JP6288684B2 - 電流測定装置および電流測定方法 - Google Patents

Description

本発明は被測定回路に流れる電流のスペクトルを測定できる電流測定装置および電流測定方法に関する。

近年環境問題を背景として太陽光発電、風力発電などの自然エネルギーの利用や燃料電池等の新しいエネルギーの開発や自動車、家電を含め種々の省エネルギーが盛んに進められている。エネルギー消費の低減、電力消費の低減は今後の日本および全世界の重要な問題である。

その解決法の一つは電気機器、電子機器それぞれの消費電力の測定および表示と、電力の蓄電・消費の管理制御と言われている。そのためには、小型軽量で安価な測定装置が必要である。

例えば、空調機、電気自動車（ＥＶ）、ハイブリッド自動車（ＨＥＶ）等に組み込まれたインバータ電源や太陽電池で発生する直流電力を商用周波数の交流電力に変換するインバータにおいては多くの高調波電流が発生している。

この高調波電流の計測は主として電流計（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｔｒａｎｓｆｏｒｍｅｒ：以後「ＣＴ」とも呼ぶ。）、シャント抵抗等で電圧に変換した後、計算機による解析（フーリエ解析）や電子回路等によるフィルタ機能を用いた計測が行われている。

高周波高調波電流計測において計測精度は、計測に用いるＣＴの周波数特性（磁気特性）に大きく依存し、高周波領域においては測定精度、信頼性に大きな問題を有している。同時に高周波特性に優れたＣＴにおいては一般的に高価である。同時にＣＴによる電流計測においてはＣＴそのもの（筐体）の大きさが問題となり、装置の小型化、低価格化を阻害する要因になっている。

またシャント抵抗を用いた計測手法では大きな電流が流れる際の熱として失われる多大なエネルギーが問題であると共に多くの場合絶縁対策を必要としている。このような理由からＣＴの場合と同様に装置の小型化、低価格化を阻害する要因になっている。

一方、シャント抵抗を用いず、また比較的安価な電流測定装置として、従来から磁性素子を用いたものが知られている。なお、本明細書および特許請求の範囲を含め、「磁性素子」とは、素子外部からの磁界によって電気的特性を変化させる素子とする。従って、半導体を用いたホール素子も磁性素子として扱う。

磁性素子は、電流の発生する磁界を検出する。したがって、磁性素子を利用した電流測定とは、広くは磁界検出という技術になる。代表的なものとしては、クランプ式の電流計である。これは、電流が流れる導体を磁性体で構成された磁気回路の輪の中に挟み込み、電流が発生させている磁界を磁性素子によって検出するものである（特許文献１）。

また、磁性素子によって、被測定回路における消費電力を計測する発明が報告されている（特許文献２）。さらに、磁気インピーダンス効果を利用した磁界測定装置も報告されている（特許文献３）。磁気インピーダンス効果とは、磁性素子に交流電流を流し、スキン効果によって、磁性素子の表面だけに電流の流れを偏在させると、磁性素子のインピーダンスが、外部磁界に対して高い感度で変化する効果である。

特開平０７−１０４０１１号公報 ＷＯ２０１２／１０５４５９ 特開２００７−３２２１２５号公報

クランプ式電流計は、通常直流磁界の測定に利用され、被測定回路に流れる電流が交流の場合は、最大磁界若しくは実効値表示しかできなかった。また、磁性素子を用いた電力計は、被測定回路に組み込む必要がある。つまり、被測定回路の電流を使用する。しかし、すでにある回路に流れる電流を測定するのは、容易ではない。

磁気インピーダンス効果を用いる磁界測定装置は、高い感度を有するものの、被測定回路に流れる交流電流を測定するものは報告されていない。

また、これらのいずれの測定装置も、被測定回路に複数の周波数が重畳している場合、若しくは流れている電流の周波数がわからない場合は、その周波数および流れる電流を計測することはできなかった。

しかし、上記ように、電気機器、電子機器の消費電力の測定や電力の蓄積や消費の管理を行うためには、重畳された多くの周波数の電流が流れる導線に対して、どの周波数成分の電流がどれだけ流れているのかということを検出することが必要である。特にインバータを利用する場合は、周波数の変化と周波数毎の電流値を検出する必要がある。

本発明は上記の課題に鑑みて想到されたものである。より具体的に本発明に係る電流測定装置は、
被測定回路中の導線中を流れる電流を測定する電流測定装置であって、
駆動電流端子と測定電圧端子が設けられた磁性素子と、
前記磁性素子と前記導線の位置関係を固定するホルダーと、
前記駆動電流端子間に少なくとも１つ以上の周波数の交流電流を出力可能な電流源と、
前記測定電圧端子間の電圧を測定する電圧測定器と、
前記測定電圧端子と前記電圧測定器の間に設けられたローパスフィルタと、
を有することを特徴とする。

また、本発明の電流測定方法は、
被測定回路の電流が流れる導線の近傍に配置された磁性素子に交流電流を流す工程と、
前記磁性素子の端子間電圧をローパスフィルタを介して観測する工程と、
前記交流電流の周波数を変化させる工程と、
前記ローパスフィルタを介して観測した端子間電圧と、前記交流電流の周波数を記録する工程を有することを特徴とする。

本発明に係る電流測定装置は、磁性素子と駆動電流源と電圧測定器という簡単な構成で被測定回路に流れる電流のスペクトルを求めることができる。また、測定原理はヘテロダイン若しくは、スーパーヘテロダインと近似しているが、ヘテロダインを行うための専用回路が不要である。これは見方を変えれば、磁性素子が演算を行っているとも言える。

また、測定はローパスフィルタのカットオフ周波数の帯域の精度とすることができる。たとえば、ＭＨｚオーダーの周波数に対して、数Ｈｚの帯域の精度で測定が可能になる。すなわち、高周波電流を測定する際には、非常に高いＱ値で被測定回路の導線中の電流を検出することができる。

本発明に係る電流測定装置の構成を示す図である。 センサ部の一部拡大図である。 磁気抵抗素子の原理を説明する図である。 バイアス手段の説明をする図である。 バーバーポールが２つ対向して形成された場合の説明をする図である。 ホール素子の原理を説明する図である。 本発明の電流測定の原理を説明する図である。 電流測定装置の処理フローを示す図である。 電流測定装置の他の構成を示す図である。 図９に示した電流測定装置の処理フローを示す図である。 中間周波数増幅器を有する電流測定装置の構成を示す図である。 図１１の電流測定装置の測定原理を示す図である。 図１１の電流測定装置の測定フローを示す図である。 複素処理を行う電流測定装置の構成を示す図である。 センサ部の他の構成を示す図である。

以下に本発明に係る電流測定装置について図面を参照しながら説明を行う。以下の説明は、本発明の一実施形態についての例示であり、これに限定されるものではない。本発明の趣旨を逸脱しない限りにおいて、以下の実施形態は変更することができる。

（実施の形態１）
図１には、本実施の形態に係る電流測定装置１の構成を示す。被測定回路９０には、電源（Ｐｏｗｅｒ Ｓｕｐｐｌｙ：「ＰＳ」と記した）９１と負荷（Ｌｏａｄ）９３と電源９１と負荷９３を接続する導線９２から構成されるものとする。電流測定装置１は、センサ部１０と、電流源（Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ：「ＣＧ」と記した。）１２と、ローパスフィルタ（Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ「ＬＰＦ」と記した。）１６と、電圧測定器（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｍｅｔｅｒ：「ＶＭ」と記した。）１８を含む。

また、全体を制御する制御器（Ｍｉｃｒｏ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ Ｕｎｉｔ：「ＭＰＵ」と記した。）２０とメモリ（「ＭＭ」と記した。）２２、Ａ／Ｄ変換器（「Ａ／Ｄ」と記した。）２４、入出力装置（「Ｉ／Ｏ」と記した。）２６を有していても良い。センサ部１０には、磁性素子１１が配置されている。磁性素子１１は、磁気抵抗素子であってもよいし、ホール素子であってもよい。本実施の形態では磁性素子１１が磁気抵抗素子であるとして説明を行う。

センサ部１０には、筐体１０ａ内に磁性素子１１が固定されている。また、被測定回路９０の回路の一部（導線９２）を固定するための、ホルダー１０ｂ（図１には図示せず。図２で詳説する。）が配置される。本発明に係る電流測定装置１は、電流が流れる導線９２を磁気回路ではクランプしないので、磁性素子１１と導線９２（電流）の間の距離を固定する必要があるからである。

図２にセンサ部１０の一例を示す。センサ部１０は、磁性素子１１（図２には図示せず）を内部に保持する非磁性材料で形成された筐体１０ａとその上面にホルダー１０ｂが設けられている。また、筐体１０ａには、内部の磁性素子１１と電流源１２を接続するための電流端子１０ｃ、および磁性素子１１の電圧を測定するための電圧端子１０ｄが設けられている。

ホルダー１０ｂは磁性素子１１と導線９２の距離を固定でき、非磁性体で構成されていれば、特に形状を限定されるものではない。ホルダー１０ｂの形状は、導線９２の太さや、導線９２の被覆の厚み等によって、変わっても良い。また、導線９２の太さごとに、別の形状をしたホルダー１０ｂを持ったセンサ部１０に交換できるような構成にしてもよい。

磁性素子１１が磁気抵抗素子の場合は、導線９２を磁性素子１１の厚み方向の真上若しくは真下に固定するのが好ましい。磁気抵抗効果は、磁性素子１１に流れる電流に対して面内方向の外部磁界に対して磁気抵抗効果を発現するからである。

一方、磁性素子１１にホール素子を用いる場合は、ホルダー１０ｂは、磁性素子１１に流れる電流と平行であって、磁性素子１１に隣接する位置に固定するのが好ましい。ホール効果は、磁性素子１１に流れる電流に対して、面内に対して垂直方向からの外部磁界に対してホール効果を発現するからである。なお、磁気抵抗素子およびホール素子の種類の違いによって、磁性素子１１の電圧を検出する部分と導線９２の適切な関係が上記の説明以外の場合もあり得る。ホルダー１０ｂは、磁性素子１１と導線９２の間のその位置関係を固定できるように形成されてよい。

図１を再び参照して、磁性素子１１には、磁性素子１１に電流を流すための駆動電流端子１１ａと、磁性素子１１の電圧を測定するための測定電圧端子１１ｂがそれぞれ一対ずつ設けられる。駆動電流端子１１ａはセンサ部１０の筐体１０ａに設けられた電流端子１０ｃと接続されており、測定電圧端子１１ｂは、筐体１０ａの電圧端子１０ｄと接続されている。

センサ部１０で用いられる磁性素子１１は、磁気抵抗素子若しくは、ホール素子のどちらであってもよいので、駆動電流端子１１ａと測定電圧端子１１ｂは、共通であってもよいし、それぞれ直角の位置関係であってもよい。磁性素子１１が磁気抵抗素子であれば、駆動電流端子１１ａと測定電圧端子１１ｂは共通である場合が多い。また磁性素子１１が、ホール素子であれば、駆動電流端子１１ａと測定電圧端子１１ｂは、互いに直角の位置関係の場合が多い。

電流源１２（ＣＧ：Ｃｕｒｒｅｎｔ Ｇｅｎｅｒａｔｏｒ）は、交流電流を供給する電流源である。センサ部１０の電流端子１０ｃに接続される。なお、センサ部１０の電流端子１０ｃと磁性素子１１の駆動電流端子１１ａは、接続されているので、電流源１２は、駆動電流端子１１ａと接続されていると言っても良い。

電流源１２は、周波数が可変であることが望ましい。電流測定装置１は、導線９２を流れる電流のうち、電流源１２の発生する周波数とほぼ同じ周波数の電流を測定するからである。なお、複数の交流電流源１２が用意されており、逐次切り替えるように構成されていてもよい。なお、このような構成は、実施の形態２で示す。また、測定したい周波数が予め分かっている場合は、電流源１２がその周波数だけの電流を供給することを排除しない。

また、電流源１２は、定電流源だけでなく、定電圧源であってもよい。磁性素子１１に流れる電流の周波数特性は、予め測定しておけば知ることができる。したがって、磁性素子１１に流れる電流量に依存する測定感度は、後から補正することができるからである。特に、定電圧源を電流源１２として用いた場合は、周波数によって磁性素子１１のインピーダンスが変わるため、周波数によって流れる電流量が異なる。したがって、周波数ごとに予め流れる電流量を測定しておき、テーブル若しくは補正値を用意しておくことが望ましい。

磁性素子１１の測定電圧端子１１ｂには、筐体１０ａに設けられた電圧端子１０ｄを介して、電圧測定器１８が接続される。測定電圧端子１１ｂと電圧端子１０ｄは接続されているので、電圧測定器１８は、測定電圧端子１１ｂと接続されていると言っても良い。電圧測定器１８は、内部に適当な増幅器を有し、直流電圧が測定できればよい。電圧測定器１８は、ローパスフィルタ１６を介した磁性素子１１の両端電圧しか測定しないからである。

また、磁性素子１１と電圧測定器１８の間には、ローパスフィルタ１６（ＬＰＦ：Ｌｏｗ Ｐａｓｓ Ｆｉｌｔｅｒ）が配置される。ローパスフィルタ１６のカットオフ周波数ｆｃは固定のものであってもよい。また、外部からの制御信号によって減衰率を変更できるアクティブフィルタであれば、より好ましい。また、カットオフ周波数ｆｃが変更できる構成であれば、電流測定時の測定バンド幅を変更できるので好ましい。

制御器２０は、１チップコンピューターが好適に利用できる。もちろん、それ以外の構成を排除しない。制御器２０は、電流源１２と、電圧測定器１８に接続されている。ローパスフィルタ１６のカットオフ周波数ｆｃが可変であって、制御器２０で制御可能な場合は、ローパスフィルタ１６と接続されていてもよい。制御器２０は、電流源１２に対して指示信号Ｃｃによって、電流を流すタイミングと、流す電流の大きさ及び周波数を制御することができる。また、ローパスフィルタ１６に対しては、指示信号Ｃｆによってカットオフ周波数ｆｃを変更できる。また、電圧測定器１８からの測定信号Ｓｖを受信することができる。

また、制御器２０には、操作者が操作可能な入出力装置２６とメモリ２２が接続されていてもよい。測定の開始や、測定の進行、測定データの表示、測定データの記憶などを行うためである。制御器２０は、入出力装置２６との間で、出力信号Ｃｉｏを、また入力信号Ｓｉｏをやり取りできる。出力信号Ｃｉｏには、測定データが含まれ、入力信号Ｓｉｏには、制御器２０への指示信号が含まれる。また、制御器２０と電圧測定器１８の間には、Ａ／Ｄ変換器２４が配置されていてもよい。電圧測定器１８の出力がアナログ信号の場合もあるからである。

次に磁性素子１１について、より詳細に説明する。磁性素子１１は外部から印加された磁界によって、電流の流れ方が変化する性質を有する。電流の流れの変化が、素子に対して、流した電流方向の電圧で観測される場合と、流した電流と直角方向の電圧で観測される場合がある。前者は磁気抵抗効果が代表例であり、後者はホール効果が代表例である。

図３に磁気抵抗素子と、磁気抵抗効果を示すグラフを示す。磁気抵抗素子１００は、短冊状の基板１０２上に、磁性膜１０４が形成される。短冊状の一端１０４ａから他端１０４ｂの方向を長手方向と呼ぶ。磁性膜１０４は、長手方向に磁化容易軸が誘導されるように形成されているのが望ましい。

磁気抵抗素子１００には、長手方向に電流１０５が流される。そして、被測定回路の導線９２の電流Ｉ_１が流れる方向に長手方向を合わせるように配置される。なお、図３では、被測定回路の導線９２は、基板１０２の下側に配置されている様子を示している。導線９２に電流Ｉ_１が流れるとその周囲に外部磁界Ｈｅｘが発生する。この外部磁界Ｈｅｘは長手方向の磁性膜１０４の磁化を、磁化容易軸から傾けるように働く。つまり、磁性膜１０４に流れる電流１０５の向きと磁化の向きが変化する。このとき、磁気抵抗効果が発生し、磁性膜１０４の電気抵抗が変化する。

図３（ｂ）には、一般的な磁気抵抗効果を示すグラフを示す。横軸は磁性膜１０４の長手方向に直角方向から印加された外部磁界Ｈｅｘ（Ａ／ｍ）であり、縦軸は磁性膜１０４の長手方向の電気抵抗（以後単に「抵抗値」ともいう。）Ｒｍｒ（Ω）である。外部磁界Ｈｅｘが印加されていない時の磁性膜１０４の電気抵抗をＲｍ０とする。外部磁界Ｈｅｘが磁気抵抗素子１００に印加されると、ΔＲｍｒだけ電気抵抗が減少する。

また、電気抵抗Ｒｍｒの減少は、外部磁界Ｈｅｘの方向（正負）によらない。つまり、磁気抵抗効果は、外部磁界Ｈｅｘに対して偶関数の特性を有する。また、外部磁界Ｈｅｘが小さい場合は、偶関数の極値付近（Ｈｅｘ＝０の近傍）でしか電気抵抗Ｒｍｒが変化しないので、電気抵抗の変化ΔＲｍｒが少なく、また線形性も低い。つまり、動作点Ｐが外部磁界Ｈｅｘゼロの点にあったのでは、センサに用いる素子としては満足できるものではない。なお、動作点Ｐとは、磁気抵抗効果を示す曲線上で外部磁界Ｈｅｘがゼロの時の点をいい、その時の電気抵抗の値はＲｍ０である。

図４には、改良したタイプの磁気抵抗素子を示す。図４（ｃ）には、図３（ｂ）に対応するグラフを示す。図４（ｃ）は、磁性抵抗素子に、予めバイアス磁界Ｈｂｉａｓを印加することによって動作点Ｐを符号１０７の点に移動させた状態を示している。このように動作点Ｐを磁気抵抗効果を表す特性曲線の傾斜部分に設定すれば、外部磁界Ｈｅｘが小さくても、電気抵抗Ｒｍｒの変化は大きくなり、また、抵抗値の変化の方向で外部磁界Ｈｅｘの方向が区別できる。より具体的には、図４（ａ）に示すように、短冊状の磁気抵抗素子の長手方向に直角な方向からバイアス磁界Ｈｂｉａｓを印加すればよい。

図４（ｂ）には、磁気抵抗素子１１２を示す。磁気抵抗素子１１２は、磁性膜１０４の表面に銅などの導体で、傾斜した連続パターン１１３（バーバーポール型パターン）を形成したものである。傾斜した導体の連続パターン１１３の間を流れる電流Ｉ_２は、傾斜パターンの最短距離を流れるので、長手方向（磁化容易軸が形成されている方向）からみると、傾斜した方向に電流Ｉ_２が流れる。このような磁気抵抗素子１１２は、バイアス磁界Ｈｂｉａｓを用いなくても、外部磁界Ｈｅｘがゼロの時に、電流と磁化の方向が傾斜しているので、あたかもバイアス磁界Ｈｂｉａｓが印加された効果を有する。つまり、図４（ｃ）のように動作点Ｐが、特性曲線の傾斜部分に設定される。

本明細書では、磁気抵抗素子のバイアス手段と言った場合、バイアス用の磁石を配置するだけでなく、図４（ｂ）のように、導電体のパターン構成によって、見かけ上バイアス磁界Ｈｂｉａｓを有するような効果をもつものも、バイアス手段と呼ぶ。

図５（ａ）には、バーバーポール型パターンを２つ対向させるように、配置した磁気抵抗素子１１５を示す。図面で上側の磁気抵抗素子を符号１１６で表し、下側の磁気抵抗素子を符号１１７で表す。また磁気抵抗素子１１６の磁気抵抗効果を表すグラフを図５（ｂ）に示し、磁気抵抗素子１１７の磁気抵抗効果を表すグラフを図５（ｃ）に示す。

磁気抵抗素子１１５は、中央部分１１５ｃで接地し（センタータップ）、一端１１５ａから他端１１５ｂに向かって電流Ｉ_２が流される。この時、傾斜のパターンによって電流Ｉ_２の傾斜方向が異なる。

この時、磁気抵抗素子１１６では端子１１５ａと中央部分１１５ｃとの間の電気抵抗がΔＲｍｒだけ下がり、磁気抵抗素子１１７では中央部分１１５ｃと端子１１５ｂの間で電気抵抗がΔＲｍｒだけ上がる。中央部分１１５ｃは接地しているので、磁気抵抗素子１１７での電気抵抗の増加は、マイナス側への増加になる。

したがって、端子１１５ａと端子１１５ｂの間では、結局２ΔＲｍｒだけ電気抵抗が減少したことになる。つまり、磁気抵抗素子１１５の両端には、それぞれの素子の２倍（＋６ｄＢ高い）の出力を得ることができる。なお、図１の磁性素子１１はこのタイプを例示している。すなわち、磁性素子１１は接地されたセンタータップを有する。

図６（ａ）には、ホール素子１２０とその特性を示す。ホール効果は、ホール素子１２０内部を流れる電流が、流れる電流に対して直角な方向から作用する磁界によって、素子内で偏ることで、電位差が生じることで発現する。

ホール素子１２０の一端１２０ａから他端１２０ｂに向かって電流Ｉ_２が流される。一方、被測定回路の導線９２は、ホール素子１２０に隣接して配置される。導線９２に流れる電流Ｉ_１がつくる外部磁界Ｈｅｘは、ホール素子１２０の下面１２０ｄから上面１２０ｕに抜ける。すると、流れる電流Ｉ_２は力を受け、ホール素子１２０の幅方向１２０ｆ方向に偏る。この偏りによって、ホール素子１２０の幅方向（１２０ｅと１２０ｆ）に電位差が生じる。この電位差をホール電圧ＶＨと呼ぶ。

図６（ｂ）には、その特性を表すグラフを示す。横軸は、外部磁界Ｈｅｘである。また縦軸は、ホール電圧ＶＨである。ホール素子１２０では、外部磁界Ｈｅｘが所定の大きさの間は、ほぼリニアな部分１２２が観測される。また、外部磁界Ｈｅｘが所定の値を超えると、ホール電圧ＶＨは飽和する部分１２３が観測される。ホール素子１２０を使った実施形態は、実施の形態２で示す。

次に再び図１を参照して、本発明に係る電流測定装置１の測定原理について説明する。被測定回路９０には、電流Ｉ_１が流れ、磁性素子１１に電流Ｉ_２が流れているとする。被測定回路９０の導線９２がその周囲に作る磁界Ｈは、（１）式のように表される。なお、以下の数式説明で磁界Ｈは外部磁界Ｈｅｘと置き換えても良い。
Ｈ＝αＩ_１ ・・・（１）

ここでαは比例定数である。導線９２の近傍に磁性素子１１が配置されると、磁性素子１１は導線９２が作る磁界Ｈを受け、磁気抵抗効果によって抵抗値Ｒｍｒが変化する。抵抗値の変化をΔＲｍｒとすると、（２）式のように表される。
ΔＲｍｒ＝βＨ ・・・（２）

ここでβも比例定数である。（２）式に（１）式を代入すると、（３）式が得られる。
ΔＲｍｒ＝αβＩ_１ ・・・（３）

磁性素子１１に電流Ｉ_２が流れているので、（３）式によって磁性素子１１の両端電圧の変化ΔＶｍｒは（４）式のように表される。
ΔＶｍｒ＝ΔＲｍｒ×Ｉ_２ ・・・（４）

外部からの磁界Ｈが無い時の磁性素子１１の電気抵抗をＲｍ０とすれば、磁性素子１１の両端の電圧Ｖｍｒは、（５）式で表される。
Ｖｍｒ＝（Ｒｍ０＋ΔＲｍｒ）×Ｉ_２
＝（Ｒｍ０＋αβＩ_１）×Ｉ_２ ・・・・（５）

今被測定回路９０に流れる電流Ｉ_１、および磁性素子１１に流されている電流Ｉ_２が（６）式、（７）式で表されるとする。
Ｉ_１＝Ｉ_１ｓｉｎ２πｆ_１ｔ ・・・（６）
Ｉ_２＝Ｉ_２ｓｉｎ２πｆ_２ｔ ・・・（７）

なお、ここでｆ_１、ｆ_２は周波数を表し、ｔは時間を表す。「π」は円周率である。

（６）式、（７）式を（５）式に代入し、また、（１）から（３）式を考慮すると、磁性素子１１の両端電圧Ｖｍｒは、（８）式のように表される。

・・・（８）

（８）式で表されるように、磁性素子１１の両端には、αβγＩ_１Ｉ_２ｃｏｓ２π（ｆ_１−ｆ_２）ｔと、αβγＩ_１Ｉ_２ｃｏｓ２π（ｆ_１＋ｆ_２）ｔという２つの周波数成分（ｆ_１−ｆ_２とｆ_１＋ｆ_２）の電圧Ｖｍｒが観測される。なお、γは比例定数である。

ここでカットオフ周波数ｆｃが｜ｆ_１−ｆ_２｜（｜｜は絶対値を表す。）以下の周波数を有するローパスフィルタ１６で磁性素子１１の両端電圧Ｖｍｒを観測すると、ｆ_１＋ｆ_２の周波数成分は観測されない。そのときの電圧Ｖｓは、（９）式のように表される。
Ｖｓ＝αβγＩ_１Ｉ_２ｃｏｓ２π（ｆ_１−ｆ_２）ｔ ・・・（９）

カットオフ周波数ｆｃを十分に小さくしておき、磁性素子１１に流れる電流Ｉ_２の周波数ｆ_２を順次変更すると、周波数ｆ_２が周波数ｆ_１近傍になった場合に、（１０）式で表される電圧Ｖｓが観測される。
Ｖｓ＝αβγＩ_１Ｉ_２ ・・・（１０）

ｆ_１−ｆ_２がゼロに近づくため（９）式の余弦（ｃｏｓ）の項が１とみなせるからである。

つまり、導線９２を流れる周波数ｆ_２の電流Ｉ_２を測定バンド幅２ｆｃ（複素フィルターを使用する場合は帯域幅はｆｃ）の電流スペクトルとして観測することができる。なお、このように、周波数ｆ_１の信号に周波数ｆ_２の信号を作用させて、ｆ_１よりも低い周波数ｆ_１−ｆ_２の信号を得ることをダウンコンバートと呼ぶ。

図７に、この関係を図面で示す。図７（ａ）〜図７（ｃ）は、いずれも横軸が周波数ｆを表し、縦軸が電圧測定器１８の出力Ｖｓである。被測定回路９０に流れている電流Ｉ_１の周波数をｆ_１とする。図７（ａ）を参照して、今電流測定装置１の電流源１２から周波数ｆ_２の電流Ｉ_２が流れ、被測定回路９０の導線９２には、周波数ｆ_１の電流Ｉ_１が流れている。すると、磁性素子１１の両端では、（８）式のように、ｆ_１−ｆ_２およびｆ_１＋ｆ_２の信号が発生する。

次に電流源１２の周波数ｆ_２を高くする。図７（ｂ）を参照して、周波数ｆ_２が被測定回路９０に流れる電流Ｉ_１の周波数ｆ_１に近づくとｆ_１−ｆ_２は値が小さくなり、周波数ゼロの方向に向かう。逆にｆ_１＋ｆ_２の方は周波数が高くなる。

図７（ｃ）を参照して、電流源１２の電流Ｉ_２の周波数ｆ_２をより電流Ｉ_１の周波数ｆ_１に近づけると、ｆ_１−ｆ_２は小さな周波数となり、カットオフ周波数ｆｃを下回る。カットオフ周波数ｆｃ以下となった周波数ｆ_１−ｆ_２の信号は、上記（１０）式のように、電圧測定器１８で電圧Ｖｓとして観測することができる。すなわち、磁性素子１１に流す電流Ｉ_２の周波数ｆ_２を順次変えながら、磁性素子１１の両端電圧を測定することで、導線９２に流れる電流Ｉ_１の大きさと周波数ｆ_１を検出することができる。

図７（ｄ）には、横軸に電流源１２の周波数ｆ_２をとり、縦軸には電圧測定器１８の出力Ｖｓを示す。電流測定装置１側では、磁性素子１１に流す電流Ｉ_２の周波数ｆ_２は既知であり、ローパスフィルタ１６を通した磁性素子１１の両端電圧の値は、電圧測定器１８からの出力Ｖｓで知ることができる。したがって、図７（ｄ）の横軸および縦軸の値は、電流測定装置１側で全て取得できるデータである。なお、図７（ｄ）は制御器２０が入出力装置２６に表示することができる。

このように横軸を電流源１２の周波数ｆ_２とし、縦軸を磁性素子１１の両端電圧の直流成分（Ｖｓ）をとれば、被測定回路９０の導線９２に流れていた電流Ｉ_１を測定することができる。なお、縦軸は適当な補正値で補正することで、電流Ｉ_１の強度に換算することができる。以上のように本発明の電流測定装置１では、ヘテロダイン若しくはスーパーへトロダインといった複雑な回路を用いることなく、被測定回路９０の電流スペクトルを得ることができる。

この関係は、被測定回路９０に流れる電流Ｉ_１の周波数ｆ_１が複数あっても同様に成り立つ。例えば、（６）式で表した被測定回路９０に流れる電流Ｉ_１を（１１）式のように表す。

・・・（１１）

ここでｎは自然数を表し、ｆ_１，ｎは導線９２に流れるｎ番目の電流の周波数を表す。その時の電流の振幅はＩ_ｎである。磁性素子１１に流す電流Ｉ_２は（７）式と同じとして、（１１）式と（７）式を（５）式に代入すると、磁性素子１１の端子電圧Ｖｍｒは（１２）式のように表される。

・・・（１２）

カットオフ周波数ｆｃを｜ｆ_１，ｎ−ｆ_２｜より小さくすると、Ｖｍｒは（１３）式のように表される。

・・・（１３）

被測定回路９０の電流Ｉ_１が周波数ｆ_１だけであった場合同様に、磁性素子１１に流す電流Ｉ_２の周波数ｆ_２を順次変更すると、ｆ_２がｆ_１，ｎの近傍になった時に観測される電圧Ｖｓは（１４）式のように表される。
Ｖｓ＝αβγＩ_ｎＩ_２ ・・・（１４）

なお、この電圧を計測する場合のバンド幅は２ｆｃである。以上の説明は、磁性素子１１がホール素子であっても、同様に成り立つ。

上記の説明を前提として、再度図１を参照し、電流測定装置１の動作について説明する。なお、電流源１２は最低周波数ｆ_２，０から最高周波数ｆ_２，ｎまで流せる。また、簡単のために被測定回路９０には、２種類の周波数の電流が流れているものとする。これらをそれぞれｆ_１，１とｆ_１，２とする。ただし、ｆ_１，１＜ｆ_１，２とする。被測定回路９０の導線９２は、センサ部１０のホルダー１０ｂ（図２参照）に固定される。また、磁性素子１１に対する補正値はすでに取得されているものとする。

なお、補正値とは、上記の場合に、磁性素子１１の両端電圧を、導線９２に流れる電流と同じ周波数、同じ値になるように換算することのできる値を含む。また補正値は、予め求められており、メモリ２２に記録されてもよい。

以後の処理フローは、制御器２０が行うものとして説明を行うが、手動でおこなってもよい。図８には、制御器２０のフローの一例を示す。測定の開始は操作者が、入出力装置２６から出力信号Ｃｉｏによって制御器２０に送る。測定が開始されると（ステップＳ１００）、制御器２０は、前処理を行う（ステップＳ１０２）。前処理には、電流源１２の周波数ｆ_２を最低周波数ｆ_２，０にセットする工程が含まれる。そして、周波数ｆ_２が最高周波数ｆ_２，ｎより高いか否かを判断する（ステップＳ１０４）。もし、周波数ｆ_２が最高周波数ｆ_２，ｎより高ければ（ステップＳ１０４のＹ分岐）、後処理（ステップＳ１２０）を行い、測定を終了する（ステップＳ１２２）。

ここで、最高周波数ｆ_２，ｎとは、電流源１２が供給できる周波数の最高値をいい、最低周波数ｆ_２，１とは、電流源１２が供給できる周波数の最低値をいう。なお、電流源１２が交流電流を供給できるのであれば、最低周波数には、周波数ゼロ（すなわち直流電流）を含んでよい。磁性素子１１に流す定電流は、被測定回路９０に重畳されている定電流を検出することができる。

周波数ｆ_２が最高周波数ｆ_２，ｎより高くなければ（ステップＳ１０４のＮ分岐）、電流源１２にｆ_２の値を送信し、電流源１２に周波数ｆ_２の電流を出力させる（ステップＳ１０６）。そして、電圧測定器１８で、ローパスフィルタ１６を介して磁性素子１１の両端電圧（Ｖｓ）を測定する。次に、電圧測定器１８の出力Ｖｓと、ｆ_２の値をメモリ２２に記録する（ステップＳ１０８）。次に所定の周波数Δｆ_２だけ電流源１２の周波数ｆ_２を変化させる（ステップＳ１１０）。

そして、ステップＳ１０４に戻る。制御器２０は、新しいｆ_２が最高周波数ｆ_２，ｎより大きくなるまで、電流源１２の周波数ｆ_２を上げながら、電圧測定器１８の出力Ｖｓとその時のｆ_２を記録する。

電流源１２の周波数ｆ_２がｆ_１，１の近傍の値になると、ローパスフィルタ１６を通して（１４）式で示されるような出力Ｖｓが電圧測定器１８から得られる。そして、ｆ_２がｆ_１，１から離れるとローパスフィルタ１６を通して観測した磁性素子１１の両端電圧（Ｖｓ）は低くなる。また、ｆ_２がｆ_１，２の近傍の値になると、再びローパスフィルタ１６を通して測定された磁性素子１１の両端電圧（Ｖｓ）は上昇する。

ステップＳ１１０で、ｆ_２をΔｆ_２だけ増加させた結果、最高周波数ｆ_２，ｎより高くなっていると、測定は終了し、ステップＳ１０４でＹ分岐に処理の流れが変わる。ステップＳ１２０に処理が移ると、制御器２０は後処理を行い（ステップＳ１２０）、停止する（ステップＳ１２２）。

ここで後処理（ステップＳ１２０）とは、メモリ２２に記録した周波数ｆ_２と電圧測定器１８の出力結果Ｖｓを入出力装置２６等に出力するといった処理であってもよい。特に、電流源１２として周波数可変の定電圧発振器を用いた場合は、周波数ｆ_２によって、磁性素子１１に流れる電流Ｉ_１が変わる。したがって、予め各周波数毎に補正値を用意し、それをメモリ２２に記録しておく。測定結果を表示する際には、このメモリ２２中の補正値を用いて電圧測定器１８の出力Ｖｓの値を補正するのが望ましい。

得られるデータは、電流源１２の周波数ｆ_２と、電圧測定器１８の出力Ｖｓである。電流源１２の周波数ｆ_２を横軸とし、電圧測定器１８の出力Ｖｓ（補正値を用いた補正後の値であってもよい）を縦軸として、これらのデータをプロットすると、被測定回路９０の導線９２に流れている電流のスペクトルが得られる（図７（ｄ）参照）。

なお、上記の処理フローでは、電流源１２の最低周波数から最高周波数まで測定した後、結果を表示するようにしたが、測定する周波数の範囲を決めて測定してもよいし、測定した毎にその時の値を表示するようにしてもよい。また、測定終了後は、停止するのではなく、次の測定のために、ステップＳ１０２に戻る等してもよい。

（実施の形態２）
図９に本実施の形態に係る電流測定装置２の構成を示す。実施の形態１と同じ部品については同じ符号を付し、説明は割愛する場合がある。電流測定装置２では、センサ部１０に磁性素子３１としてホール素子（以後「ホール素子３１」と呼ぶ。）が用いられる。ホール素子３１は、駆動電流端子３１ａに対して、測定電圧端子３１ｂが、直角に設けられている。したがって、センサ部１０の筐体１０ａに設けた電流端子１０ｃと電圧端子１０ｄも直角の位置に配置される。

また、ホール素子３１の駆動電流端子３１ａに接続される電流端子１０ｃには、複数の電流源３２ａ、３２ｂ、３２ｃが接続されている。また、これらの電流源３２ａ、３２ｂ、３２ｃと電流端子１０ｃの間には、接続スイッチ３３ａ、３３ｂ、３３ｃが配置されている。これらの接続スイッチ３３ａ、３３ｂ、３３ｃは、制御器２０からの指示信号Ｃｓａ、Ｃｓｂ、Ｃｓｃで開閉が制御される。電流源３２ａ、３２ｂ、３２ｃのそれぞれの出力周波数をｆ_２，１、ｆ_２，２、ｆ_２，３とする。

なお、ここでは、電流源を３つ示したが、１つであってもよく、また２以上の複数であってもよい。

ここで、実施の形態１で説明したように、ｆ_２，１は周波数がゼロであってもよい。すなわち、直流であってもよい。周波数がゼロの場合は、被測定回路９０中の交流成分は、測定できない。しかし、被測定回路９０に一定のバイアス電流が流されている場合は、周波数ゼロの電流（定電流）をＩ_２としてセンサ部１０に供給することによって、被測定回路９０中の定電流成分（バイアス電流）を測定することができる。

以下の制御器２０による処理のフローは図８で示した処理のフローとほとんど同じである。なお、電流源３２はＭａｘｎ個あるとする。図９の場合は、Ｍａｘｎは３である。図１０を参照して、処理がスターとしたら（ステップＳ２００）、前処理を行う（ステップＳ２０２）。この前処理には、ｎを１にセットする工程が含まれる。次に、ｎが電流源の個数Ｍａｘｎより大きいか否かを判断する（ステップＳ２０４）。

ｎがＭａｘｎを越えていなければ（ステップＳ２０４のＮ分岐）、ｎ番目の電流源が、ホール素子３１に接続されるように接続スイッチが閉じられる（ステップＳ２０６）。そして、その時の電圧測定器１８の出力Ｖｓと流された電流の周波数ｆ_２，ｎを記録する（ステップＳ２０８）。次にｎをインクリメントし（ステップＳ２１０）、ステップＳ２０４に戻る。

ｎが電流源の数Ｍａｘｎを越えたら（ステップＳ２０４のＹ分岐）、後処理（ステップＳ２２０）を行い、停止する（ステップＳ２２２）。

電流測定装置２は、磁性素子３１に流す電流の周波数が電流源３２の個数分と限定される。したがって、被測定回路９０中に流れている電流の周波数が予め決まっている場合若しくは、測定したい電流の周波数が予め決まっている場合に特に有効となる。

以上のように、本発明に係る電流測定装置１、２は、非常に簡単な構成で、被測定回路９０に流れる電流のスペクトルを測定することができる。また、高い周波数の電流を測定する際にも、ローパスフィルタ１６のカットオフ周波数ｆｃの２倍の帯域幅の精度で測定することができ、Ｑの高い測定が可能である。

なお、上記の実施の形態１では、磁性素子１１として磁気抵抗素子を用い、実施の形態２では、磁性素子１１としてホール素子を用いた例を示したが、これらの素子は入れ替えてもよい。つまり、実施の形態１の磁性素子１１としてホール素子を用いることができるし、実施の形態２の磁性素子３１として磁気抵抗素子を用いても良い。

（実施の形態３）
図１１に本実施の形態に係る電流測定装置３の構成を示す。電流測定装置３は、スーパーヘテロダインと類似した測定原理を有する。すなわち、予め所定の周波数帯域ＭＢを中間周波数として設定しておく。次に、中間周波数より高い周波数ｆ_１の電流（被測定回路９０の電流Ｉ_１）を、磁性素子１１と電流源１２による周波数変換で、帯域ＭＢの信号にする。すなわち、周波数ｆ_１−ｆ_２の信号を帯域ＭＢまでダウンコンバートする。そして、周波数ｆ_１−ｆ_２の信号を中間周波数の信号として一度増幅する。その後にｆ_１−ｆ_２の周波数の信号に対して、再度別の磁性素子と電流源（周波数はｆ_３）を用いた測定を行う。

この技術は主として一定の帯域を有する送信信号をキャリア信号からベースバンド信号にダウンコンバートする際に、負の周波数の影響を排除するために用いられる。

この技術を利用するメリットは、カットオフ周波数ｆｃ以下までダウンコンバートした周波数ｆ_１−ｆ_２の信号強度が小さい場合に特に有用となる。周波数ｆ_１−ｆ_２の信号強度が低い場合は、ローパスフィルタ１６を通して観測できる直流電圧のＳＮＲが低くなり、測定精度が低下する。

しかし、周波数ｆ_１−ｆ_２の信号がカットオフ周波数ｆｃより高い周波数（中間周波数）にして、一度増幅することで、ローパスフィルタ１６を通して観測される電圧ＶｓのＳＮＲを高くすることができる。また、測定する電流に所定の帯域を有する信号が重畳されていた場合は、その帯域の信号を復調することも可能になる。

図１１では、図１の構成を基本として説明を行う。しかし、図９の構成であっても同様に適用することができる。すなわち、磁性素子は、磁気抵抗素子であってもホール素子であってもよい。

なお、電流測定装置３では、磁性素子と電流源を２組利用する。実施の形態１で説明した電流測定装置１にはない磁性素子と電流源を第２磁性素子４１および第２電流源４２とする。そこで、電流測定装置１に存在する磁性素子および電流源を第１磁性素子１１及び第１電流源１２と呼ぶ。また、それぞれの端子についても、第１駆動電流端子１１ａ、第１測定電圧端子１１ｂとする。また、筐体１０ａを含めたセンサ部を第１センサ部１０とする。

被測定回路９０と、第１磁性素子１１、第１電流源１２の構成は実施の形態１と同じである。したがって、筐体１０ａ上にホルダー１０ｂが設けられており、被測定回路９０の導線９２はホルダー１０ｂで、第１磁性素子１１と所定の位置関係に固定される。

電流測定装置３は、第１測定電圧端子１１ｂ（電圧端子１０ｄ）が電流増幅器３８に接続されている。そして、電流増幅器３８の出力線３９は接地される。電流増幅器３８は、第１測定電圧端子１１ｂの端子間電圧に比例した電流を流すことができれば、構成は特に限定されない。例えば、電流ブースターを備えた電圧増幅器を利用してもよい。

また、電流増幅器３８は、中間周波数の帯域ＭＢの信号だけ増幅し、それ以外の信号は増幅しない。従って、フラットな周波数特性を有する必要はない。さらに言えば、帯域ＭＢのバンドパスフィルタを有していても良い。

電流増幅器３８の出力線３９には、第２磁性素子４１が設けられる。第２磁性素子４１は磁性素子１１と同じものでもよい。ここでは磁気抵抗素子で説明するが、ホール素子を用いても良い。第２磁性素子４１は、第１磁性素子１１と同様に、バイアス手段を有する。ここでは、図５で示した、バーバーポール型の導電体パターンを有するバイアス手段と、接地されたセンタータップを有するタイプのもので説明を続ける。

第２磁性素子４１と出力線３９は、電流測定装置３中に内蔵される。つまり、出力線３９と第２磁性素子４１は、離脱可能に構成されなくてもよい。したがって、図３で示した位置関係のように、出力線３９を第２磁性素子４１の膜厚方向の上若しくは下に密着配置し、そのまま固定してもよい。

つまり、出力線３９と第２磁性素子４１は、一体的に形成されてもよい。具体的には、第２磁性素子４１と出力線３９を樹脂などでモールドする若しくは、第２磁性素子４１と出力線３９をフォトリソグラフィで一体的に作製してもよい。この部分を第２センサ部４０と呼ぶ。第２センサ部４０には、筐体等を明示的に示していないが、第２磁性素子４１を筐体内に収納し、耐候性を高めてもよい。また、出力線３９と第２磁性素子４１の位置関係を固定するためのホルダーを有していてもよい。

第２磁性素子４１にも一対の第２駆動電流端子４１ａと、一対の第２測定電圧端子４１ｂが設けられる。第２駆動電流端子４１ａには、第２電流源４２が接続される。また第２測定電圧端子４１ｂには、ローパスフィルタ１６が接続される。ローパスフィルタ１６には、電圧測定器１８が接続される。電圧測定器１８は、Ａ／Ｄ変換器２４を介して制御器５０に接続される。ローパスフィルタ１６以降の構成は、実施の形態１で示した電流測定装置１の場合と同じである。なお、制御器５０の制御は、制御器２０の場合と異なる処理を行う。

第２電流源４２は、制御器５０の指示信号Ｃｍによって、周波数の異なる電流を、第２磁性素子４１の長手方向に流す。第２電流源４２の電流を電流Ｉ_４とし周波数はｆ_３とする。第２電流源４２は、図１２（ａ）の帯域ＭＢまでの周波数の電流を流せればよい。さらにいえば、帯域ＭＢの間の周波数の電流が流せればよい。

次に図１１の構成図、図１２の測定原理図および図１３のフロー図を用いて電流測定装置３の動作（制御器５０の処理）について説明する。説明を簡単にするために、被測定回路９０には周波数ｆ_１の電流が流れているとする。被測定回路に、複数の周波数の電流が流れている場合でも、以下の処理で測定することができる。

処理が開始されたら（ステップＳ３００）、前処理が行われる（ステップＳ３０２）。前処理には、第１電流源１２の周波数ｆ_２を最低周波数ｆ_２，１にセットし、第２電流源４２の周波数ｆ_３を最低周波数ｆ_３，０にセットする工程が含まれる。

ここで、第２電流源４２が出力する電流の周波数は、中間周波数の帯域ＭＢの下側周波数ｆｍｄから上側周波数ｆｍｕまでと限っても良い（図１２（ｂ）参照）。ここでは、第２電流源４２が出力する最低周波数ｆ_３，０は帯域ＭＢの下側周波数ｆｍｄであり、最高周波数ｆ_３，ｍは上側周波数ｆｍｕであるとする。

次に、周波数ｆ_２が最高周波数ｆ_２，ｎより高いか否かを判断する（ステップＳ３０４）。もし、周波数ｆ_２が最高周波数ｆ_２，ｎより高ければ（ステップＳ３０４のＹ分岐）、後処理（ステップＳ３２０）を行い、測定を終了する（ステップＳ３２２）。

ここで、最高周波数ｆ_２，ｎとは、第１電流源１２が供給できる周波数の最高値をいい、最低周波数ｆ_２，１とは、第１電流源１２が供給できる周波数の最低値をいう。なお、第１電流源１２が交流電流を供給できるのであれば、最低周波数には、周波数ゼロ（定電流「ｆ_２，０」と表す。）を含んでよい。磁性素子１１に流す定電流は、被測定回路９０に重畳されている定電流を検出することができる。

次に、周波数ｆ_２が最高周波数ｆ_２，ｎより高くなければ（ステップＳ３０４のＮ分岐）、第１電流源１２にｆ_２の値を送信し、第１電流源１２に周波数ｆ_２の電流Ｉ_２を出力させる（ステップＳ３０６）。このときの被測定回路９０中の周波数ｆ_１の電流Ｉ_１と第１電流源１２による周波数ｆ_２の電流Ｉ_２との周波数の関係の一例を図１２（ａ）に示す。周波数ｆ_１とｆ_２の信号同士が第１磁性素子１１によって演算され、ｆ_１−ｆ_２およびｆ_１＋ｆ_２の信号を発生させる。これらの信号は第１測定電圧端子１１ｂ間に現れる。

一方、第１測定電圧端子１１ｂが接続されている電流増幅器３８は、中間周波数の帯域ＭＢ以外の周波数を増幅しない。したがって、ｆ_１−ｆ_２が中間周波数の帯域ＭＢの信号になれば、このときの第１測定電圧端子１１ｂの端子間電圧に比例した電流が電流増幅器３８から出力線３９に流される。なお、このときの比例定数は、電流増幅器３８の増幅率となる。

次に制御器５０は、第２電流源４２の電流をスイープさせる。具体的には、周波数ｆ_３が最高周波数ｆ_３，ｍより高いか否かを判断する（ステップＳ３０８）。周波数ｆ_３が最高周波数ｆ_３，ｍより高ければ（ステップＳ３０８のＹ分岐）、ステップＳ３１４までのループを抜ける。すなわち、スイープをやめる。周波数ｆ_３が最高周波数ｆ_３，ｍより高くなければ（ステップＳ３０８のＮ分岐）、第２電流源４２にｆ_３の値を送信し、第２電流源４２にｆ_３の周波数の電流を出力させる（ステップＳ３１０）。

図１２（ｂ）には、このときの第２電流源４２による電流（周波数ｆ_３）と出力線３９に流れる電流（周波数（ｆ_１−ｆ_２））の関係の一例を示す。第２センサ部４０にとっては、周波数ｆ_１−ｆ_２の信号は固定された信号に見える。第２磁性素子４１は、周波数ｆ_１−ｆ_２の信号と、第２電流源４２による周波数ｆ_３の電流との間で演算を行い、周波数ｆ_１−ｆ_２−ｆ_３の信号と、周波数ｆ_１−ｆ_２＋ｆ_３の信号を、第２測定電圧端子４１ｂ間に発生させる。

次に、電圧測定器１８の出力Ｖｓと、ｆ_２およびｆ_３の値をメモリ２２に記録する（ステップＳ３１２）。次に、所定の周波数Δｆ_３だけ第２電流源４２の周波数ｆ_３を変化させる（ステップＳ３１４）。ステップＳ３０８からステップＳ３１４を繰り返すことで、中間周波数の帯域ＭＢの間にある周波数の電流をカットオフ周波数ｆｃ以下にダウンコンバートする。

図１２（ｃ）に周波数ｆ_３の信号（第２電流源４２が流す電流）が、スイープによって周波数が高くなり、周波数ｆ_１−ｆ_２の信号に接近した場合の各信号周波数の関係を示す。周波数ｆ_１−ｆ_２−ｆ_３の信号がカットオフ周波数ｆｃより小さくなると、電圧測定器１８に直流の出力電圧Ｖｓとして観測される。

ステップＳ３０８で第２電流源４２の電流のスイープが終了したと判断されたら（ステップＳ３０８のＹ分岐）、周波数ｆ_３を初期値ｆ_３，０に再設定し（ステップＳ３１６）、所定の周波数Δｆ_２だけ第１電流源１２の周波数ｆ_２を変化させ（ステップＳ３１８）、ステップＳ３０４に戻る。ステップＳ３０４で測定が終了したと判断された場合は、後処理を行い（ステップＳ３２０）、停止する（ステップＳ３２２）。

ステップＳ３１２で記録したｆ_２およびｆ_３の周波数は、ｆ_２＋ｆ_３を横軸にとり、電圧測定器１８の出力Ｖｓを縦軸にとり、図１２（ｄ）のようにプロットする。このようにすることで、被測定回路９０中の電流のスペクトルを得ることができる。なお、縦軸の出力Ｖｓは、第１センサ部１０、電流増幅器３８、第２センサ部４０のゲインを予め測定して補正値を用意し、その補正値で補償することで、被測定回路９０中に流れる電流の値に換算することができる。このような補正値は、メモリ２２中に記憶され、制御器５０が適時使用することができる。

なお、本実施の形態ではｆ_３を複数の周波数の電流として扱ったが、中間周波数の帯域ＭＢの所定の周波数に固定してもよい。また、図１１で示す第１電流源１２および第２電流源４２は、連続的に周波数を変更できても良いし、予め用意された、複数の電流源を切り替えるようにしてもよい。また、第１電流源１２には直流電流が含まれていても良い。

（実施の形態４）
実施の形態１、２および３では、周波数を測定できる電流測定装置の基本的原理について説明した。実際の使用形態では、近接した複数の周波数が存在する場合があり、信号同士のビートが生じ、ダウンコンバートはより複雑となる。また、実際の使用形態では、導線９２を流れる電流Ｉ_１と、磁性素子１１に流す電流とは、同期されていない。したがって、互いの位相は一致しない。

互いの位相が一致しない場合、ローパスフィルタの出力電圧は一定せず、測定ができない（測定値が決まらない）場合もある。これは、周波数を持った電流を複素数的に扱わなかったからである。そこで、本実施の形態では、測定対象の電流を複素数として扱うことで、上記の課題を克服できる電流測定装置４を提供する。

図１４に本発明の電流測定装置４の構成を示す。電流測定装置４は、第１磁性素子１１を有する第１センサ部１０と第２磁性素子４１を有する第２センサ部４０と、測定対象である電流Ｉ_１が流れる導線９２と第１センサ部１０および第２センサ部４０の位置関係を固定するホルダー１０ｂと、第１磁性素子１１に周波数ｆ_１の信号を印加する電流源１２と、第２磁性素子４１に電流源１２の信号と位相がπ／２ずれた電流を印加する位相変換器１３と、第１磁性素子１１および第２磁性素子４１の端子間電圧に対して帯域制限をかける第１ローパスフィルタ１６および第２ローパスフィルタ１７と、第１ローパスフィルタ１６と第２ローパスフィルタ１７の出力（電圧値）の２乗和平方根を算出する振幅ベクトル演算器４４（ＶＡＡ）と、振幅ベクトル演算器４４とメモリ２２と結合された制御器５２を含む。

また、第１磁性素子１１と第２磁性素子４１の出力を増幅する第１計装アンプ４６と第２計装アンプ４７が含まれていてもよい。また、振幅ベクトル演算器４４の出力をデジタル処理する場合は、振幅ベクトル演算器４４の後段に、Ａ／Ｄ変換器２４を設けてもよい。

また、第１ローパスフィルタ１６と第２ローパスフィルタ１７の出力から逆正接値を求める位相ベクトル演算器４５（ＶＡθ）が設けられていても良い。ベクトル演算器４５の出力にはＡ／Ｄ変換器２５が接続されていてもよい。なお、振幅ベクトル演算器４４と位相ベクトル演算器４５は、制御器５２若しくは他の処理ユニットがソフト的に行ってもよい。

第１磁性素子１１と第２磁性素子４１は、図４もしくは図５の構成であってよい。しかし、より大きな差動出力を得るために、ブリッジ回路としてもよい。図１５には、ブリッジ回路を利用した場合の第１センサ部１０（第１磁性素子１１）および第２センサ部４０（第２磁性素子４１）の構成を示す。第１センサ部１０および第２センサ部４０は同じ構成をしているので、ここでは第１センサ部１０だけの構成を説明する。

図１５を参照して、第１センサ部１０は第１磁性素子１１５と、ブリッジ抵抗６０とブリッジ抵抗６１で構成される。ブリッジ抵抗６０とブリッジ抵抗６１の一端は結合され、第１駆動電流端子１１ａ（電流端子１０ｃ）の一方の端子となる。ブリッジ抵抗６０の他端は、第１磁性素子１１５の一端１１５ａに接続され、ブリッジ抵抗６１の他端は第１磁性素子１１５の他端１１５ｂに接続される。

第１磁性素子１１５は、図面（図１５）上側の磁気抵抗素子１１６と下側の磁気抵抗素子１１７が直列に接続されたと考えられる。したがって、中央部分１１５ｃを端子とすると、ブリッジ抵抗６０および磁気抵抗素子１１６の直列接続部分と、ブリッジ抵抗６１および磁気抵抗素子１１７の直列接続部分の並列接続で構成されるブリッジ回路が形成される。

なお、ここで中央部分１１５ｃは、第１駆動電流端子１１ａ（電流端子１０ｃ）の他方の端子となる。また、第１磁性素子１１５の一端１１５ａと他端１１５ｂは、電圧端子１０ｄ（測定電圧端子１１ｂ）となる。第２センサ部４０についても、同様の構成としてよい。

図１４を参照して、電流源１２は制御器５２からの指示信号Ｃｃを受け、指示された周波数と強度の電流を出力する。また位相変換器１３は、電流源１２から電流を供給され、電流源１２が出力する電流Ｉ_２と位相がπ／２ずれた電流Ｉ_４を出力する。

振幅ベクトル演算器４４は、第１ローパスフィルタ１６と第２ローパスフィルタ１７の出力をそれぞれＸ、Ｙとした時に、２乗和平方根値を算出する。より具体的には、２乗和平方根値をＷとすると（１５）式である。

・・・・（１５）

位相ベクトル演算器４５は、第１ローパスフィルタ１６と第２ローパスフィルタ１７の出力をそれぞれＸ、Ｙとした時に、逆正接値を算出する。より具体的には、逆正接値をΘとすると、（１６）式である。

・・・・（１６）

振幅ベクトル演算器４４と位相ベクトル演算器４５は、それぞれの出力を信号Ｓｖａおよび信号Ｓｖθとして制御器５２に送信する。

制御器５２は、電流源１２と振幅ベクトル演算器４４と位相ベクトル演算器４５と接続されている。そして、電流源１２には指示信号Ｃｃを送信し、電流源１２が出力する電流値、周波数、出力する時期などを制御する。また、振幅ベクトル演算器４４と位相ベクトル演算器４５からの信号Ｓｖａおよび信号Ｓｖθを得て、電流源１２が出力した電流の周波数と、信号Ｓｖａおよび信号Ｓｖθとの関係を、入出力装置２６に出力する。

次に図１４を参照して、電流測定装置４の動作について説明する。被測定回路９０の導線９２に流れる電流Ｉ_１によって導線９２の周囲に磁界が発生する。一方、第１磁性素子１１に交流電流Ｉ_２を流す。また、第２磁性素子４１には交流電流Ｉ_２と同じ周波数で交流電流Ｉ_２と位相がπ／２だけずれた交流電流Ｉ_４が流される。

第１磁性素子１１および第２磁性素子４１に流される電流の周波数と同一の周波数成分を有する電流が導線９２に流れている場合は、第１ローパスフィルタ１６および第２ローパスフィルタ１７から直流電圧が得られるのは、実施の形態１で説明した通りである。

交流電流Ｉ_２を流しながら、導線９２に流れる電流Ｉ_１が発生する磁界の影響を受ける第１磁性素子１１（第２磁性素子４１）の測定電圧端子間１１ｂ（４１ｂ）に現れる出力電圧は、導線９２に流れる電流Ｉ_１と第１磁性素子１１に流される電流Ｉ_２の乗算結果となる。また、よく知られているように、実信号である導線９２に流れる電流に、位相がπ／２ずれた電流を乗算すると、実数成分および虚数成分が生成される。これらの成分から、実信号の振幅および交流電流Ｉ_２と導線９２に流れる電流Ｉ_１の位相差を求めることができる。

以下に簡単にこれを説明する。導線９２に流れる電流Ｉ_１をＡｃｏｓ（２πｆ_１ｔ＋θ_１）とする。ここでＡは振幅である。電流源１２および位相変換器１３から出力される信号をそれぞれｃｏｓ（２πｆ_２ｔ＋θ_２）、ｓｉｎ（２πｆ_２ｔ＋θ_２）とする。これらをそれぞれ複素数表現にし、その結果をＢとするとＢは、（１７）式のようになる。

・・・・・（１７）

ここで電流源１２の電流Ｉ_２の周波数ｆ_２が導線９２に流れる電流Ｉ_１の周波数ｆ_１と同じになったとすると、（１８）式のようになる。

・・・・・（１８）

このＢをローパスフィルタで抜けば、１／２｛Ａｅｘｐ［ｊ（θ_１―θ_２］｝を得ることができる。この成分を顕に書けば、１／２Ａｃｏｓ［（θ_１―θ_２］と１／２Ａｓｉｎ［（θ_１―θ_２］である。これらはまた、第１ローパスフィルタ１６および第２ローパスフィルタ１７の出力である。したがって、Ｘを１／２Ａｃｏｓ［（θ_１―θ_２］とし、Ｙを１／２Ａｓｉｎ［（θ_１―θ_２］とすると、（１５）式および（１６）式で示したように、振幅Ｗと位相Θを得ることができる。

ここで得られた振幅Ｗは、導線９２を流れる電流Ｉ_１の周波数ｆ_１や、電流源１２および位相変換器１３から流れる電流Ｉ_２およびＩ_４の周波数ｆ_２、さらにθ_１およびθ_２に依存しない。よって、安定した値を得ることができる。制御器５２は、電流源１２に出力させた周波数と、振幅Ｗの関係を入出力装置２６に表示させることができる。なお、メモリ２２には、得られた振幅Ｗを電流値に換算するテーブル若しくは補正値が記憶される。したがって、振幅Ｗは導線９２に流れる電流値に換算して入出力装置２６に表示してもよい。

本発明に係る電流測定装置は、据え置きの電流測定装置だけでなく、機器に組み込むことのできる電流測定装置としても利用可能である。

１、２、３ 電流測定装置
１０ センサ部
１０ａ 筐体
１０ｂ ホルダー
１０ｃ 電流端子
１０ｄ 電圧端子
１１ 磁性素子（磁気抵抗素子）
１１ａ 駆動電流端子
１１ｂ 測定電圧端子
１２ 電流源（第１電流源）
１３ 位相電流源（π／２位相変換器）
１６ ローパスフィルタ（第１）
１７ ローパスフィルタ（第２）
１８ 電圧測定器
２０ 制御器
２２ メモリ
２４ Ａ／Ｄ変換器
２５ Ａ／Ｄ変換器
２６ 入出力装置
３１ 磁性素子（ホール素子）
３１ａ 駆動電流端子
３１ｂ 測定電圧端子
３２ａ、３２ｂ、３２ｃ 電流源
３３ａ、３３ｂ、３３ｃ 接続スイッチ
３８ 電流増幅器
３９ 出力線
４０ 第２センサ部
４１ 第２磁性素子
４１ａ 第２駆動電流端子
４１ｂ 第２測定電圧端子
４２ 第２電流源
４３ 位相変換器
４４ ベクトル演算器（振幅）
４５ ベクトル演算器（位相）
４６ 第１計装アンプ
４７ 第２計装アンプ
５０ 制御器
５２ 制御器
６０ ブリッジ抵抗
６１ ブリッジ抵抗
９０ 被測定回路
９１ 電源
９２ 導線
９３ 負荷

Claims (2)

1. 導線を流れる電流を測定する電流測定装置であって、
   抵抗値の変化量が前記導線を流れる電流と比例するように配置される第１磁性素子であって、前記導線に流れる電流と、前記第１磁性素子に供給される電流との乗算結果を出力する第１磁性素子と、
   抵抗値の変化量が前記導線を流れる電流と比例するように配置される第２磁性素子であって、前記導線を流れる電流と、前記第２磁性素子に供給される電流との乗算結果を出力する第２磁性素子と、
   前記第１磁性素子に第１交流電流を供給可能な第１電流源と、
   前記第２磁性素子に、前記第１交流電流とは位相がπ／２ずれた第２交流電流を供給可能な第２電流源と、
   前記第１磁性素子の出力の低周波成分を通過させる第１ローパスフィルタと、
   前記第２磁性素子の出力の低周波成分を通過させる第２ローパスフィルタと、
   前記第１ローパスフィルタの出力および前記第２ローパスフィルタの出力の２乗和平方根および／または逆正接値を算出する演算部と、を備え、
   前記２乗和平方根は前記導線を流れる電流の振幅を示し、前記逆正接値は前記導線に流れる電流の位相を示す、電流測定装置。
2. 前記第１磁性素子および前記第２磁性素子と、前記導線との位置関係を固定するホルダーを備える、請求項１に記載の電流測定装置。
   

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