部ではなく、モータ駆動装置の逆変換器４の入力部とし、その点は順変換器２ａの出力と同一である。図５Ａと異なる部分は、順変換器２ａと逆変換器４の中間には平滑コンデンサ３があり、その両端電圧ＶｐｎをＰ側分圧抵抗器３０とＮ側分圧抵抗器３１で分圧して、分圧点を絶縁アンプ３３で主回路側と制御ロジック回路２９側とを電気的に絶縁する。

絶縁アンプ３３の出力はＶｐｎとしてＤＣ入力電力演算器３４に送られる。一方、直流側電流検出器３２は主回路のＩｄｃを検出し、ＣＴの二次側から絶縁した電流信号Ｉｄｃを出力して、入力電力演算器３４に送られる。入力電力演算器３４ではＶｐｎ・Ｉｄｃの積演算し、入力電力Ｐｉｎを引算回路２８でＰｌｏｓｓ＝Ｐｉｎ−Ｐｏｕｔとして検出する。この場合、全損失Ｐｌｏｓｓはモータの全損失（銅損、鉄損、漂遊負荷損、機械損など）に、逆変換器４の損失（スイッチング素子５とフライホイルダイオード６の電力半導体素子の損失）が含まれる。

図６Ａは、図１Ａによる誘導形センサレスベクトル制御モータ駆動電力変換システムの過負荷保護ブロック図を説明する図である。モータ７ｂは誘導形センサレスベクトル制御モータで、構造はエンコーダを用いないセンサレス誘導形モータである。図４Ａの誘導形エンコーダ（センサ）付ベクトル制御モータとの違いは、エンコーダ（センサ）がないため、図４Ａでは、位置・速度演算器１７ｂはエンコーダ８からの出力から位置・速度演算を行っていた。図６Ａでは、位置・速度推定演算器１７ｃで、２相／３相変換器１４の出力から相電圧指令Ｖｕ、Ｖｗを入力し、また、Ｕ相、Ｗ相電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｗ９、１０から電流フィードバックを入力し、相電圧指令からモータ定数であるモータ巻線抵抗Ｒａ、インダクタンスＬａの電圧降下、リアクタンス降下をベクトル演算し、モータの誘起電圧を推定することで速度を推定している。位置・速度推定演算器１７ｃで速度が推定できれば、
図６Ａの動作は図４Ａと同様に扱うことができ、誘導形センサレスベクトル制御モータ１７ｂが駆動できる。モータの過負荷保護は、全損失演算・積算回路２３の動作により保護することができる。

図６Ｂは、図２による誘導形センサレスベクトル制御モータ駆動電力変換システムの過負荷保護ブロック図を説明する図である。モータ７ｂは誘導形センサレスベクトル制御モータで、構造はエンコーダを用いないセンサレス誘導形モータである。図６Ｂでは入力電力Ｐｉｎを検出する点をモータの入力端子部ではなく、モータ駆動装置の逆変換器４の入力部とし、その点は順変換器２の出力と同一である。図６Ａと異なる部分は、順変換器２の出力電流Ｉｄｃを検出する直流側電流検出器３２と、平滑コンデンサ３の両端電圧を検出するＶｐｎから、ＤＣ入力電力演算器３４の出力信号Ｐｉｎの部分である。また、入力電力Ｐｉｎ検出部は図３Ｂと同じため説明は省略する。モータの過負荷保護は、全損失演算・積算回路２３の動作により保護することができる。この場合、全損失Ｐｌｏｓｓはモータの全損失（銅損、鉄損、漂遊負荷損、機械損など）に、逆変換器４の損失（スイッチング素子５とフライホイルダイオード６の電力半導体素子の損失）が含まれる。

図７Ａは、図1Ａによる誘導形ＶＦインバータ制御汎用モータ駆動電力変換システムの過負荷保護ブロック図を説明する図である。モータ７ｂは誘導形センサレス汎用モータで、構造はエンコーダを用いないセンサレス誘導形の汎用モータである。７ｂの誘導形汎用モータの回転速度Ｎｆは、下記（数６）で表される。

つぎに、最近のインバータは、図６Ａ、図６Ｂで説明したようにセンサレスベクトル制御機能を持ち、また、ＶＦ一定制御で誘導形汎用モータを制御する機能も備えており、ユーザがセンサレスベクトル制御又はＶＦ一定制御かを選択できるようになっている。ＶＦインバータでは、モータに与える周波数ｆを変化させて速度を制御する。その時、周波数ｆに比例させて電圧Ｖも自動的に変え、Ｖ/Ｆ一定制御を行う。なお、モータの回転速度Ｎｆは与えた周波数ｆに対し、すべりｓの分だけ遅く回転する。ＶＦインバータの基本動作を図７ａで説明する。周波数指令ｆrevを電圧/周波数制御器３９に入力し、電圧/周波数制御器３９は周波数指令ｆｒｅｖに従ってｆを出力し、そのとき同時に電圧Ｖも周波数ｆに比例させて出力する。この電圧Ｖ、周波数ｆは４０の３相分配器に送られ、周波数と共に変化する相電圧Ｖｕ、Ｖｖ、ＶｗがＰＷＭ回路１５に入力される。ＰＷＭ回路１５は、逆変換器４のスイッチング素子５にゲート信号を与え、誘導形汎用モータ７ｂを駆動する。以上がＶＦインバータの基本動作である。

つぎに過負荷保護動作について説明する。誘導形汎用モータ７ｂの電流は、９、１０のＵ相、Ｗ相電流検出器ＣＴｕ、ＣＴｗでＩｕｆ、Ｉｗｆを検出する。このＩｕｆ、Ｉｗｆは実効値換算器４１でｖ相電流ＩｖｆをＩｖｆ＝−（Ｉｕｆ＋Ｉｗｆ）で算出し、Ｉｕｆ、Ｉｖｆ、Ｉｗｆを３相全波整流または同期整流し、振幅レンジを調整して実効電流Ｉとして、４２で電流トルク換算器より理想値トルクＴ(ｉｄｅａｌ)に換算する。この理想値トルクＴ(ｉｄｅａｌ)はベクトル制御インバータを兼ねているＶＦインバータの場合、モータ定数が既知で、電流とトルクの換算値より、センサレスベクトル制御時のトルクＴ(ｉｄｅａｌ)が得られる。Ｔ(ｉｄｅａｌ)は４３のＶ／Ｆ対ベクトル最大トルク比演算係数部に送られる。Ｖ／Ｆ対ベクトル最大トルク比演算係数部４３は、一般にインバータメーカから販売資料で公開されており機種毎に明記されている。

図１３はＶＦ制御インバータの最大トルクを説明する図で、その一例を出力周波数（Ｈｚ）対出力トルク（％）特性に、センサレスベクトル制御の最大トルクＴ(ｖｅｃ)ｍａｘと、Ｖ/Ｆ制御の最大トルクＴ(Ｖ／Ｆ)ｍａｘが明示されている。Ｖ／Ｆ対ベクトル最大トルク比演算係数部４３では、入力されたトルクＴ(ｉｄｅａｌ)に、Ｔ(Ｖ／Ｆ)ｍａｘ／Ｔ(ｖｅｃ)ｍａｘの最大トルク比演算係数を掛けて、ＶＦインバータ制御時のモータトルクＴを出力する。一方、電圧/周波数制御器３９でインバータ出力周波数Ｆが出力され、４６の同期回転速度換算係数部で入力された周波数Ｆに係数（１２０/２ｐ）を掛け、同期回転速度Ｎｓが得られる。ここですべりｓを無視するとモータ回転速度Ｎｆ≒Ｎｓであり、Ｎｓをモータ回転速度Ｎｆとみなし、出力Ｐｏｕｔ演算器１９で２πＮｆ・Ｔ/６０の演算処理より出力Ｐｏｕｔが得られる。また、入力電力Ｐinは４４の掛算器で、３相分配器４０よりＵ相電圧Ｖｕを、Ｕ相電流検出器ＣＴｕ９よりＵ相電流Ｉｕｆを入力し、掛算器４４で両信号の積を演算し、４５で２ｆ除去フィルタ処理を行うとその出力は単相入力電力が得られる。この単相入力電力を４７の３相倍率係数で３倍（×３）すると入力電力Ｐinが得られ、引算回路２８でＰｉｎ−Ｐｏｕｔより誘導形ＶＦインバータ駆動汎用モータ７ｂの全損失が得られる。全損失Ｐｌｏｓｓは電子サーマル回路２２に送られ電子サーマル演算周期であるサンプリングｔｓ毎に全損失Ｐｌｏｓｓを重み値に換算し、サンプリング毎に電子的カウンタに定格損失を越える場合は加算、定格損失未満では減算、定格損失時には重み値零を加算する。モータ運転中は常時全損失を加算、減算を繰り返し、ある閾値に達した場合、モータが過負荷であると判断してＯＬ信号を保護処理回路２４に出力し、モータを過負荷保護のため停止させる。以上より、モータの過負荷保護は、全損失演算・積算回路２３の動作により保護することができる。

図７Ｂは、図２による誘導形ＶＦインバータ制御汎用モータ駆動電力変換システムの過負荷保護ブロック図を説明する図である。モータ７ｂは誘導形センサレス汎用モータで、構造はエンコーダを用いないセンサレス誘導形の汎用モータである。図７Ｂでは入力電力Ｐinを検出する点をモータの入力端子部ではなく、モータ駆動装置の逆変換器４の入力部とし、その点は順変換器２の出力と同一である。図７Ａと異なる部分は、順変換器２の出力電流Ｉｄｃを検出する直流側電流検出器３２と、平滑コンデンサ３の両端電圧を検出するＶｐｎから、ＤＣ入力電力演算器３４の出力信号Ｐｉｎの部分である。また、入力電力Ｐin検出部は図３ｂと同じため説明は省略する。モータの過負荷保護は、全損失演算・積算回路２３の動作により保護することができる。この場合、全損失Ｐｌｏｓｓはモータの全損失（銅損、鉄損、漂遊負荷損、機械損など）に、逆変換器４の損失（スイッチング素子５とフライホイルダイオード６の電力半導体素子の損失）が含まれる。

以上より、永久磁石形(センサ付)ＡＣサーボモータ、永久磁石形(センサレス)ＤＣＢＬモータ、誘導形(センサ付またはセンサレス)ベクトル制御モータ、ＶＦインバータ駆動による汎用モータにおいて、モータの電流検出による過負荷保護ではなく、全損失検出による過負荷保護ができることを図３Ａ〜図７Ｂで示した。

つぎに、モータ減速中の回生運転中に、全損失が力行時と同様に（数４）で検出することを図８を用いて説明する。全損失検出が一定速の定常運転時、およびモータ加速中に全損失検出ができることは容易に理解される。しかし図８のｉ）回転速度Ｎｆにおいて、減速時、回転速度Ｎｆから電源オフし、自然停止による時間より早い時間で停止する場合には、モータトルクＴはii）のトルクＴｄの様に負となり回生状態となる。このとき、モータの出力Ｐｏｕｔと入力Ｐｉｎはiii）のようになり、ＰｉｎとＰｏｕｔが両方負となる場合を考える。
なお、図１は力行状態の入力Ｐｉｎ、出力Ｐｏｕｔ、全損失ＰＬＯＳＳを太矢印で示し、入力Ｐｉｎが最も太く、出力Ｐｏｕｔが細く、矢印が細くなった分、全損失ＰＬＯＳＳの太さになっていることを表している。

図９は、回生時の入力、出力、全損失の関係を説明する図である。図９では入力Ｐｉｎ、出力Ｐｏｕｔは両方負のため図１とは方向が逆となる。また、図８のiii）の減速時の入力Ｐｉｎと出力Ｐｏｕｔの大きさ、すなわち絶対値は、出力Ｐｏｕｔが大きい。これは電力（Ｗ）が、機械側からモータ１を通ってモータ駆動電力変換装置４８に戻ってきていることを表している。このとき（数４）式はＰＬＯＳＳ＝Ｐｉｎ−Ｐｏｕｔであり、符号付で数値の大きさを絶対値で（）内に大、小を記入するとＰｉｎ−Ｐｏｕｔは（数７）となり、全損失ＰＬＯＳＳは正の値になり、力行状態でも回生状態でも損失で扱うことができる。したがって（数４）を変えなくてもそのまま算出できる。

つまり、運転モードが変わっても常時、リアルタイムで全損失が検出できるのである。これは、銅損、鉄損や漂遊負荷損等のように、モータ内で発生している事象を、モータ駆動電力変換装置内で模擬関数を構成し、その模擬関数をモータ制御に使用すると同時に保護回路にも行うと、あるモータ定数が間違った場合、それに気づかずにモータが温度上昇しているのに、モータ駆動電力変換装置の模擬回路は、正常運転しているとして保護しない場合がある。一般に制御回路と保護回路は本来独立させ、保護回路側が監視の役割を負う。本願では全損失の検出方法は、制御とは完全に独立した構成としている。

図１４は、力行時のモータの速度−トルク特性において入力、損失、出力電力を説明する図である。図は横軸が回転速度Ｎｆ、縦軸がトルクＴで、モータの最大トルクを点Ａ-点Ｂ-点Ｃ-点Ｄで示す。また、モータの定格トルクＴｏ、定格回転速度Ｎｆoとする定格点を黒点で示している。つぎに定格出力をＰｏｕｔ（０）とし、定格点の黒点を通るトルクＴ曲線はＰｏｕｔ＝２π・Ｎｆ・Ｔ／６０を変形すると下記（数８）となる。

この（数８）は、トルクＴと回転速度Ｎｆは反比例曲線となり、Ｐｏｕｔ＝Ｐｏｕｔ（０）一定曲線を図１４に示す。また、図１４左側に各損失を明記しており、出力Ｐｏｕｔ曲線の上に、機械損、鉄損、漂遊負荷損、銅損を示し、銅損上のラインが入力電力Ｐinを示している。銅損は低速高トルク領域で、電流増加により全損失に占める割合が支配的となり、鉄損は(数１)(数２)より電流に影響されず高速領域で急に全損失に占める割合が増加し、高速領域を支配する。

図１５は、回生時のモータ回転速度−トルク特性において入力、損失、出力電力を説明する図である。本図は横軸が回転速度Ｎｆで軸はプラス目盛、縦軸がトルクＴで軸はマイナス目盛で記載している。これを図９の一〜四象限グラフで示すと４象限の回生状態の図になり、図１５は、上下逆になるため図１４と同様に記載している。回生運転は機械側からモータ軸を回転させられ、出力電力Ｐｏｕｔが最も大きくなり、このエネルギーを入力電源に返すため、モータやモータ駆動電力変換装置で損失が発生するので、入力電力Ｐｉｎが小さくなる。

図１５は個々の損失を区分して記載していないが、入力電力Ｐｉｎと出力Ｐｏｕｔに挟まれた部分が全損失Ｐｌｏｓｓとなる。全損失は低速領域の高トルク域で、銅損が支配的になり、高速域の最大トルクが下がった領域で鉄損が支配的になる。なお、回生状態でも全損失は（数４）で符号付演算すれば全損失はプラス量として常時算出できる。

図１６は、本実施形態の過負荷保護特性曲線を説明するための図である。全損失Ｐｌｏｓｓ（％）と電子サーマル動作時間ｔ（ｓ）の関係を示した図で、漸近線を全損失Ｐｌｏｓｓ＝１００（％）としＫｃは一定係数、電子サーマル動作時間ｔ＝Ｋｃ／Ｐｌｏｓｓの反比例曲線を右側に平行移動した図である。なお、全損失Ｐｌｏｓｓ＝１００（％）とは定格トルクＴｏ、定格回転速度Ｎｆｏで運転した時の全損失Ｐｌｏｓｓ(０)で、以下、Ｐｌｏｓｓ(０)を定格損失と呼び、Ｐｌｏｓｓ＝１００（％）を示す。電子サーマル動作時間ｔ（ｓ）を下記（数９）に示す。

なお、（数９）には漸近線が２本あり、先に述べた漸近線Ｐｌｏｓｓ＝１００（％）とｘ軸の全損失軸である。二つの直交する漸近線で挟まれる曲線は、第一象限曲線と第三象限曲線である。第一象限曲線は、短時間過負荷運転が何秒間運転できるかを示す。つぎに第三象限は、全損失が１００（％）未満の電子サーマル動作を示す。モータは連続定格の場合、定格点では連続運転が可能なため、モータの巻線温度は、耐熱クラスで決まる最高許容温度近傍未満になるように製作されている。このため１００％未満の軽負荷では、モータ放熱面積で決まる放熱量に対し、発熱量が低減されており放熱量が勝るため、モータの巻線温度は下がる。電子サーマル特性の動作は、第一象限曲線で全損失が１００（％）を超えた時、電子サーマル積算カウンタはサンプリング時間毎に加算され続け、モータ保護する上限値に近づく。この状態で全損失が１００％未満になると、第三象限曲線で積算されたカウンタをサンプリング時間毎に減算に推移する。即ち第一象限曲線は電子サーマル積算カウンタの加算特性であり、第三象限曲線は減算特性を示す曲線である。

図１７は、全損失最大印加時の傾きを説明する図である。一例として図１６で最大全損失Ｐｌｏｓｓ＝４００％の時、電子サーマル動作時間がｔ(ｔｏｒｉｐ)秒の場合について説明する。図１７の１）は全損失Ｐｌｏｓｓ＝４００（％）の最大損失がモータに与え続けられた図である。この時の電子サーマル積算カウンタ値を示したのが２）である。電子サーマル積算カウンタ値の最大値Ｋｆは、量子化した分解能を考慮して６,０００,０００（ｄｉｇｉｔ）としておりカウンタ値がこの値に達した時に、保護のためモータを停止させる。上記の一例ではｔ(ｔｒｉｐ)秒でカウンタをトリップする。
モータの使用環境における使用温度の上限は一般的には４０℃である。またモータは耐熱クラスにより最高許容温度が規格で決められており、次のとおりである。
耐熱クラス最高許容温度（℃）
１２０（Ｅ）１２０
１３０（Ｂ）１３０
１５５（Ｆ）１５５
１８０（Ｈ）１８０
モータの温度上昇限度ΔＴmaxは（耐熱クラスの最高許容温度）−（モータ使用温度の上限値４０℃）−Ｔｓとしており、Ｔｓは巻線温度を抵抗法で測定する場合、巻線を絶縁する絶縁物が許容最高温度の最高点を対称にしているが、温度上昇を抵抗法により測定する場合は、平均温度上昇値を測定するものであリ、その差５〜１５℃を考慮している。

ここで耐熱クラス１３０（Ｂ）の例で、モータの温度上昇限度ΔＴｍａｘ＝８０（Ｋ）とすると、図１７の２）の積算カウンタ値のｍａｘは温度上昇値８０（Ｋ）が６，０００，０００（ｄｉｇｉｔ）に対応し、温度上昇値０（Ｋ）のスタート点がモータ使用温度の上限値４０℃に相当する。
全損失Ｐｌｏｓｓ＝４００（％）で電子サーマル動作時間がｔ(ｔｒｉｐ)秒でトリップさせるには、図１７の２）に傾斜ａの直線ｙ＝ａｘが描かれている。Δｔは電子サーマルを演算するサンプリング時間、Δｙは１回のサンプリング時間（ｓ）で加減算する重み値である。電子サーマル積算カウンタ値のmax値をＫｆとする。ここで（数８）と直線ｙ＝ａｘ＝Ｋｆより１回のサンプリング時間（ｓ）に加減算する重み値Δｙを求める。傾きａ＝（Δｙ／Δｔ）とし、ｔに上述の（数９）を代入すると、下記（数１０）となり、このうちΔｙは（数１１）で示される。

この（数１１）式の（Ｋｆ×Δｔ／Ｋｃ）は一定値となり、比例定数である。これを図に示すと図１８となり、全損失１００％以上が加算、１００％以下が減算となる簡単な一次関数で表される。

図１９は、図１６とは異なる本実施形態の過負荷保護特性曲線を説明する図である。図１６と異なる点は、曲線は一つで、漸近線はｘ軸の全損失軸とｙ軸の電子サーマル動作時間軸としたことである。これは、全損失が少しでも発生するとモータ巻線は温度上昇するのでモータ巻線温度を忠実に摸擬するためで、定格出力時の全損失１００％を超えたときに電子的な全損失時間積算カウンタが加算開始するのではない。電子サーマル動作時間ｔは、上述の（数９）ｔ＝Ｋｃ/Ｐｌｏｓｓとなり、全損失と電子サーマル動作時間は反比例する。

図２０は、モータの耐熱クラスと過負荷印加時、モータ使用温度範囲の上限値から巻線温度が耐熱限度値まで上昇する動作を説明する図である。ここで、図１７で説明した内容を図２０に当てはめると、モータの使用環境における使用温度の上限は一般的には４０℃である。またモータは耐熱クラスにより最高許容温度が規格で決められており、次のとおりである。モータの温度上昇限度ΔＴmaxは（耐熱クラスの最高許容温度）−（モータ使用温度の上限値４０℃）−Ｔｓ(抵抗法による平均温度と最高温度との温度差)として下記としている。
耐熱クラス規格による最高許容温度（℃）温度上昇許容値ΔＴmax（Ｋ）
１２０（Ｅ）１２０７５
１３０（Ｂ）１３０８０
１５５（Ｆ）１５５１０５
１８０（Ｈ）１８０１２５
図２０の時間ｔ＝０はモータの使用環境における使用温度の上限値として４０℃からスタートし、モータの各耐熱クラスにより温度上昇許容値ΔＴｍａｘに達すると、過負荷と判定しモータを停止させて保護する。電子的な全損失時間積算カウンタ動作に当てはめると、制御電源投入時に積算カウンタを４０℃にプリセットしてスターとする。温度上昇許容値ΔＴmaxは過負荷と判定する閾値に相当し、積算カウンタは６,０００,０００（ｄｉｇｉｔ）に達したときである。

図２１は、図１９の過負荷保護特性曲線を用いた電子的な全損失時間積算カウンタをハード的なイメージで記載した図である。５６は全損失/パルス周波数コンバータで、入力された全損失Ｐｌｏｓｓ量に比例したパルス周波数に変換して出力する。入力した全損失量が２割増となるとパルス周波数の数が２割増になる。全損失／パルス周波数コンバータ５６の出力の一つは５９のＵＰ（加算）入力禁止回路に入力する。ＵＰ（加算）入力禁止回路５９が禁止状態でない場合は、全損失／パルス周波数コンバータ５６からのパルス周波数を６０の全損失時間積算アップ/ダウンカウンタに入力し、モータの巻線温度を摸擬したカウンタ値は一定の全損失量の入力であっても、蓄積量が多くなれば巻線温度は上昇するのでカウンタ値は加算を続ける。

この状態が続き、全損失時間積算アップ／ダウンカウンタが更に上昇し、全損失時間積算アップ／ダウンカウンタ６０の値が、６５のモータ巻線過負荷設定温度になると両者を比較するコンパレータ６６の出力が一致し“Ｌ”レベルを出力する。この信号がＵＰ（加算）入力禁止回路５９に戻ってきて、全損失/パルス周波数コンバータ５６から入力されるパルス周波数を受付禁止にする。
なお、両者を比較するコンパレータ６６の出力が一致し“Ｌ”レベルを出力すると、６７のインバータゲートを通り、ＯＬ信号として保護処理回路２４に入力され、モータが過負荷と判定され、モータの運転を停止してモータを保護する。

また、全損失/パルス周波数コンバータ５６の他方の出力は、５７のむだ時間要素回路で、一定時間ディレー動作するむだ時間要素回路を通って、５８のＤＮ（減算）入力禁止回路に入力する。ＤＮ（減算）入力禁止回路５８が禁止状態でない場合は、むだ時間要素回路５７からのパルス周波数を全損失時間積算アップ/ダウンカウンタ６０に入力し減算する。この減算は、モータ巻線に蓄積された熱量は、絶縁材を通して鉄などの据付面から固体を通し伝導による放熱、また、モータ外周の冷却リブから大気中に自然対流や強制空冷による対流で放熱する。伝導、対流するためは、熱が据付接触面やモータ表面まで伝わるまでのディレー時間があるため、むだ時間要素回路５７を構成している。

なお、モータは定格トルク、定格回転速度で連続定格の場合は連続運転が可能で、モータ巻線に蓄熱され温度上昇するが、ディレー時間によるむだ時間後は徐々に蓄熱、放熱が平衡状態に達する。このときの全損失、定格損失では過負荷にはならない。しかし定格損失以上の損失になると、放熱より蓄熱量が勝り巻線温度が上昇を続ける。全損失/パルス周波数コンバータ５６には、減算側のみ最大傾斜率を全損失＝１００％で加算した時の傾斜率を最大の減算傾斜率として、減算時のみに最大の減算傾斜率に制限を加えている。そのため、定格損失以上の損失が印加されると、温度上昇が続き、過負荷と判定される温度となりモータの運転を停止し保護する。

なお、全損失時間積算アップ/ダウンカウンタ６０には制御電源投入時、または運転開始時に、６３のモータ巻線温度プリセットデータがセットされた後、全損失時間積算アップ/ダウンカウンタ６０がスタートするようになっている。６１は４０℃モータ巻線温度（パワーオン時プリセット）回路で、制御電源オン時モータ使用温度範囲の上限温度である４０℃の温度が、６２の運転開始時モータ巻線温度に転送され、６３のモータ巻線温度プリセットデータに書き込まれる。また、モータ運転開始前に、上位装置など外部から通信ケーブルを通して、モータの巻線温度を実測して、モータ駆動電力変換装置４８内の６４のシリアルインタフェースを通して運転開始時モータ巻線温度６２に上書きされると、全損失時間積算アップ/ダウンカウンタ６０は実測した巻線温度からスタートすることができる。

図２２、はモータ巻線温度の動作を説明する図である。また図２２は、図２１の動作をタイムチャートで示した図である。横軸は時間ｔ、縦軸はモータの巻線温度Ｔとして電子的な全損失時間積算カウンタの動作を示している。原点から右上がりに上昇する直線で定格全損失と示した直線は、定格運転時、図２１の電子的な全損失時間積算カウンタのアップ側の加算カウンタのモータ巻線の蓄熱動作である。放熱動作は伝導、対流により放熱し、熱が据付接触面やモータ表面まで伝わるまでのディレー時間“Ｌ”が経過した後、加算時に全損失時間積算カウンタに入力された関数を極性反転し、減算する最大傾斜率を全損失＝１００％で加算した時の傾斜率を最大の減算傾斜率として、時間“Ｌ”が経過後、右下がりで下がっている。この右上がりの定格全損失と示した直線と、放熱特性の加算した直線で記載しており、両直線を加算したのが太文字破線で示しており、右上がりに上昇し時間“Ｌ”で水平に推移している。

なお、過負荷と判定するモータ巻線過負荷設定温度が示しており、このラインを越すと過負荷と判定し保護動作となる。なお、原点から最大全損失で急上昇している直線は、むだ時間“Ｌ”まで待たずにモータ巻線過負荷設定温度に達し×印の点で過負荷保護停止動作になっている。

図２３は、モータ巻線温度をモータ駆動電力変換装置にプリセット後運転を説明する図である。１ａはモータ、４８はモータ駆動電力変換装置であり、モータ１ａとモータ駆動電力変換装置４８の間にモータ巻線抵抗測定時の切り離しスイッチ５５がある。モータ巻線抵抗測定時の切り離しスイッチ５５は、運転開始前にモータ１ａの巻線温度を測定する際、このスイッチ５５を開放し、モータ１ａとモータ駆動電力変換装置４８を切り離し、５３のモータの巻線抵抗測定器で測定する。

５４−１、５４−２、５４−３はモータ１ａの測定する端子を選択する端子ブロックで、５４−１はモータ巻線Ｕ−Ｖ端子間測定ブロック、５４−２はモータ巻線Ｖ−Ｗ端子間測定ブロック、５４−３はモータ巻線Ｗ−Ｕ端子間測定ブロックで、５４−０のモータ巻線の測定相の切替接続片でモータ１ａのどの端子間を測定するかでブロックを選択して抵抗法により測定する。抵抗法は巻線の温度係数が既知であることを利用して、運転開始前と運転開始後の巻線抵抗値から温度上昇を算出する方法である。なお、運転開始前の巻線抵抗値については周囲温度による巻線抵抗値を事前に記録しておけば良い。

モータの巻線抵抗測定器５３で測定し、巻線温度を算出して求めた温度上昇値は５２の上位制御装置に入力される。モータを運転する時は、５４−０のモータ巻線の測定相の切替接続片をすべて取外し、モータ巻線抵抗測定時の切り離しスイッチ５５を閉じてから、モータ駆動電力変換装置４８に制御回路電源５１を投入し、モータ駆動電力変換装置４８は４０℃モータ巻線温度をプリセットする。その後、主回路電源５０を投入する。上位装置５２はモータ温度プリセットデータをモータ駆動電力変換装置４８に通信で転送し４０℃モータ巻線温度データを書き換えし、全損失時間積算カウンタの動作を開始する。

図２４は、図２１と異なる本実施形態の図３Ａ〜図７Ｂの電子サーマル回路２２を説明する図である。電子サーマル回路２２は、図１９とは異なるモータの熱モデルでモータの一次巻線温度上昇値を求める。図の左側の入力電力Pinの“＋”と出力電力Poutの“−”を引算回路２８で差をとり、全損失Ｐ_ＬＯＳＳを指令として出力する。全損失Ｐ_ＬＯＳＳは加え合せ点６８でフィードバックと差をとり、その偏差εは積分要素を含むモータ枠発熱部の伝達関数７０へ送られる。次にモータの温度に関連する数式を纏めて説明する。
モータの全熱量Ｑ（Ｊ）は全損失Ｐｌｏｓｓを時間積分し（数１２）で表される。

モータの全熱量Ｑは誘導モータの場合、モータの一次側（固定子）巻線と二次側（回転子）の銅バーに分けると（数１３）となる。なお、モータの回転子が永久磁石のＰＭモータでは二次側銅損は発生しない。

また、モータの一次巻線の温度上昇Ｔｃ1（Ｋ）はモータの一次側の熱量をＱ１（Ｊ）、モータ一次巻線の質量ｍ１（ｋｇ）、モータ一次巻線の比熱ｃ１（Ｊ／ｋｇ・Ｋ）とすると（数１４）のようになる。

モータの巻線（コア等含む）内部から発生する全熱量Ｑはモータ枠に（数１５）で蓄積される。なおモータの比熱ｃ_０は、実際には各種部品で構成され、材質もさまざまのため、複合的な比熱として温度の測定箇所を定め実測で求める。

一方、モータから放熱される熱量はモータの据付冶具など金属の固体を通して伝導や、モータ表面の冷却リブから大気中へ自然または強制対流、または放射される。
モータ表面の冷却リブ（個体）から大気（流体）との間の対流による熱伝達には、自由対流と強制対流があり、いずれの場合も熱伝達は（数１６）の様になる。

積分要素を含むモータ枠発熱部の伝達関数７０では、（数１２）より全損失Ｐｌｏｓｓを積分要素１／ｓで積分してモータの全熱量Ｑ（Ｊ）とし、次に（数１５）により（モータ質量ｍ０）×（モータ比熱Ｃ）で除算しモータ枠温度上昇値Ｔｃ０を出力する。このモータ枠温度上昇値Ｔｃ０は加え合せ点６９で周囲温度Ｔａとの差（Ｔｃ０−Ｔａ）を演算し、その差をモータ枠放熱部の伝達関数７１で（数１６）の演算を行い、単位時間の放熱量Ｑｆ’を出力する。なお、単位時間の放熱量Ｑｆ’は放熱ルート毎による放熱量例えば、モータの取り付け脚からの放熱、モータ枠周囲の冷却リブからの放熱は不明であり、また計測も困難である。

また、モータの熱モデルを負帰還ループとした理由は、モータをある負荷率で運転すると必ずモータの温度上昇はある一定の温度上昇値となり、熱平衡状態に落ち着くためである。熱平衡状態とは、全損失Ｐｌｏｓｓが、フィードバック量である単位時間の放熱量Ｑｆ’と定常状態では一定の等しい値になるということである。このことからモータの熱モデルは負帰還フィードバックループとし、電気と熱力学の融合による熱モデルを構成した。

次に加え合せ点６８の出力である偏差Ηεは、負帰還フィードバックループから分岐し、伝達関数７２でモータの全損失Ｐｌｏｓｓに対する一次側の損失の比率ｋ１を乗じた後、伝達関数７３で積分要素１／ｓで積分し、モータの一次巻線の熱量Ｑ１（Ｊ）とし、（数１４）による演算すなわち、（モータの一次巻線の質量ｍ１）×（一次巻線（銅線）の比熱ｃ1）で除算することでモータの一次巻線の温度上昇値Ｔｃ1を出力する。ここでモータ枠は質量も大きいため温まりにくく冷め難い。このため全損失Ｐｌｏｓｓに多少の変動があってもモータ枠全体の温度上昇値は、短時間では大きな変動を受けない安定した値となる。

本例では、この特性を利用して安定しているモータ枠で負帰還フィードバックループを構成し、偏差である全損失Ｐｌｏｓｓ−単位時間の放熱量Ｑｆ’の値は、熱平衡状態で発散しない損失として捉え、ここから分岐させて熱時定数がモータ枠に比べ十分小さく、全損失Ｐｌｏｓｓの多少の変動に大きく変動を受けるモータの一次巻線温度上昇値を求める構成としている。そして過負荷保護する一次巻線の温度上昇値は、一次巻線の損失ｋ１×Ｐｌｏｓｓの変動を捉え、瞬時の温度上昇値のピーク値を監視し、７６の過負荷保護判定回路に送られる。
過負荷保護判定回路７６では、モータの周囲温度Ｔａが入力され、初期値はモータの使用温度の上限値４０℃が設定される。モータの周囲温度を検出しない場合、実際のモータの周囲温度にかかわらず制御上は４０℃として制御され、過負荷と判定される閾値と比較し、瞬時過負荷でも保護できる構成とした。なお、伝達関数７２のｋ１はモータの回転子が永久磁石のＰＭモータでは二次側銅損がないとしてｋ１＝1とすることができる。

なお、図２４の伝達関数７０、７３に積分要素１／ｓがある。この７０と７１の積分要素１／ｓを加え合せ点６８から一つは指令側の全損失に移動し、もう一つは帰還側に移動して等価変換することができる。指令側は全損失を積分して全熱量Ｑ（Ｊ）になり、帰還側は単位時間の放熱量Ｑｆ’を積分して全放熱量Ｑｆ（Ｊ）となる。この場合でも、モータ枠温度上昇値Ｔｃ０、モータの一次巻線の温度上昇値Ｔｃ１は図２４と変わらない。

図２５は、モータの周囲温度を温度センサで検出しモータの過負荷保護を行なう説明図である。１ａはモータ、４８はモータ駆動電力変換装置である。モータの周囲温度は周囲温度計測サーミスタ７４の温度センサで検出し、センサケーブル７５を通してモータ駆動電力変換装置４８のアナログ入力端子から取り込む。モータを運転する時はモータ駆動電力変換装置４８に制御回路電源５１を投入し、モータ駆動電力変換装置４８は４０℃のモータ周囲温度をプリセットする。その後、主回路電源５０を投入して、上位制御装置５２からの運転指令により運転を開始する。

モータの周囲温度Ｔａを検出しない場合、モータ駆動電力変換装置４８はモータの周囲温度Ｔａの初期値をモータの使用温度範囲の上限値４０℃とするので、閾値であるモータの一次巻線の許容温度上昇値は（温度上昇許容値）＋（モータ使用温度範囲の上限値）となる。モータの周囲温度Ｔａを検出する場合は、過負荷保護判定回路７６で検出したモータの周囲温度が常時わかるので、新たな許容温度上昇許容値は、（温度上昇許容値）＋{（モータ使用温度範囲の上限値）−（検出したモータの周囲温度）}となり、検出したモータの周囲温度がモータの使用温度範囲の上限値より低い周囲温度の場合、モータの一次巻線温度の上限値をその差分だけ大きくすることができる。逆にモータの周囲温度が、モータの使用温度範囲の上限値より高い場合、従来はモータが焼損する恐れがあったが、閾値が下がるのでモータが焼損することはない。このため、より正確な過負荷保護が実現でき、ユーザは過負荷保護を、その性能通りの仕様として使えることになる。

このように、本実施形態によれば、鉄損、機械損などモータ電流に起因しない損失を、数1、数２式による鉄板の厚さｔ、周波数ｆ、最大磁束密度Ｂｍ、磁性体の抵抗率ρ、比例定数Ｋｈ、Ｋｅによる複雑な制御ブロック図を構成して求める必要がない。

また、定量的な予測の難しい漂遊負荷損の量が、全損失に閉める割合が大きい場合は加味しなければならないが、本実施形態によれば個々の損失が不明であっても、全損失が正確に得られるという効果がある。

以上、本発明を適用した一実施の形態を説明したが、本発明は上記の構成に限定されるものではなく、その趣旨を逸脱しない範囲で種々の変更が可能である。例えば、各機能部の機能の一部又は全部をハードウェア又はソフトウェアで制御することは適宜可能である。

１ａ…モータ、１ｂ…モータ、２ａ…順変換器、２ｂ…電源回生機能付順変換器、３…平滑用コンデンサ、４…逆変換器、５…スイッチング素子、６…フライホイルダイオード、７ａ…永久磁石形同期モータ（ＳＭ）、７ｂ…誘導モータ（ＩＭ）、８…エンコーダ、９…Ｕ相電流検出器ＣＴｕ、１０…Ｗ相電流検出器ＣＴｗ、１１…速度制御器（ＡＳＲ）、１２…ｄ軸電流制御器（ＡＣＲ）、１３…ｑ軸電流制御器（ＡＣＲ）、１４…２相/３相変換器、１５…ＰＷＭ回路、１６…３相/２相変換器、１７ａ…位置・速度磁極位置演算器、１７ｂ…位置・速度演算器、１７ｃ…位置・速度推定演算器、１８…トルク演算器、１９…出力Pout演算器、２０…電流演算器、２１…モータ入力電力演算器、２２…電子サーマル回路、２３…全損失演算・積算回路、２４…保護処理回路、２５…速度誤差増幅器、２６…ｄ軸電流誤差増幅器、２７…ｑ軸電流誤差増幅器、２８…引算回路（Ｐｌｏｓｓ＝Ｐｉｎ-Ｐｏｕｔ）、２９…制御ロジック回路、３０…Ｐ側分圧抵抗器、３１…Ｎ側分圧抵抗器、３２…直流側電流検出器、３３…絶縁アンプ、３４…ＤＣ入力電力演算器、３５…磁束演算器、３６…すべり周波数演算器、３７…角周波数変換定数（２π／６０）、３８…加算器（ω1＝ωｒ+ωｓ）、３９…電圧/周波数制御器、４０…３相分配器、４１…実効値換算器、４２…電流トルク換算値、４３…Ｖ／Ｆ対ベクトル最大トルク比演算係数、４４…掛算器、４５…２ｆ除去フィルタ、４６…同期回転速度換算係数（１２０/２ｐ）、４７…３相倍率係数（×３）、４８…モータ駆動電力変換装置、４９…交流リアクトル、５０…主回路電源、５１…制御回路電源、５２…上位制御装置、５３…モータの巻線抵抗測定器、５４−０モータ巻線の測定相の切替接続片、５４−１…モータ巻線Ｕ−Ｖ端子間測定ブロック、５４−２…モータ巻線Ｖ−Ｗ端子間測定ブロック、５４−３…モータ巻線Ｗ−Ｕ端子間測定ブロック、５５…モータ巻線抵抗測定時の切り離しスイッチ、５６…全損失/パルス周波数コンバータ、５７…むだ時間要素回路、５８…ＤＮ（減算）入力禁止回路、５９…ＵＰ（加算）入力禁止回路、６０…全損失時間積算アップ/ダウンカウンタ、６１…４０℃モータ巻線温度（パワーオン時プリセット）回路、６２…運転開始時モータ巻線温度、６３…モータ巻線温度プリセットデータ、６４…シリアルインタフェース、６５…モータ巻線過負荷設定温度、６６…コンパレータ、６７…インバータゲート、６８…加え合せ点（指令−フィードバック）、６９…加え合せ点（モータ枠温度上昇値−周囲温度）、７０…積分要素を含むモータ枠発熱部の伝達関数、７１…モータ枠放熱部の伝達関数、７２…モータの全損失Ｐｌｏｓｓに対する一次側の損失の割合、７３…積分要素を含むモータ一次巻線の伝達関数、７４…周囲温度計測サーミスタ、７５…センサケーブル、７６…過負荷保護判定回路

Claims

モータの過負荷保護用電子サーマル機能を備えたモータ電力変換装置において、
モータの全損失が時間積一定で動作したときのモータの巻線温度を模擬した積算値を出力して、
前記積算値が所定の閾値に達した時、モータの運転を停止する信号を出力する全損失時間積算カウンタを有し、
前記全損失時間積算カウンタが、
前記モータ電力変換装置の逆変換器の損失を含むモータの全損失が時間積一定で動作するものであり、
前記逆変換器の損失を含むモータの全損失を、モータ電力変換装置の順変換器と逆変換器の中間電位の入力電力からモータの出力電力を差し引いて求めるものであるモータ電力変換装置。
請求項１に記載のモータ電力変換装置において、
前記全損失時間積算カウンタが、更に、ｘ軸が全損失軸、ｙ軸が全損失＝１００％軸で直交する２本の漸近線に挟まれる全損失と、時間積一定の反比例曲線とで、漸近線の交点を点対称とする２つの曲線の内、一方の曲線とを積算カウンタの加算、他方の曲線を積算カウンタの減算とするモータ電力変換装置。
請求項１に記載のモータ電力変換装置において、
前記全損失時間積算カウンタは、全損失０％以上で常時動作するものであり、
更に前記モータ電力変換装置は、常時動作する減算カウンタを有し、
該減算カウンタが、加算時に全損失時間積算カウンタに入力された関数を極性反転し、一定時間ディレー動作するむだ時間要素を持ち、減算する最大傾斜率を全損失＝１００％で加算した時の傾斜率を最大の減算傾斜率として減算時にのみ制限を加え、
前記全損失時間積算カウンタが、温度上昇許容値に達した時にモータの運転を停止する信号を出力するモータ電力変換装置。
モータの過負荷保護用電子サーマル機能を備えたモータ電力変換装置において、
モータの全損失が時間積一定で動作したときのモータの巻線温度を模擬した積算値を出力して、
前記積算値が所定の閾値に達した時、モータの運転を停止する信号を出力する全損失時間積算カウンタを有し、
前記全損失時間積算カウンタが、
モータの全損失を、モータの入力電力からモータの出力電力を差し引いて求めるものであり、
更に、ｘ軸が全損失軸、ｙ軸が全損失＝１００％軸で直交する２本の漸近線に挟まれる全損失と、時間積一定の反比例曲線とで、漸近線の交点を点対称とする２つの曲線の内、一方の曲線とを積算カウンタの加算、他方の曲線を積算カウンタの減算とするものであるモータ電力変換装置。
モータの過負荷保護用電子サーマル機能を備えたモータ電力変換装置において、
モータの全損失が時間積一定で動作したときのモータの巻線温度を模擬した積算値を出力して、
前記積算値が所定の閾値に達した時、モータの運転を停止する信号を出力する全損失時間積算カウンタと、更に、常時動作する減算カウンタとを有し、
前記全損失時間積算カウンタが、
モータの全損失を、モータの入力電力からモータの出力電力を差し引いて求めるものであり、全損失０％以上で常時動作するものであり又温度上昇許容値に達した時にモータの運転を停止する信号を出力するものであり
該減算カウンタが、
加算時に全損失時間積算カウンタに入力された関数を極性反転し、一定時間ディレー動作するむだ時間要素を持ち、減算する最大傾斜率を全損失＝１００％で加算した時の傾斜率を最大の減算傾斜率として減算時にのみ制限を加えるものであるモータ電力変換装置。
請求項４又は５に記載のモータ電力変換装置において、
前記全損失積算カウンタが、
モータの運転状態が力行運転又は回生運転時に、入力電力と出力電力の値が、電源側からモータ出力に流れる方向を正、モータ出力から電源側に流れる方向を負としてモータの全損失を求めるものであるモータ電力変換装置。
モータの過負荷保護用電子サーマル機能を備えたモータ電力変換装置において、
モータの全損失が時間積一定で動作したときのモータの巻線温度を模擬した積算値を出力して、
前記積算値が所定の閾値に達した時、モータの運転を停止する信号を出力する全損失時間積算カウンタを有し、
前記全損失時間積算カウンタが、モータ使用温度範囲の上限温度を前記モータの巻線温度の初期値として制御電源投入時に設定されるものであり、該モータ使用温度範囲の上限温度を、モータの巻線温度の初期値からモータの耐熱クラスの最高許容温度近傍未満までの温度上昇限度値に達した時に過負荷と判定し、モータの運転を停止する信号を出力するものであり、
更に前記全損失時間積算カウンタが、前記モータの運転開始前に、モータ巻線温度の入力を外部から受けるものであり、該モータ巻線温度の入力に応じて、（温度上昇許容値）＋{（モータ使用温度範囲の上限値）−（運転開始前のモータの巻線温度）}を新たな温度上昇許容値とし、該新たな温度上昇許容値に達した時にモータの運転を停止する信号を出力するものであるモータ電力変換装置。
モータの過負荷保護用電子サーマル機能を備えたモータ電力変換装置において、
モータの全損失が時間積一定で動作したときのモータの巻線温度を模擬した積算値を出力して、
前記積算値が所定の閾値に達した時、モータの運転を停止する信号を出力する全損失時間積算カウンタを有し、
前記全損失時間積算カウンタが、モータ使用温度範囲の上限温度を前記モータの巻線温度の初期値として制御電源投入時に設定されるものであり、該モータ使用温度範囲の上限温度を、モータの巻線温度の初期値からモータの耐熱クラスの最高許容温度近傍未満までの温度上昇限度値に達した時に過負荷と判定し、モータの運転を停止する信号を出力するものであり、
更に、前記全損失時間積算カウンタが、モータの周囲温度の入力を常時外部から受けるものであり、
該周囲温度の入力に応じて、（温度上昇許容値）＋{（モータ使用温度範囲の上限値）−（検出したモータの周囲温度）}を新たな温度上昇許容値とし、該新たな温度上昇許容値に達した時にモータの運転を停止する信号を出力するものであるモータ電力変換装置。
モータの過負荷保護用電子サーマル機能を備えたモータ電力変換装置において、
交流モータの全損失をモータの熱量の基となる物理量として検出し、モータの全損失を指令とし、モータの単位時間当たりの放熱量を帰還量とし、指令と帰還量の差を偏差として積算し、その積算値をモータの内部発熱量とする前向きループを構成するとともに、モータの単位時間当たりの放熱量を負帰還ループとした負帰還フィードバックの熱モデルを構成し、前記負帰還フィードバックの偏差を分岐し、モータの一次側損失/全損失の比率を分岐した偏差に乗じ、比率を乗じた偏差に（モータの一次巻線の質量）×（モータの一次巻線の比熱）で除算し、その値を時間毎加算による累積積算することで、モータの一次巻線の温度上昇値として算出し、前記モータの一次巻線温度上昇値が過負荷と判定する閾値に達した時、モータの運転を停止するものであるモータ電力変換装置。
請求項９に記載のモータ電力変換装置において、
前記負帰還フィードバックの熱モデルが、交流モータの全損失をモータの熱量の基となる物理量として検出し、モータの全損失を指令、モータの単位時間当たりの放熱量を帰還量とし、指令と帰還量の差を偏差として積算し、
前記偏差の積算値を（モータ質量）×（モータの比熱）で除算し、
モータ枠の温度上昇値を制御量とし、前記モータ枠の温度上昇値からモータの周囲温度を減算し、
前記減算値に（モータの熱伝達係数）×（モータの表面積）を乗じることによりモータの単位時間当たりの放熱量を帰還量とする負帰還フィードバックループであるモータ電力変換装置。