JP6290118B2 - インバータ制御装置、電力変換装置、および、車両 - Google Patents

Description

本発明の実施形態は、インバータ制御装置、電力変換装置、および、車両に関する。

電力変換装置は、例えば、インバータの複数のスイッチを切り替えて直流電力を交流電力へ変換し、負荷へ交流電力を供給する。インバータの２以上のスイッチが略同時に切り替わるときには、一時的にスイッチに大きな電圧（サージ電圧）が印加されてスイッチが破壊されることがある。このようなスイッチの破壊を回避するために、例えば、高い耐電圧のスイッチを用いたり、スイッチと並列にコンデンサを接続してサージ電圧を低減させたり、スイッチの開閉速度を遅くする電力変換装置が提案されている。

特開２０１１−１６０５７０号公報

本発明の実施形態は、低コストで信頼性の高いインバータ制御を行うインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両を提供するものである。

実施形態によれば、外部から供給される指令に基づいて、インバータが所定の電流を出力するように、第１相および第２相を含む複数相のＰＷＭ変調率指令を演算して出力する電流制御部と、複数相のＰＷＭ変調率指令に基づいて、各相のスイッチが開閉するタイミングを演算するスイッチングタイミング演算部と、前記第１相のスイッチを切り替える第１スイッチングタイミングと、前記第２相のスイッチを切り替える第２スイッチングタイミングとが同時であるか判定し、同時であると判定したときに前記第１相と前記第２相との三角波キャリアの波形を異ならせて生成する同時スイッチング回避部と、三角波キャリアと、ＰＷＭ変調率指令とから、各相の前記スイッチを開閉するタイミングを演算するスイッチ開閉タイミング生成部と、を備えたことを特徴とするインバータ制御装置が提供される。

図１は、実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両の例について説明するための図である。 図２は、サージ電圧の一例について説明する為の図である。 図３は、図１に示すインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両のサージ電圧重畳回避部の構成例を示すブロック図である。 図４Ａは、図３に示すサージ電圧重畳回避部の動作例を説明するタイミングチャートである。 図４Ｂは、図３に示すサージ電圧重畳回避部の他の動作例を説明するタイミングチャートである。 図５は、図３に示すサージ電圧重畳回避部の動作例を説明するタイミングチャートである。 図６は、図１に示すインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両の３相インバータにおいて、Ｕ相とＶ相スイッチのスイッチングタイミングが一致した時の、それぞれのゲート信号のタイミングチャートである。 図７は、実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両の他の例について説明するための図である。 図８は、図７に示すインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両のサージ電圧重畳回避部の構成例を示すブロック図である。 図９は、第２実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両におけるスイッチ開閉信号生成回路の構成例を示すブロック図である。 図１０は、図９に示すサージ電圧重畳回避部の動作例を説明するタイミングチャートである。 図１１は、（式１５）を適用した際の、ＰＷＭ変調率指令に対する停止時間Tstop2と停止時間Tstop1との比率の一例を示すグラフである。 図１２は、３相インバータのＵ相とＷ相との三角波キャリアを５０００Ｈｚ、Ｖ相の三角波キャリアを４８００Ｈｚとしたときの３相電流の一例を示す。 図１３は、第３実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両におけるスイッチ開閉信号生成回路の構成例を示すブロック図である。 図１４は、図１３に示すサージ電圧重畳回避部の動作例を説明するタイミングチャートである。 図１５は、本実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両におけるスイッチ開閉信号生成回路の構成例を示すブロック図である。 図１６は、三角波キャリアがカウントアップ中、かつ、Ｕ相電流符号が正であるときに、三角波キャリア周期を変化させた三角波キャリアと、ゲート信号と、Ｕ相電流との例を示す図である。 図１７は、第５実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両の例について説明するための図である。 図１８は、図１７に示すインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両のサージ電圧重畳回避部の構成例を示すブロック図である。 図１９は、第６実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両の例について説明するための図である。 図２０は、図１９に示すインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両のサージ電圧重畳回避部の構成例を示すブロック図である。

以下、実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両について、図面を参照して説明する。
図１は、実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両の例について説明するための図である。

本実施形態の車両は、電力変換装置と、モータＭと、車輪ＷＬと、モータＭの回転動力を車輪ＷＬへ伝達する車軸と、を備えている。電力変換装置は、インバータと、インバータ制御装置と、を備えている。電力変換装置は、直流電源ＢＴと、インバータＩＮＶと、平滑コンデンサＣと、直流電圧検出器４０と、電流検出器４２、４４と、モータＭと、モータ磁極位置検出器５０と、インバータ制御装置ＣＴＲＬと、を備えている。インバータＩＮＶは、３相インバータであって、複数のスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙ、Ｓｗ、Ｓｚと、スイッチ駆動回路３０と、を備えている。

直流電源ＢＴは、例えばリチウムイオン電池、ニッケル水素電池等の蓄電池である。直流電源ＢＴから出力された直流電力はインバータＩＮＶへ供給されるとともに、直流電源ＢＴはインバータＩＮＶを介して接続された負荷、例えばモータＭが発電する電気エネルギーを充電する。

インバータＩＮＶは、直流電源ＢＴから供給された直流電力を３相交流電力に変換する３相インバータである。インバータＩＮＶは、複数のスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙ、Ｓｗ、Ｓｚを備える。インバータＩＮＶは、スイッチ駆動回路３０からのゲート信号ＳＷ１〜ＳＷ６により、複数のスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙ、Ｓｗ、Ｓｚを開閉することによって、モータＭへ３相交流電流を供給する。

複数のスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙ、Ｓｗ、Ｓｚは、例えばＦＥＴ（Field-Effect Transistor）やＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチである。Ｕ相のスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｖ相のスイッチＳｖ、Ｓｙ、およびＷ相のスイッチＳｗ、Ｓｚは互いに並列に接続している。各相において、一対のスイッチが直列に接続し、一対のスイッチの直列接続点はモータＭに接続している。例えば、Ｕ相において、一対のスイッチＳｕ、Ｓｘは直列に接続し、一対のスイッチＳｕ、Ｓｘの直列接続点はモータＭに接続している。

モータＭは、インバータＩＮＶから供給された電流によりトルクを発生する。モータＭの出力軸には、車軸が接続されて発生したトルクが車軸を介して車輪ＷＬへ伝達される。また、モータＭは、車軸を介して伝達された車輪ＷＬの運動エネルギーを電力に変換して回生運転する。モータＭの回生運転による電力はインバータＩＮＶで直流電力へ変換されて、直流電源ＢＴに充電される。

直流電圧検出器４０は、インバータＩＮＶが接続した直流リンク部（直流電流供給ライン）ＬＩＮＫの電圧を検出して、インバータ制御装置ＣＴＲＬへ出力する。直流リンク部ＬＩＮＫは、直流電源ＢＴとインバータＩＮＶとの間で直流電流を相互に供給する。

電流検出器４２、４４は、モータＭに供給される電流を検出して、コントローラＣＴＲＬへ出力する。電流検出器４２は、モータＭに供給されるＵ相電流を検出し、電流検出器４４は、モータＭに供給されるＶ相電流を検出している。

モータ磁極位置検出器５０は、例えばレゾルバであり、モータＭの回転子の角度位置を検出して、インバータ制御装置ＣＴＲＬへ出力する。

インバータ制御装置ＣＴＲＬは、例えばＣＰＵなどのプロセッサを含み、外部から供給される指令に基づいて、前記インバータが所定の電流を出力するように各相のＰＷＭ変調指令を演算して出力する電流制御部１０と、サージ電圧重畳回避部２０と、を備えている。

トルク・電流制御器（電流制御部）１０は、直流電圧検出器４０で検出された直流電圧情報、電流検出器４２で検出された電流情報、モータ磁極位置検出器５０で検出されたモータ磁極位置情報、および、例えば外部装置からのトルク指令を受け取り、モータＭがそのトルクを出力するように、３相のＰＷＭ変調率指令を出力する。一般的な方法として、トルク・電流制御器１０は、あらかじめ、所望のトルクを実現するための電流指令値を記憶させておき、その電流指令値と電流情報との差分からＰＩ（比例・積分）制御を使い、３相電圧指令を演算する。トルク・電流制御器１０は、演算した３相電圧指令と直流電圧値とを用いて、３相のＰＷＭ変調率指令を演算する。ここで演算するＰＷＭ変調率指令はデューティ比［％］である。

平滑コンデンサＣは、直流電源ＢＴとインバータＩＮＶとの間において、複数のスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙ、Ｓｗ、Ｓｚ、および、直流電源ＢＴと並列に接続している。平滑コンデンサＣは、インバータＩＮＶが運転することにより、インバータＩＮＶが接続する直流リンク部ＬＩＮＫの電圧が変動することを抑制する。

図２は、サージ電圧の一例について説明する為の図である。
例えば、スイッチＳｕがオンしている状態からオフとなると、スイッチＳｕに流れる電流が０Ａへと変化するとともに、直流リンク部ＬＩＮＫにターンオフサージ電圧が印加される。また、スイッチＳｕがオフしている状態からオンとなると、スイッチＳｕに流れる電流が０Ａから増加するとともに、直流リンク部ＬＩＮＫにターンオンサージ電圧が印加される。平滑コンデンサＣは、上記のようにインバータＩＮＶのスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙ、Ｓｗ、Ｓｚが開閉した時に発生するサージ電圧を吸収することにより、スイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙ、Ｓｗ、Ｓｚが、高電圧が印加されることにより破壊されることを抑制する。

上記のように、平滑コンデンサＣを複数のスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙ、Ｓｗ、Ｓｚと並列に接続すると、直流リンク部ＬＩＮＫに印加されるサージ電圧を抑制することが可能である。しかしながら、複数のスイッチが同時に動作すると、サージ電圧が重畳される。この場合、平滑コンデンサＣの容量を大きくしたり、接続するコンデンサの数を増加したりすることで、スイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙ、Ｓｗ、Ｓｚ、に高電圧が印加されることを回避できるが、部品のコストやサイズが増加するとともに電力変換装置の構造が複雑になる。また、複数のスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙ、Ｓｗ、Ｓｚ、のスイッチングの速度を遅くすることでサージ電圧を抑制することもできるが、スイッチにおける損失が増加してしまう。
そこで、本実施形態では、サージ電圧の重畳が発生しないように、複数のスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙ、Ｓｗ、Ｓｚが切り替わるタイミングを調整している。

サージ電圧重畳回避部２０は、トルク・電流制御器１０から出力されたＰＷＭ変調率指令に基づいて、Ｕ相、Ｖ相、およびＷ相のスイッチが同時に切り替わることが回避されるように、スイッチ開閉タイミングを調整する。サージ電圧重畳回避部２０の動作については後に詳細に説明する。

スイッチ駆動回路３０は、サージ電圧重畳回避部２０からのスイッチ開閉タイミングを受け取り、そのタイミングで、インバータＩＮＶのスイッチが開閉するように、ゲート信号をインバータＩＮＶへ出力する。インバータＩＮＶの各相において２つのスイッチが直列に接続されている場合には、スイッチ駆動回路３０は各相２つのゲート信号を出力することとなる。なお、各相について２つのゲート信号を生成する時に、後述するスイッチ開閉タイミング生成部が出力したスイッチ開閉タイミングを一方のスイッチのゲート信号に使い、そのゲート信号を反転した信号を他方のスイッチの開閉信号として使っても良い。また、２つのスイッチの開放短絡を防止するために、２つのスイッチを両方オフするデッドタイム期間を設けることが望ましい。また、各スイッチのスイッチング損失を低減するために、２つのスイッチのいずれか一方をオンまたは、オフした状態を維持しても良い。

図３は、図１に示すインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両のサージ電圧重畳回避部の構成例を示すブロック図である。
図４Ａおよび図５は、図３に示すサージ電圧重畳回避部の動作例を説明するタイミングチャートである。

サージ電圧重畳回避部２０は、各相のスイッチ開閉信号生成回路２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗを備えている。なお、スイッチ開閉信号生成回路２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗは同様の構成であって、各相について同様の動作を行うものであるので、以下ではＵ相のスイッチ開閉信号生成回路２２Ｕの構成および動作について説明し、Ｖ相、Ｗ相のスイッチ開閉信号生成回路２２Ｖ、２２Ｗについては説明を省略する。

スイッチ開閉信号生成回路２２Ｕは、スイッチングタイミング演算部２２１と、同時スイッチング回避部２２０と、スイッチ開閉タイミング生成部２２４と、を備えている。同時スイッチング回避部２２０は、同時スイッチング判定部２２２と、三角波キャリア生成部２２３と、を備えている。

スイッチングタイミング演算部２２１は、ＰＷＭ変調率指令と、後述する三角波キャリア生成部２２３から出力された前回の三角波キャリア情報とを受信して、スイッチングタイミングを演算する。スイッチングタイミング演算部２２１は、演算したスイッチングタイミングを同時スイッチング判定部２２２および他相のスイッチ開閉信号生成回路２２Ｖ、２２Ｗへ出力する。

スイッチングタイミングtswの演算例を以下に説明する。Ｕ相のＰＷＭ変調率指令のデューティ比（=duty）に対して、ゲート信号をオフするタイミングtsw(=時間Ａから期間toffだけ経過したタイミング)は、図４Ａのタイミングチャートに示すように、三角波キャリアのカウントダウンから、カウントアップに切り替わる時間Ａを基準にして、期間toffを用いて求めることができる。期間toffは（式１）で求めることができる。

同様にＵ相のＰＷＭ変調率指令のデューティ比(=duty)に対して、ゲート信号をオンするタイミングtsw(=時間Ｂから期間tonだけ経過したタイミング)は、図４Ａのタイミングチャートに示すように、三角波キャリアのカウントアップから、カウントダウンに切り替わる時間Ｂを基準にして、期間tonを用いて求めることができる。期間tonは（式２）で求めることができる。

同時スイッチング回避部２２０は、第１相のスイッチを切り替える第１スイッチングタイミングと、第２相のスイッチを切り替える第２スイッチングタイミングとが同時であるか判定し、同時であると判定したときに第１相と第２相との三角波キャリアの波形を異ならせて生成する。

同時スイッチング判定部２２２は、スイッチ開閉信号生成回路２２Ｕ、２２Ｖ、２２Ｗのスイッチングタイミング演算部２２１からスイッチングタイミングを受信する。同時スイッチング判定部２２２は、Ｕ相のスイッチングタイミングtswと他相のスイッチングタイミングtswとを比較して、その差の絶対値が所定時間よりも小さいときに、スイッチングタイミングが同時であると判断する。このとき、例えば、２相のスイッチングタイミングtswの時間差が時間Tmoveより小さい時に、サージ電圧の重畳が発生すると分かっている場合には、Ｕ相のスイッチングタイミングtswと他相のスイッチングタイミングとの差が時間Tmoveより小さいか否かを判定しても良い。

なお、他相において、後述する三角波キャリア生成部２２３が、三角波キャリアの周期を変えたときには、変化後の三角波キャリア情報を使って、再度スイッチングタイミング演算部２２１が他相スイッチングタイミングtswを再度演算しておくことが望ましい。

図４Ｂは、図３に示すサージ電圧重畳回避部の他の動作例を説明するタイミングチャートである。
三角波キャリアが既にずれている場合には、上記演算において比較するスイッチングタイミングの補正が必要となる。ここでは、Ａ−Ｂ期間のスイッチングタイミングが重畳するのを回避するためにＵ相の三角波キャリアの周期を大きくした後に、Ｕ相とＶ相とのスイッチングタイミングを比較する場合について説明する。

Ｃ−Ｄ期間のＶ相スイッチングタイミングは、（式１）よりtoff（Ｖ）が演算される。Ｃ−Ｄ期間のＵ相スイッチングタイミングは、（式１）よりtoff（Ｕ）が演算される。このＵ相スイッチングの同時スイッチング判定をするためには、Ｕ相とＶ相との三角波キャリアの基準ずれ時間Tgapの分を補正する。すなわち、同時スイッチング判定部２２２は、toff（Ｕ）と、（toff（Ｖ）−Tgap）の差の絶対値がTmoveより小さい場合には、サージが重畳されると判定する。

同時スイッチング判定部２２２は、他相とスイッチングタイミングが同時であると判断したとき、Ｕ相の三角波キャリアの波形が変化するように三角波キャリア指令を出力する。図５では、Ｕ相のスイッチングタイミングとＶ相のスイッチングタイミングとが一致したときに、Ｕ相のキャリア周期を長くする方向に変化させた時の例を示している。

Ｕ相ゲート信号は、Ｖ相との同時スイッチングによるサージ電圧の重畳を回避するように、例えば時間Tmove分のスイッチングタイミングをずらすように調整される。Ｕ相スイッチングタイミングを、Ｖ相ゲート信号のスイッチングタイミングtvからTmove分遅らせた場合、Ｕ相の三角波キャリア周期指令（三角波キャリア指令）TcarRef（=Tcar）は（式３）で求まる値となる。

なお、三角波キャリアの周期を短くする場合には、Ｕ相の三角波キャリア周期指令TcarRefを（式４）で求まる値にすれば良く、いずれの場合においてもサージ電圧の重畳を回避することができる。

また、三角波キャリア周期の変化量の演算方法は（式３）または（式４）に限定する必要はなく、他相のスイッチングタイミングと所定時間Tmove以上の差を設けるように決定すればよい。
三角波キャリア生成部２２３は、上記のように演算した三角波キャリア周期指令TcarRefを受信して、例えば下記のように三角波キャリアを演算する。
例えば、図４Ａの三角波キャリアがカウントアップする時間Ａから時間Ｂの間の三角波キャリアの値CarCntは（式５）で求めることができる。このとき、Tcar´は重畳回避前の三角波キャリア周期の値である。

上記（式５）において、三角波キャリアの周期をTcar´からTcar(=TcarRef)へと変更した場合、三角波キャリアは下記（式６）で求めることができる。
ここで、三角波キャリアの値CarCntは、０％以上１００％以下の値である。（式５）および（式６）のtは、三角波キャリアのカウントダウンから、カウントアップに切り替わる動作点時間Ａを基準（０秒）とした経過時間である。

三角波キャリアの周期を変化させる場合、三角波キャリアの演算式の（式５）から（式６）への変更は、例えば、三角波キャリアの値CarCntが０％（図４のＡ、Ｃ点）の時に実施する。

図４Ａの三角波キャリアがカウントダウンする時間Ｂから時間Ｃの間の三角波キャリアの値CarCntは（式７）で求めることができる。このとき、Tcar´は重畳回避前の三角波キャリア周期の値である。

上記（式７）において、三角波キャリアの周期をTcar´からTcar(=TcarRef)へと変更した場合、三角波キャリアは下記（式８）で求めることができる。
ここで、三角波キャリアの値CarCntは、０％以上１００％以下の値である。（式７）および（式８）のt’は、三角波キャリアのカウントアップから、カウントダウンに切り替わる動作点時間Ｂを基準（０秒）とした経過時間である。

三角波キャリアの周期を変化させる場合には、三角波キャリアの演算式の（式７）から（式８）への変更は、例えば、三角波キャリアの値CarCntが１００％（図４ＡのＢ点）の時に実施する。
三角波キャリア生成部２２３は、上記のように演算した三角波キャリアの値CarCntをスイッチ開閉タイミング生成部２２４へ出力する。

スイッチ開閉タイミング生成部２２４は、三角波キャリアの値CarCntと、ＰＷＭ変調指令とを比較して、スイッチング開閉タイミングを生成して出力する。スイッチ開閉タイミング生成部２２４は、例えば、受け取ったＵ相のＰＷＭ変調率指令（Ｕ）と、三角波キャリアの値とを常時比較して、ＰＷＭ変調率指令値（Ｕ）が三角波キャリア値より大きい場合には、スイッチ開閉タイミング信号として１（上スイッチ閉）を出力し、ＰＷＭ変調率指令値（Ｕ）が三角波キャリア値より小さい場合には、スイッチ開閉タイミング信号として０（上スイッチ開）を出力する。なお、この場合、スイッチ駆動回路３０は、受信したスイッチ開閉タイミング信号から、上下のスイッチＳｕ、Ｓｘのゲート信号ＳＷ２、ＳＷ５を互いに反転した値となるように生成して出力する。

次に、上記のように、三角波キャリアの周期を調整した場合でも、出力電圧が変化しないことを以下に説明する。
図６は、図１に示すインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両の３相インバータにおいて、Ｕ相とＶ相スイッチのスイッチングタイミングが一致した時の、それぞれのゲート信号のタイミングチャートである。

例えば図６に示すようにサージ電圧の重畳回避を行わない場合にＵ相とＶ相とのスイッチングタイミングが一致したときに、サージ電圧の重畳回避を実施していない場合のＵ相ゲート信号と、直流リンク電圧値Ｖｄｃから決まる３相インバータのＵ相の出力電圧Ｖｕは（式９）で求めることができる。このＶｕは、三角波キャリア１周期あたりのＵ相の平均電圧である。
ここで、ton1´およびton2´は三角波キャリア周期１においてＵ相ゲート信号がハイレベルである期間であり、toff´は三角波キャリア周期１においてＵ相ゲート信号がローレベルである期間である。

また、図６のサージ電圧の重畳回避を実施した場合のＵ相ゲート信号と、直流リンク電圧値Ｖｄｃから決まる３相インバータのＵ相の出力電圧Ｖｕは（式１０）で求めることができる。
ここで、ton1およびton2は三角波キャリア周期２（Ｕ相）においてＵ相ゲート信号がハイレベルである期間であり、toffは三角波キャリア周期２（Ｕ相）においてＵ相ゲート信号がローレベルである期間である。

（式９）および（式１０）に示すように、Ｕ相の出力電圧は、Ｕ相のＰＷＭ変調率指令と、直流リンク電圧Ｖｄｃから決まる。
上記のように、本実施形態では、サージ電圧の重畳回避の動作の有無に関係なく、各相の出力電圧を一定に保つことができる。すなわち、３相電圧インバータでは、サージ電圧重畳回避動作による影響を受けることなく、モータＭなどの負荷に印加する電圧を制御することができる。

図７は、実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両の他の例について説明するための図である。
上述の実施形態は、直流リンク部ＬＩＮＫを共有して、サージ電圧が重畳するスイッチの組み合わせが存在する構成に適用可能であって、例えば、図７に示すように昇圧器ＢＳＴを備える構成にも適用可能である。

この例では、電力変換装置は、直流電源ＢＴの電圧を昇圧してインバータＩＮＶへ供給する昇圧器ＢＳＴと、スイッチ駆動回路６０と、を更に備え、インバータ制御装置ＣＴＲＬは、電圧制御器７０を更に備えている。

昇圧器ＢＳＴは、スイッチＳａ、Ｓｂと、コイルＬと、コンデンサＣ２と、を備えている。スイッチＳａ、Ｓｂは、例えばＦＥＴ（Field-Effect Transistor）やＩＧＢＴ（絶縁ゲートバイポーラトランジスタ：Insulated Gate Bipolar Transistor）などの半導体スイッチである。

スイッチＳａとスイッチＳｂとは互いに直列に接続するとともに、インバータＩＮＶの複数のスイッチＳｕ〜Ｓｚと並列に接続している。スイッチＳａとスイッチＳｂとの直列接続点は、コイルＬを介して直流電源ＢＴの正極と電気的に接続している。コンデンサＣ２は、直流電源ＢＴおよびスイッチＳｂと並列に接続している。

電圧制御器７０は、直流電圧検出器４０からの直流電圧情報と、外部装置から電圧指令値とを受け取り、これらが一致するようにＰＷＭ変調率指令値を設定する。電圧指令値は、外部のインバータ制御装置ＣＴＲＬを制御するコンピュータが演算しても良い。

スイッチ駆動回路６０は、後述のサージ電圧重畳回避部からのスイッチ開閉タイミングを受け取り、そのタイミングで、昇圧器ＢＳＴのスイッチＳａ、Ｓｂが開閉するように、ゲート信号を昇圧器ＢＳＴに出力する。

図８は、図７に示すインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両のサージ電圧重畳回避部２０の構成例を示すブロック図である。
サージ電圧重畳回避部２０は、昇圧器ＢＳＴのスイッチ開閉タイミングを出力するスイッチ開閉信号生成回路２２Ａを更に有している。スイッチ開閉信号生成回路２２Ａの構成および動作は、上述したスイッチ開閉信号生成回路２２Ｕ〜２２Ｗと同様であるので説明を省略する。

上記のように、直流リンク部ＬＩＮＫを共有して、サージ電圧が重畳するスイッチの組み合わせが存在する構成において、スイッチの開閉タイミングを調整するサージ電圧重畳回避部を設けることにより、サージ電圧が重畳することを回避することができ、高電圧が印加されることによるスイッチの破壊を回避することができる。同様に、複数の昇圧器と、複数のインバータとを共通の直流リンクに接続した構成においても、本実施形態を適用することができる。

なお、昇圧器ＢＳＴを備える場合であっても、重畳回避動作による影響を受けることなく、昇圧後の電圧を制御することが可能である。
すなわち、本実施形態によれば、低コストで信頼性の高いインバータ制御を行うインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両を提供することができる。

次に、第２実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両について図面を参照していかに説明する。なお、以下の説明において、上述の実施形態と同様の構成については、同一の符号を付して説明を省略する。

図９は、第２実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両におけるスイッチ開閉信号生成回路の構成例を示すブロック図である。
本実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両は、スイッチ開閉信号生成回路２２Ｕ〜２２Ｗの構成が上述の実施形態と異なっている。なお、各相のスイッチ開閉信号生成回路２２Ｕ〜２２Ｗは同様の構成であるので、ここでは、スイッチ開閉信号生成回路２２Ｕの構成および動作を説明してスイッチ開閉信号生成回路２２Ｖ、２２Ｗの説明は省略する。また、以下の説明において、説明を簡単にするために三角波キャリア周期は一定値としている。

スイッチ開閉信号生成回路２２Ｕは、スイッチングタイミング演算部２２１と、同時スイッチング判定部２２２と、三角波キャリア生成部２２３と、スイッチ開閉タイミング生成部２２４と、を備えている。
本実施形態では、スイッチ開閉信号生成回路２２Ｕの上記構成のうち、同時スイッチング判定部２２２と、三角波キャリア生成部２２３との動作が上述の実施形態と異なっている。

図１０は、図９に示すサージ電圧重畳回避部の動作例を説明するタイミングチャートである。
この例では、三角波キャリアが０％と１００％との少なくとも一方のタイミングで三角波キャリア値の加算または減算を所定時間だけ停止している。

同時スイッチング判定部２２２は、スイッチングタイミング演算部２２１からＵ相のスイッチングタイミングtu'を受け取り、他相からＶ相のスイッチングタイミングtv’を受け取り、例えばこれらの差の絶対値が所定時間Tmove以上である場合は、サージ電圧が重畳しないと判断して、三角波キャリア停止時間Tstop1と次回三角波キャリア停止時間Tstop2とを、０秒として出力する。

同時スイッチング判定部２２２は、スイッチングタイミング演算部２２１からＵ相のスイッチングタイミングtu'を受け取り、他相からＶ相のスイッチングタイミングtv’を受け取り、例えばこれらの差の絶対値が所定時間Tmoveより小さい場合は、サージ電圧が重畳すると判断して、三角波キャリア停止時間Tstop1と次回三角波キャリア停止時間Tstop2とを演算して三角波キャリア指令として出力する。

サージ電圧の重畳を回避するためのＵ相スイッチングタイミングtu'は、Ｖ相スイッチングタイミングtv'より、前記Tmove分だけ遅らせる必要があるため、（式１１）で求まる三角波キャリア停止時間Tstop1を設定する。
Tstop1=(tv'-tu')+Tmove （式１１）

さらに、同時スイッチング判定部２２２は、次回の三角波キャリア停止時間Tstop2を設定する。この値は、上述の実施形態と同様に、サージ電圧の重畳を回避した場合においても、Ｕ相の出力電圧Vuを一定になるように設定する。

Ｕ相ゲート信号のキャリア１周期内のオン時間Tonは（式１２）で表すことができ、オフ時間Toffは（式１３）で表すことができる。

その時の三角波キャリア１周期あたりのＵ相の平均電圧Vuは、（式１４）のようになる。

同時スイッチング判定部２２２は、停止時間Tstop2を（式１５）が成立するように、出力する。

（式１５）のように、停止時間Tstop2を設定することで、（式１４）右辺の括弧内は常時１となる。
三角波キャリア生成部２２３では、三角波キャリア停止時間Tstop1と、次回三角波キャリア停止時間Tstop2とを受け取り、三角波キャリア波の値を出力する。

本実施形態では、（式１１）および（式１５）のように、三角波キャリア停止時間Tstop1および、次回三角波キャリア停止時間Tstop2を設定することにより、サージ電圧の重畳回避の動作の有無に関係なく、各相のＰＷＭ変調率を一定に保つことができる。これは、３相電圧インバータでは、モータなどのインバータ負荷に印加する電圧を重畳回避動作による影響を受けることなく、制御することができることを意味する。また、昇圧器を備える場合であっても、重畳回避動作による影響を受けることなく、昇圧電圧を制御することができる。
なお、上記説明では、キャリアを停止させる位置を三角波キャリア０％および１００％としたが、５０％などの中間値でも、同様の効果を得ることができる。

図１１は、（式１５）を適用した際の、ＰＷＭ変調率指令に対する停止時間Tstop2と停止時間Tstop1との比率の一例を示すグラフである。
ＰＷＭ変調率指令が小さい場合には、停止時間Tstop2が停止時間Tstop1に対して大きくなることが分かる。停止時間Tstop2が大きくなると、Ｕ相スイッチが継続的に開閉している時間が長くなるため、トルク・電流制御器１０の電流制御が成立しなくなる。この場合には、トルク・電流制御器１０の電流制御が成立することを優先して、停止時間Tstop2に上限値を設けても良い。その場合、停止時間Tstop2、Ｕ相の出力電圧VuはＰＷＭ変調率指令に比例しなくなるが、電流制御の不成立を回避することができる。

また、この方式では、次回の三角波キャリアの動作も決定される。次回のＵ相スイッチングタイミングと次回のＶ相のスイッチングタイミングとの差が、サージ電圧が重畳されるスイッチング間隔時間Tmoveより小さい場合には、Ｕ相の出力電圧Vuを一定にすることを優先して、図１０の時間Ｂ’に、三角波キャリアを（式１５）で求めた時間Tstop2停止させても良く、サージ電圧の重畳を回避させることを優先して、図１０の時間Ｂ’に、（式１１）で再度演算した三角波キャリア停止時間Tstop1分だけ停止させても良い。いずれの場合であっても、上述の実施形態と同様の効果を得ることができる。

すなわち、本実施形態によれば、低コストで信頼性の高いインバータ制御を行うインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両を提供することができる。

次に、第３実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両について図面を参照して説明する。

同時スイッチングを回避する際に三角波キャリアの周期を変更する場合、三角波キャリアの周期を短くする方法と、長くする方法との２つがある。どちらを選んでも、サージ電圧の重畳を防ぐことができる。一方で、三角波キャリア周期を短くした場合には、電流制御の精度が向上する反面、スイッチでの損失が増加する。反対に、三角波キャリア周期を長くした場合には、スイッチでの損失が低減する反面、電流制御の精度が悪化する。よって、三角波キャリアの周期を変化させることはそれぞれ長所と短所とがあり、三角波キャリアの周期は、他相と同期していることが望ましく、更には初期に設定した基本周期で運転することが望ましい。

図１２は、３相インバータのＵ相とＷ相との三角波キャリアを５０００Ｈｚ、Ｖ相の三角波キャリアを４８００Ｈｚとしたときの３相電流の一例を示す。
例えば、三角波キャリアの周波数を他相と変更してサージ電圧重畳回避を行うと、例えばＵ相の出力電圧のタイミングがずれることとなる。このずれにより、例えば３相インバータ負荷であるモータＭのインダクタンス成分が小さいときに、３相モータ電流が振動する場合がある。例えば、キャリア周期に近い成分で、３相電流が振動する。

上記のように電流が振動するとエネルギー変換効率が低くなることがあった。そこで、本実施形態では、サージ電圧重畳回避部２０は、三角波キャリア周波数が他の相と同期するように調整している。

図１３は、本実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両におけるスイッチ開閉信号生成回路の構成例を示すブロック図である。
本実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両は、スイッチ開閉信号生成回路２２Ｕ〜２２Ｗの構成が上述の実施形態と異なっている。なお、各相のスイッチ開閉信号生成回路２２Ｕ〜２２Ｗは同様の構成であるので、ここでは、スイッチ開閉信号生成回路２２Ｕの構成および動作を説明してスイッチ開閉信号生成回路２２Ｖ、２２Ｗの説明は省略する。

スイッチ開閉信号生成回路２２Ｕは、スイッチングタイミング演算部２２１と、同時スイッチング回避部２２０と、スイッチ開閉タイミング生成部２２４と、を備えている。同時スイッチング回避部２２０は、同時スイッチング判定部２２２と、三角波キャリア同期部２２５と、三角波キャリア生成部２２３と、を備えている。すなわち、本実施形態では、スイッチ開閉信号生成回路２２Ｕが三角波キャリア同期部２２５を更に備えている。

図１４は、図１３に示すサージ電圧重畳回避部の動作例を説明するタイミングチャートである。
なお、図１４において、Ｖ相の三角波キャリアは、サージ電圧の重畳を回避するために三角波キャリア周期の変化を実施しておらず、三角波キャリア同期部２２５に入力される基本波キャリアと一致していることとして説明する。

三角波キャリア周期１の区間では、Ｕ相ゲート信号は、Ｖ相ゲート信号と同時スイッチングとなるＰＷＭ変調率指令であり、第１実施形態を適用して、Ｕ相の三角波キャリア周期を所定時間Tch分だけ長く変化させている。これにより、上述の第１実施形態で説明したように、Ｕ相の出力電圧の平均値を変化させずに、サージ電圧の重畳を回避することができる。

このとき、図１４の三角波キャリア周期２の区間では、キャリア周期を（Tcar’−Tch）に設定する。これにより、三角波キャリア周期２が終了した時間Ｅにおいて、Ｕ相三角波キャリアとＶ相三角波キャリアとが共に０％となる。このようにキャリア周期を調整することにより、三角波キャリア周期２以降のＵ相三角波キャリアの周期を基本波キャリアの周期と一致させる。それによって、図１２に示した電流の三角波キャリア周期に近い電流の振動成分を抑制することができる。

図１４のタイムチャートでは、三角波キャリア周期１の区間でのみＵ相キャリア周期を変化させたが、周期２の区間で、上記のようにＵ相三角波キャリア周期を（Tcar’−Tch）に設定した場合に、同時スイッチング判定部２２２が、Ｕ相のスイッチングタイミングと他相のスイッチングタイミングとの差が小さく、サージ電圧が重畳すると判定した場合は、三角波キャリア同期部２２５は、Ｕ相三角波キャリアを基本波キャリアに同期させずに、キャリア周期指令TcarRefの値に従い、キャリア周期指令TcarRef2を設定する方が良い。

同時スイッチング判定部２２２が、同時スイッチングを判定しない場合は、例えば、キャリア周期指令０などの同時スイッチングを判定しないことを示す値にして、三角波キャリア同期部２２５は、同時スイッチングを判定しないことを示す値を受け取った場合には、例えば、Ｕ相の三角波キャリアと基本三角波キャリアとの波形が一致するように同期させてキャリア周期指令TcarRef2を出力する。

本実施形態によれば、低コストで信頼性の高いインバータ制御を行うインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両を提供することができる。さらに、本実施形態によれば、サージ電圧の重畳を回避しながら、大幅なスイッチ損失の増加や、電流制御の精度悪化を回避することができる。

次に、第４実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両について図面を参照して説明する。
図１５は、本実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両におけるスイッチ開閉信号生成回路の構成例を示すブロック図である。

本実施形態では、三角波キャリア周期の指令値を演算する際に、スイッチ開閉タイミングを設定する相に流れる電流値の符号に基づいて（式３）と（式４）との何れかを採用している。

すなわち、同時スイッチング判定部２２２は、Ｕ相のスイッチングタイミングと、他相のスイッチングタイミングの他に、三角波キャリアがカウントアップ中であるかカウントダウン中であるかを示す信号と、電流センサで検出したＵ相の電流値の情報と、を受信する。

同時スイッチング判定部２２２は、Ｕ相と他相とのスイッチングタイミングか同時か否か判定して、三角波キャリアの周期指令TcarRefを演算する時に、三角波キャリアがカウントアップ中かつＵ相の電流値の符号が正である場合、または、三角波キャリアがカウントダウン中かつＵ相の電流値の符号が負である場合には、（式４）を用いて周期指令TcarRefを演算する。上記の条件以外では、（式３）を使って周期指令TcarRefを演算する。

上記のように周期指令TcarRefを演算する数式を選択することによって、Ｕ相の三角波キャリア周期を変更した時に、短期間のＵ相電流の絶対値が増加することを防ぐことができる。

図１６は、三角波キャリアがカウントアップ中、かつ、Ｕ相電流符号が正であるときに、三角波キャリア周期を変化させた三角波キャリアと、ゲート信号と、Ｕ相電流との例を示す図である。
図１６では、時間Ａにおいて、例えば第１実施形態と同様の方法で三角波キャリア周期を変更している。

三角波キャリア周期を変化させない場合のＵ相電流Ｉ１に対して、（式４）で演算した三角波キャリア周期の場合のＵ相電流Ｉ２は、スイッチングタイミングが時間Ｂ１と、早くなることにより、Ｕ相電流が小さい内にゲート信号がオンからオフに、切り替わる。（式３）で演算した三角波キャリア周期の場合のＵ相電流Ｉ３は、スイッチングタイミングが時間Ｂ２と遅くなることにより、Ｕ相電流が大きく増加していることが分かる。

このように、三角波キャリアがカウントアップ中、かつ、Ｕ相電流の符号が正である場合には、（式４）を採用した方が、Ｕ相のスイッチングタイミングを変化させた付近でのＵ相電流を小さくすることができる。Ｕ相電流を小さく抑えることで、電流による３相インバータＩＮＶのスイッチＳｕ〜Ｓｚや、モータＭなどの発熱を抑えることができる。

なお、第１実施形態で説明したように、Ｕ相の出力電圧の平均値は、三角波キャリア周期を変化させても一定であるため、図１６の時間Ｅのように、三角波キャリア周期を変化させてから、時間が経過するにつれ、Ｕ相電流は、キャリア周期に関係なく、同じ値に収束していくことが分かる。

本実施形態によれば、低コストで信頼性の高いインバータ制御を行うインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両を提供することができる。

次に、第５実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両について図面を参照して説明する。
上述の第１実施形態乃至第４実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両は、スイッチＳｕ〜Ｓｚ、Ｓａ、Ｓｂのゲート信号を生成するインバータ制御装置ＣＴＲＬのソフトウエアのみを作成することで実現可能である。これは、追加部品による費用増加がないという長所がある。その反面、負荷モータの速度またはトルクと電流とを制御することや、負荷モータや電力変換装置自身の保護動作の実施や、他の機器との通信などの電力変換装置の付加機能に必要となるマイコンの処理演算時間の一部を本実施形態の機能実現に使用することとなる。

したがって、電力変換装置のインバータ制御装置ＣＴＲＬに搭載されたプロセッサが高性能であり、インバータ制御装置ＣＴＲＬの処理性能に十分の余裕がある場合には上述の第１乃至第４実施形態で説明した技術は問題なく実施可能である。しかしながら、安価であり低性能のプロセッサを使用する電力変換装置では、インバータ制御装置ＣＴＲＬの処理性能に余裕がないために上述の第１乃至第４実施形態を実施することが困難となる場合がある。

そこで、本実施形態ではインバータ制御装置ＣＴＲＬの処理性能に十分に余裕がない電力変換器であっても実施可能であるインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両について説明する。

図１７は、本実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両の例について説明するための図である。
本実施形態に係るインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両は、重畳サージ電圧という高いサージ電圧がスイッチＳｕ〜Ｓｚにかかることによって破壊されることを防ぐものであって、本実施形態の技術と他の技術とを組み合わせて高いサージ電圧が発生しないようにする場合、本実施形態の技術による重畳回避の実施を停止させることや、適用するスイッチを限定可能としている。

例えば、電力変換装置が３相モータを駆動するインバータＩＮＶを含む場合、各相であるＵ、Ｖ、Ｗ相のそれぞれのスイッチＳｕ〜Ｓｚの２つが同時にスイッチングすることによって、重畳サージが発生する。

ここで、本実施形態では、インバータＩＮＶのＶ相とＷ相との間にサージ電圧を抑制するコンデンサＣＷを接続している。この場合、Ｕ相とＶ相のスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙのいずれかと、Ｗ相のスイッチＳｗ、Ｓｚが同時にスイッチングした場合でも重畳サージ電圧は発生しない。これは、Ｗ相のスイッチングサージ電圧はコンデンサＣＷに吸収され、Ｕ相およびＶ相のスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙには印加されないためである。同様の理由で、Ｕ相およびＶ相のスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙのスイッチングサージ電圧はＷ相のスイッチＳｗ、Ｓｚに印加されない。そのため、Ｗ相のスイッチＳｗ、Ｓｚについてスイッチングタイミングの重畳判定および回避を適用しなくても重畳サージの発生を防ぐことができる。

なお、上記のコンデンサＣＷにＵ相およびＶ相のサージ電圧を吸収させることにより、コンデンサＣを省略することで、コンデンサＣＷを追加することによるコスト増加を抑えることができる。

図１８は、図１７に示すインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両のサージ電圧重畳回避部の構成例を示すブロック図である。本実施形態のサージ電圧重畳回避部２０の構成は、スイッチ開閉信号生成回路２２Ｗのみが図３に示す構成と異なっている。
スイッチ開閉信号生成回路２２Ｗは、スイッチ開閉タイミング生成部２２４と、基本三角波キャリアを出力する三角波キャリア生成部２２３を備えている。

スイッチ開閉タイミング生成部２２４は、三角キャリア生成部２２３から出力された基本キャリア波とＰＷＭ変調率指令（Ｗ）とを用いてスイッチ開閉タイミングを生成して、スイッチ駆動回路３０へ出力する。

上記のように、本実施形態では、Ｕ相とＶ相とのスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙについてのみ重畳回避のためにスイッチングタイミングの調整を適用することとなり、インバータ制御装置ＣＴＲＬの処理量を低く抑えることができる。

すなわち、Ｕ相、Ｖ相、Ｗ相の３相分のスイッチングタイミングの重畳回避を行うと、各相のスイッチングタイミングと比較する対象は他の２相であるため、３相分のスイッチングを決めるのに６回（３×２）のスイッチングタイミング重畳の判定および回避をしなければいけなかった。これに対し、例えば、本実施形態においてＷ相のスイッチングタイミング重畳の判定および回避を実施しなくて良い場合、Ｕ相とＶ相との２相分のみスイッチングタイミング重畳判定および回避を実施することとなる。この場合、各相のスイッチングタイミングと比較するスイッチング対象は他の１相であるため、３相のスイッチングを決めるのに２回（２×１）のスイッチングタイミング重畳の判定および回避を行うこととなる。そのため、３相分の重畳回避を行う場合と比較すると、本実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両のプロセッサは、略１／３倍の処理量で済むこととなる。

本実施形態が適用される例は、図１のＶ相のスイッチＳｖ、ＳｙとＷ相のスイッチＳｗ、Ｓｚとの間にスイッチと並列にコンデンサを接続したときに限定されるものではなく、例えば、Ｕ相のスイッチＳｕ、ＳｘとＶ相のスイッチＳｖ、Ｓｙとの間にスイッチと並列にコンデンサを接続してもよく、図７のインバータＩＮＶと昇圧器ＢＳＴとの間にスイッチＳａ、Ｓｂと並列にコンデンサを接続しても、同様の効果を得ることができる。また、スイッチＳｕ〜Ｓｚ、Ｓａ、Ｓｂと並列にコンデンサを挿入する以外の方法であっても同様の効果を得ることができる。本実施形態において、スイッチングタイミング重畳の判定および回避は、上述の第１乃至第４実施形態の何れか、若しくは、これらの組み合わせを適用可能である。

次に、コンデンサを用いる以外に、本実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両に適用可能な構成例について説明する。
この例ではいずれかの相のスイッチＳｕ〜Ｓｚの開閉速度を下げることがある。サージ電圧はスイッチＳｕ〜Ｓｚが急速に開閉して、スイッチＳｕ〜Ｓｚに流れる電流が急変することにより発生する。そのため、緩やかに開閉する、つまり時間をかけてスイッチＳｕ〜Ｓｚの開状態と閉状態とに切り替えることによって、サージ電圧の大きさを小さくすることができる。

例えばＷ相のスイッチＳｗ、Ｓｚの開閉時間（開状態から閉状態或いは閉状態から開状態へ切り替わる際に要する時間）を長くする、Ｗ相とＵ相とのスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｗ、ＳｚまたはＷ相とＶ相とのスイッチＳｖ、Ｓｙ、Ｓｗ、Ｓｚが同時にスイッチングした場合であっても、Ｗ相のサージ電圧が小さいため、重畳サージも小さくなり、スイッチＳｕ〜Ｓｚが破壊されることを防ぐことができる。これにより、Ｗ相のスイッチＳｗ、Ｓｚにスイッチングタイミング重畳の判定および回避を実施しなくてもスイッチＳｕ〜Ｓｚが破壊されるような大きい重畳サージの発生を防ぐことができる。

スイッチＳｕ〜Ｓｚの開閉時間を長くする方法は、スイッチＳｕ〜Ｓｚの開閉信号を作るゲート駆動回路がスイッチＳｕ〜Ｓｚのゲート端子に供給するゲート信号の時間変化を遅くすることで実現することができる。ゲート信号を遅らせる方法は、例えば、ゲート駆動回路とスイッチＳｕ〜Ｓｚとの間にあるゲート抵抗を大きくする方法を適用可能である。これはスイッチＳｕ〜ＳｚであるＦＥＴやＩＧＢＴなどの半導体スイッチが静電容量（コンデンサ）特性であるため、ゲート抵抗とゲート信号の時間変化が比例関係であることを利用している。例えば、ゲート抵抗は、ゲート駆動回路の出力端子の前段に抵抗器を挿入して大きくしてもよく、ゲート駆動回路の出力端子とスイッチＳｕ〜Ｓｚのゲート端子との間に抵抗器を挿入して大きくしてもよい。

また、スイッチＳｕ〜Ｓｚの開閉時間を長くするのはＷ相以外の相であってもよく、少なくとも１相についてスイッチＳｕ〜Ｓｚの開閉時間を長くすればよい。この例においても、スイッチングタイミング重畳の判定および回避は、上述の第１乃第４実施形態の何れか、若しくは、これらの組み合わせを適用可能である。

上記の場合でも、Ｕ相とＶ相のスイッチＳｕ、Ｓｘ、Ｓｖ、Ｓｙにのみスイッチングタイミング重畳の判定および回避を適用することとなり、インバータ制御装置ＣＴＲＬはＵ相とＶ相とに関する演算を行うのみでよい。したがって、上記のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両によれば、少ない演算処理量で上述の実施形態と同様の効果を得ることができる。

ただし、いずれかの相のスイッチは開閉時間を緩やかにしたことによって、電力変換装置におけるスイッチング損失が増加する。したがって、スイッチＳｕ〜Ｓｚの開閉時間は、プロセッサの処理性能の余剰と、電力変換装置が許容することができる損失や発熱などの使用環境によって適切な時間となるように調整すべきである。

例えば、図１に示した電力変換装置が、水または空気などの冷媒が供給されるヒートシンクを備え、このヒートシンクによりスイッチＳｕ〜Ｓｚが冷却される場合、冷媒が通過する経路によってスイッチＳｕ〜Ｓｚそれぞれの冷却性能は異なる。これは、冷媒が電力変換装置に供給される温度に比べて、電力変換装置から排出される冷媒温度はスイッチＳｕ〜Ｓｚの発熱を吸収した分だけ上昇するためである。このことから、冷媒の供給口に近い場所に配置されているスイッチは、冷媒の出口に近い場所に配置されているスイッチよりも温度が常に低い状態にある。したがって、冷媒の供給口に近い場所に配置されたスイッチの開閉時間を緩やかにして、過大な重畳サージ電圧による該スイッチの破壊を防ぐことによってその該スイッチの発熱が増えた場合でも、他のスイッチより冷却性能が高いことから電力変換装置の出力が低下することを回避することができる。

上記のように、電力変換装置の使用環境を考慮することで、電力変換装置の運転性能の維持と、過大な重畳サージ電圧の防止と、ＣＰＵ処理量の削減と、の全てを実現することが可能である。

上記の例ではインバータＩＮＶのある相で上述の実施形態と同様のスイッチングタイミング重畳の判定および回避を実施しないことによってインバータ制御装置ＣＴＲＬのプロセッサの処理量を削減したが、ある相の中でスイッチのターンオンまたは、ターンオフのいずれか一方でのみスイッチの開閉時間を長くしてもよい。これは、スイッチＳｕ〜Ｓｚはターンオンとターンオフの両方でサージ電圧が発生するが、それぞれ独立して開閉時間を変化させることができる。そのいずれか一方で開閉時間を長くすることで、そのスイッチング時に過大な重畳サージ電圧の発生を防ぐことができる。これを利用することで、上記の例と同様にインバータ制御装置ＣＴＲＬのプロセッサの処理量を削減することができる。

例えば３相全てのスイッチＳｕ〜Ｓｚについて、ターンオンスイッチングタイミングとターンオフスイッチングタイミングとの両方の重畳回避を実施する場合、各相のスイッチングタイミングと比較するスイッチング対象は他の２相であり、スイッチＳｕ〜Ｓｚのそれぞれについてターンオンとターンオフとの合計２回実施するため、３相分のスイッチングタイミングを決めるのに１２回（３×２×２）重畳回避の判定・回避をすることとなる。

これに対し、ターンオンスイッチングタイミングと、ターンオフスイッチングタイミングとのいずれか一方でのみ重畳回避を実施する場合には、スイッチＳｕ〜Ｓｚのターンオンか、ターンオフの一方についてはスイッチングタイミングの重畳回避を行わないため、６回（３×２×１）重畳回避の判定・回避を行うこととなる。

したがって、３相全てのスイッチＳｕ〜Ｓｚについて、ターンオンスイッチングタイミングとターンオフスイッチングタイミングとの両方の重畳回避を実施する場合と比較すると、一方でのみ重畳回避を実施する場合には、インバータ制御装置、電力変換装置、および、車両ではインバータ制御装置ＣＴＲＬのプロセッサの処理量が略１／２となる。

すなわち、本実施形態によれば、上述の複数の実施形態と同様に、低コストで信頼性の高いインバータ制御を行うインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両を提供することができる。

次に、第６実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両について図面を参照して説明する。
本実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両は、上述の第５実施形態と同様に、インバータ制御装置のプロセッサの処理量を低減しながら、過大な重畳サージ電圧の発生を防止するものである。本実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両は、スイッチングタイミングの重畳回避をプロセッサ以外の構成により実現することで、電力変換装置を制御しているプロセッサの処理量を増やさずに、過大な重畳サージ電圧の発生を防止するものである。

図１９は、本実施形態のインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両の例について説明するための図である。
本実施形態の電力変換装置は、スイッチ駆動回路３０とインバータＩＮＶとの間に、ＦＰＧＡ（field-programmable gate array）やＣＰＬＤ（complex programmable logic device）やゲート信号専用処理回路などの高機能なロジック回路８０と、スイッチＳｕ〜Ｓｚの温度を検出する温度センサＳＳと、を設けている。ゲート信号はロジック回路８０を介してスイッチＳｕ〜Ｓｚのゲートに印加される。

ロジック回路８０はゲート信号を受信し、インバータＩＮＶの上段と下段とのスイッチが同時に閉状態となるデッドタイムを設けて電源が短絡接続状態となることを防ぐ機能や、スイッチの電流（電流検出器４２、４４の検出値）や温度状態（温度センサＳＳの検出値）を監視して、ゲート信号をスイッチＳｕ〜Ｓｚのゲート端子に供給することを止めることで過熱や過電流によりスイッチＳｕ〜Ｓｚが破壊されることを防ぐ機能を有する。上記のように、ロジック回路８０が他のスイッチと同時スイッチングしないようにゲート信号を処理することで、過大な重畳サージ電圧の発生を防ぐことができる。

例えば図１９の昇圧器ＢＳＴのスイッチ駆動回路６０のように、ロジック回路８０を共有しない相のスイッチＳａ、Ｓｂについて、ロジック回路８０のみで同時スイッチングの回避をすることはできないため、インバータＩＮＶのゲート信号と昇圧器ＢＳＴのゲート信号との間の同時スイッチングによる過大な重畳サージ電圧の発生はインバータ制御装置ＣＴＲＬのプロセッサで判定する必要がある。

図２０は、図１９に示すインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両のサージ電圧重畳回避部の構成例を示すブロック図である。
スイッチ開閉信号生成回路２２Ｕ〜２２Ｗは、それぞれスイッチ開閉タイミング生成部２２４と、基本三角波キャリアを出力する三角波キャリア生成部２２３とを有している。図２０では、スイッチ開閉信号生成回路２２Ｕ〜２２Ｗのそれぞれが、三角波キャリア生成部２２３を備えているが、スイッチ開閉信号生成回路２２Ｕ〜２２Ｗは１つの三角波キャリア生成部２２３を共有してもよい。

スイッチ開閉タイミング生成部２２４は、三角波キャリア生成部２２３から出力した基本三角波キャリアと、ＰＷＭ変調率指令と、を用いて、スイッチ開閉タイミングをスイッチ駆動回路３０へ出力する。

スイッチ開閉信号生成回路２２Ａは、上述の第１乃至第４実施形態と同様に、インバータＩＮＶのＵ、Ｖ、Ｗ相とスイッチングタイミングが重畳することを回避するように、半導体スイッチＳａ、Ｓｂのスイッチングタイミングを調整する。本実施形態において、スイッチングタイミング重畳の判定および回避は、上述の第１乃至第４実施形態の何れか、若しくは、これらの組み合わせを適用可能である。

上記の構成では、インバータ制御装置ＣＴＲＬは、インバータＩＮＶ中の３相間の同時スイッチングを監視する必要はなく、インバータＩＮＶのゲート信号の処理をする時は、昇圧器ＢＳＴのゲート信号と同時スイッチングすることによって過大な重畳サージ電圧が発生するかを監視すれば良い。したがって、インバータ中の３相間の同時スイッチングを監視しなくて良い分だけインバータ制御装置ＣＴＲＬのプロセッサの処理量を削減することができる。

また、ロジック回路８０がゲート信号を生成する三角波キャリアの処理を実施する場合には、ロジック回路８０上でスイッチタイミングの重畳判定・回避を実施することによりプロセッサの処理量を削減した場合であっても、過大な重畳サージの発生を防ぐことができる。

すなわち、本実施形態によれば、上述の複数の実施形態と同様に、低コストで信頼性の高いインバータ制御を行うインバータ制御装置、電力変換装置、および、車両を提供することができる。

いくつかの実施形態を説明したが、これらの実施形態は、例として提示したものであり、発明の範囲を限定することは意図していない。これら新規な実施形態は、その他の様々な形態で実施されることが可能であり、発明の要旨を逸脱しない範囲で、種々の省略、置き換え、変更を行うことができる。これら実施形態やその変形は、発明の範囲や要旨に含まれるとともに、特許請求の範囲に記載された発明とその均等の範囲に含まれる。

例えば、上述の第１実施形態と第２実施形態とを組み合わせても構わない。組み合わせることにより、（式３）および（式４）の三角波キャリア周期指令と、（式１１）の三角波キャリア停止時間と、（式１５）の次回三角波キャリア停止時間を、考慮しなければならないが、例えば、第２実施形態の方法で、Ｕ相三角波キャリアを停止させた場合、次回以降のＵ相三角波キャリアは、他の三角波キャリアよりも、（Tstop1＋Tstop2）分だけ遅れた三角波キャリアとなる。これを（式４）中のTmoveを（Tstop1＋Tstop2）の値として、求めた三角波キャリア周期指令TcarRefとすることで、Ｕ相三角波キャリアを他相の三角波キャリアと同期させることが可能となる。

このように、第１実施形態と第２実施形態とを組み合わせることによって、上記のように他相のキャリアと同期させることや、サージ電圧の重畳を回避するスイッチングタイミングを自由に設定することができるようになる。

また、Ｕ相のスイッチングタイミングをＶ相スイッチングタイミングから所定時間Tmoveだけずらすとき、Ｕ相のスイッチングタイミングがＶ相のスイッチングタイミングより所定時間Tmoveだけ遅れるようにＵ相の三角波キャリア周期を大きくする方法と、Ｖ相のスイッチングタイミングより所定時間Tmoveだけ早くなるようにＵ相の三角波キャリア周期を大きくする方法との２つがある。

上記の２つの方法のどちらを選択するか決めるために、同時スイッチング判定部２２２は、基本三角波キャリア周期Tcar’を記憶していても良い。例えば、スイッチングタイミング演算部２２１は、Ｕ相のＰＷＭ変調率指令と、三角波キャリア生成部２２３から前回決定した三角波キャリア周期Tcar-1を受け取り、Ｕ相のスイッチングタイミングを演算する。

ここで演算したスイッチングタイミングを同時スイッチング判定部２２２が他相のスイッチングタイミングと比較して、三角波キャリア周期を変化させるか否か判定する。Ｕ相スイッチングタイミングと他相スイッチングタイミングの時間差が十分に大きい場合には、三角波キャリア周期指令TcarRefは前回値Tcar-1のままでよい。

同時スイッチング判定部２２２は、Ｕ相スイッチングタイミングと他相スイッチングタイミングの時間差が小さく、サージ電圧の重畳が発生すると判定した場合には、三角波キャリア周期指令TcarRefを（式３）と（式４）とにより演算する。

同時スイッチング判定部２２２は、例えば、（式３）で求められた三角波キャリア周期指令TcarRefと、（式４）で求められた三角波キャリア周期指令TcarRefとのうち、あらかじめ記憶させていた基本三角波キャリア周期Tcar’の値に近い方を選択して、三角波キャリア生成部２２３に出力する。

これによって、三角波キャリア生成部２２３が生成する三角波キャリアの周期が基本波キャリア周期に比べて大きく異なり、トルク・電流制御器１０の電流制御や、または電圧制御器７０の電圧制御がゲート信号の切り替え遅れによる制御破綻状態を防ぐことができる。

また、三角波キャリアの周期が基本三角波キャリア周期Tcar’よりも、短くなると、３相インバータＩＮＶ、または昇圧器ＢＳＴのスイッチＳａ、Ｓｂで発生するスイッチング損失が増加してしまい、例えばエネルギー変換効率の低下や、発熱によるスイッチの温度上昇で、モータ出力が制限されることを防ぐことができる。

１０…トルク・電流制御器（電流制御部）２０…サージ電圧重畳回避部、２２１…スイッチングタイミング演算部、２２１…再度スイッチングタイミング演算部、２２２…同時スイッチング判定部、２２３…三角波キャリア生成部、２２４…スイッチ開閉タイミング生成部、２２５…三角波キャリア同期部、２２Ａ…スイッチ開閉信号生成回路、２２Ｕ〜２２Ｗ…スイッチ開閉信号生成回路、２２Ｕ…スイッチ開閉信号生成回路、２２Ｖ…スイッチ開閉信号生成回路、２２Ｗ…スイッチ開閉信号生成回路、３０…スイッチ駆動回路、４０…直流電圧検出器、４２、４４…電流検出器、５０…モータ磁極位置検出器、６０…スイッチ駆動回路、７０…電圧制御器、Ｃ…平滑コンデンサ、Ｃ２…コンデンサ、Ｓｕ〜Ｓｚ…スイッチ。

Claims (10)

1. 外部から供給される指令に基づいてインバータが所定の電流を出力するように、第１相および第２相を含む複数相のＰＷＭ変調率指令を演算して出力する電流制御部と、
   前記ＰＷＭ変調率指令に基づいて、各相のスイッチが開閉するタイミングを演算するスイッチングタイミング演算部と、
   前記第１相のスイッチを切り替える第１スイッチングタイミングと、前記第２相のスイッチを切り替える第２スイッチングタイミングとが同時であるか判定し、同時であると判定したときに前記第１相と前記第２相との三角波キャリアの波形を異ならせて生成する同時スイッチング回避部と、
   前記三角波キャリアと、前記ＰＷＭ変調率指令とから、各相の前記スイッチを開閉するタイミングを演算するスイッチ開閉タイミング生成部と、
   を備えたことを特徴とするインバータ制御装置。
2. 前記同時スイッチング回避部は、前記第１スイッチングタイミングと前記第２スイッチングタイミングとが同時であると判定したときに、前記第１相の三角波キャリアの周期を変えることを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
3. 前記同時スイッチング回避部は、前記第１スイッチングタイミングと前記第２スイッチングタイミングとが同時であると判定したときに、前記第１相の三角波キャリアを、所定期間、一定値とすることを特徴とする請求項１記載のインバータ制御装置。
4. 前記同時スイッチング回避部は、前記第１スイッチングタイミングと前記第２スイッチングタイミングとの時間差が所定時間より小さいときに、前記第１スイッチングタイミングと前記第２スイッチングタイミングとが同時であると判定し、前記第１スイッチングタイミングと前記第２スイッチングタイミングとの時間差が所定時間以上となるように前記第１相と前記第２相との三角波キャリアの波形を異ならせることを特徴とする請求項１乃至請求項３のいずれか１項記載のインバータ制御装置。
5. 前記同時スイッチング回避部は、前記複数相の三角波キャリアの初期値と同じ基本三角波キャリアを受信するとともに、前記第１相と前記第２相との三角波キャリアの波形を異ならせて生成した後に、前記第１相と前記第２相との三角波キャリアの波形を前記基本三角波キャリアと一致させることを特徴とする請求項１乃至請求項４のいずれか１項記載のインバータ制御装置。
6. 前記同時スイッチング回避部は、前記第１相の出力電流値の符号に基づいて前記第１相と前記第２相との三角波キャリア周期を異ならせる量を演算することを特徴とする請求項２記載のインバータ制御装置。
7. 直流電流供給ラインと接続した一対のスイッチを有する相を複数含むインバータと、
   前記スイッチが切り替わるタイミングを制御する請求項１乃至請求項６の何れか１項記載のインバータ制御装置と、
   を備えたことを特徴とする電力変換装置。
8. 前記相の少なくとも１つは前記一対のスイッチに並列に接続したコンデンサを含み、
   前記第１相と前記第２相とは、前記コンデンサを含む相と異なることを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
9. 前記インバータの一対のスイッチと並列に接続した第２一対のスイッチを含む昇圧器を更に備え、
   前記第１相のスイッチは前記昇圧器のスイッチであって、前記第２相は前記インバータの複数の相のいずれかであることを特徴とする請求項７記載の電力変換装置。
10. 請求項７記載の電力変換装置と、
    前記インバータから供給される交流電力により動作するモータと、
    前記インバータへ直流電力を供給するとともに、前記インバータを介して前記モータが発電する電気エネルギーを充電する直流電源と、
    前記モータの動力により駆動される車軸と、を備えたことを特徴とする電動車両。