JP4776696B2 - 金属物の欠陥の非破壊評価方法および装置 - Google Patents

Description

本発明は、渦電流による金属物の欠陥の非破壊評価方法および装置に関する。

本発明は、特に、渦電流による金属物の欠陥の非破壊評価方法であって、金属物の近傍において少なくとも１つの交流電磁場を少なくとも１つの第１周波数ｆｉで発生させるステップと、交流電磁場によって金属物に誘発された渦電流で再発生する戻り電磁場によって構成された応答信号を少なくとも１つの磁気抵抗センサで検出するステップと、を含むものに関する。

渦電流線の変形を観測することによって金属物の欠陥を検出する技術はよく知られており、長い間広く使われてきた。

金属物に渦電流を生成するために、この金属物の近傍で電磁場エミッタを使用することが原理にある。渦電流は、レシーバによって検出しうる高周波場を再発生させる。欠陥が存在する場合、電流線が摂動を受け、再発生した電磁場の振幅および位相分布が変化する。ただし、周波数は変化しない。

古典的なアプローチでは、高周波場のエミッタおよび再発生した高周波場のレシーバとして、誘導コイルを使用する。

近年は、磁気抵抗センサのような他の種類のセンサを受信部に使用することが提案されている。例えば、印加磁場に応じて抵抗Ｒが変化する２つの隣接する磁気層からなるスピンバルブにおいて、いわゆる巨大磁気抵抗効果（ＧＭＲ効果）に基づく磁気抵抗素子（ＭＲＥｓ）が示されている。これらのＧＭＲデバイスでは、（ΔＲmax／Ｒ）の値が１５％程度になる抵抗変化ΔＲmaxが観察される。

いくつかの特許と出版物は、渦電流（ＥＣ）試験に適用される磁気抵抗センサを示している。

例えば、特許文献１では、プリント回路基板（ＰＣＢ）上の励振コイルの特定の実施形態が使用されており、欠陥によって変化する渦電流に関連した電磁場を検出するように、磁気抵抗（ＭＲ）センサがＰＣＢの反対側に設置されている。

特許文献２において、非平面形状を有する渦電流プローブは、静止摩擦による吸着現象を回避しつつ、物体の表面近傍で変位できる。

これらの文献では、検出精度を改善するべく、励振ループおよびセンサの設計に取り組んでいる。

特許文献３において、検査中のコンポーネントを貫く変動場が得られるように、コイルの励磁電流が変化する。この発明によると、様々な深さの欠陥をスキャンすることが可能になる。

これらの全ての例では、感度は向上するかもしれないが、コイルまたは磁気抵抗素子であるセンサは、励振コイルの周波数と等しい周波数で渦電流の信号を検出するため、信号対雑音比（signal to noise ratio）に関して制限を受ける。
米国特許出願公開第２００５／０１４０３５５号明細書 米国特許出願公開第２００５／００６２４７０号明細書 米国特許第６６９３４２５号明細書

本発明は、先行技術の方法および装置の欠点や不利益を克服することを目的とする。

より詳細には、本発明の主要な目的は、信号対雑音比を増大させるとともに、例えば温度ドリフトまたは経年劣化に基づくセンサの主なバラつきを排除することにある。

これらの目的は、
金属物の近傍において少なくとも１つの交流電磁場を少なくとも１つの第１周波数ｆｉで発生させるステップと、
前記交流電磁場によって前記金属物に誘発された渦電流で再発生する戻り電磁場によって構成された応答信号を少なくとも１つの磁気抵抗センサで検出するステップと、を含み、
前記少なくとも１つの磁気抵抗センサがその場変調器（in situ modulator）の役割を果たすように、前記第１周波数ｆｉとは異なる第２周波数ｆｃの電流によって前記少なくとも１つの磁気抵抗センサを駆動するステップと、
前記金属物の欠陥に関する渦電流情報を抽出するべく前記応答信号を処理するよりも前に、前記第１および第２周波数の周波数和または前記第１および第２周波数の周波数差を保持するように前記少なくとも１つの磁気抵抗センサによって検出された前記応答信号をフィルタリングするステップと、
をさらに含むことを特徴とする、渦電流による金属物の欠陥の非破壊評価方法によって達成される。

渦電流に起因した信号は、励磁信号と明確に区別がつくので、高度に増幅することができる。そのため、信号対雑音比が向上する。

本発明にかかる方法の主要な利点は、例えば温度ドリフトまたは経年劣化に基づく磁気抵抗センサの主なバラつきを排除できることにある。さらに、電界エミッタの周波数での電磁妨害に基づく多くのノイズを排除できる。この妨害は、エミッタによって誘発された場に基づくものであり、１００ｋＨｚを超える周波数で選択的に現れる。

好適な実施形態によると、フィルタリングステップは、金属物の欠陥に関する渦電流情報を抽出するべく応答信号を処理するよりも前に、第１および第２周波数の周波数差を保持するように少なくとも１つの磁気抵抗センサによって検出された応答信号をフィルタリングすることを含む。

そのような実施形態では、好ましくは、１００ｋＨｚよりも高い単一の第１周波数ｆ１で交流電磁場を発生させる。

特定の実施形態によると、増幅電圧を得るために磁気抵抗センサの第１端子と第２端子との間の電圧を増幅するステップと、ミキシングおよびフィルタリング装置の信号入力に増幅電圧を送るステップと、渦電流試験方法の通常の出力信号として出力が処理される同ミキシングおよびフィルタリング装置の参照入力に印加される生成参照信号（ｆ１−ｆｃ）を得るために、第２周波数ｆｃの周波数参照信号と第１周波数ｆ１の周波数参照信号を乗算器でミキシングするステップとがさらに含まれる。

この少なくとも１つの磁気抵抗センサは、発生した交流電磁場に垂直または平行に置かれていてもよい検出軸を有する。

詳細な実施形態によると、その場復調器（in situ demodulator）として用いられるとともに、欠陥による渦電流の変化に基づく戻り電磁場の相違成分を検出しうるセンサアレーで応答信号が検出される。

特定の実施形態によると、それぞれが第２周波数ｆｃとは異なる１組の異なる第１周波数で、金属物の近傍において、少なくとも１つの交流電磁場を発生させる。

その場合において、有利には、フィルタリングステップは、欠陥による渦電流の変化によって生成された有効信号を与える単純復調信号として応答信号を処理するよりも前に、第１および第２周波数の周波数差を保持するように少なくとも１つの磁気抵抗センサによって検出された応答信号をフィルタリングすることを含む。

本発明にかかる方法の他の特定の実施形態によると、少なくとも１つの磁気抵抗センサが非線形挙動を示すものであり、金属物の欠陥に関する渦電流情報を抽出するべく応答信号を処理するよりも前に、第１周波数と第２周波数のｎ倍（ｎは整数）との周波数和または第１周波数と第２周波数のｎ倍との周波数差を保持するように少なくとも１つの磁気抵抗センサによって検出された応答信号がフィルタリングされる。

本発明は、さらに、
金属物の近傍において少なくとも１つの交流電磁場を少なくとも１つの第１周波数ｆｉで発生させる少なくとも１つの電界エミッタと、
前記交流電磁場によって前記金属物に誘発された渦電流で再発生する戻り電磁場によって構成された応答信号を検出する少なくとも１つの磁気抵抗センサと、
前記少なくとも１つの磁気抵抗センサがその場変調器の役割を果たすように、前記第１周波数ｆｉとは異なる第２周波数ｆｃの電流によって前記少なくとも１つの磁気抵抗センサを駆動する駆動手段と、
前記磁気抵抗センサの端子間の応答信号を検出する検出手段と、
前記第１および第２周波数の周波数和または前記第１および第２周波数の周波数差を保持するように前記少なくとも１つの磁気抵抗センサによって検出された前記応答信号をフィルタリングするフィルタリング手段と、
前記フィルタリングされた応答信号を処理し、前記金属物の欠陥に関する渦電流情報を抽出する処理手段と、
を備えた、渦電流による金属物の欠陥の非破壊評価装置に関する。

ある実施形態によると、検出手段は、少なくとも１つの第１周波数ｆｉおよび第２周波数ｆｃで参照信号を検出する増幅手段と、少なくとも１つの第１周波数ｆｉと第２周波数ｆｃとをミキシングする乗算手段と、第１および第２周波数の周波数和または第１および第２周波数の周波数差を検出する少なくとも１つのロックインアンプとを含む。

磁気抵抗センサは、電圧測定のための複数の接点を含むものであってもよいし、センサアレーを含むものであってもよい。

磁気抵抗センサは、ホール効果センサであってもよいし、あるいは、異方性磁気抵抗センサ（ＡＭＲ）、巨大磁気抵抗センサ（ＧＭＲ）、巨大磁気インピーダンスセンサ（ＧＭＩ）またはトンネル磁気抵抗センサ（ＴＭＲ）であってもよい。

磁気抵抗センサは、印加された外部場に応じて抵抗が変化する素子によって構成されていてもよい。

磁気抵抗センサは、異なる種類の基板、具体的には、極薄シリコン基板、勾配付き基板またはフレキシブル基板上に作られていてもよい。

詳細な実施形態によると、磁気抵抗センサがヨーク形状を有し、ヨークの長さおよびヨークの水平アームの長さが、それぞれ、少なくともヨークの幅の３倍であり、ヨークの幅が２μｍ〜１２μｍである。

有利には、少なくとも１つの電界エミッタが平面コイルである。

本発明の他の特徴および利点は、添付の図面を参照して、例として示された本発明のいくつかの実施形態に関する以下の説明によって容易に明らかとなる。

本発明は、本質的に、その場復調器として磁気抵抗センサを用いることによって、渦電流の測定を通じた欠陥の検出の信号対雑音比を向上させる方法を扱う。

図１を参照して測定方法の原理を説明する。

例えばコイルでありうるエミッタ３には、アンプ２２０を通じて、周波数ｆ１で交流（ＡＣ）または高周波（ＲＦ）場が供給される。検査するべき金属物の近傍に位置しているエミッタ３は、その結果として、検査対象２に周波数ｆ１でＡＣまたはＲＦ場を送る。検査対象２は、周波数ｆ１で信号を再発生させる。

本発明において、磁気抵抗（ＭＲ）センサ１は、検査対象２の近傍に位置しており、アンプ２３０を通じて、作用周波数ｆ１とは異なる周波数ｆｃで高周波電流が供給される。

ＭＲセンサ１は、このように、その場ミキサ（in situ mixer）として用いられる。

ＭＲ素子の有効点で測定される電圧Ｖは下式で与えられ、展開できる。
V = RI = (R₀ + R₁H cos(2πf₁t+ψ_H)+…)*I₀ cos(2πf_ct) （１）
V = RI = R₀I₀ cos(2πf_ct) + R₁H I₀ cos(2π(f₁-f_c)t+ψ_H) + R₁I₀H cos(2π(f₁+f_c)t+ψ_H)+R_n Hⁿ I₀ cosⁿ(2π(f₁-f_c)t+ψ_H)+ R_n Hⁿ I₀ cosⁿ(2π(f₁+f_c)t+ψ_H)

展開式は、周波数の和および差に基づく２つの第１項が正確にＨに比例していることを示している。Ｈは、センサが感じる全場であり、言い換えれば、コイル３が発した場と渦電流が再発生させた場とのベクトル和である。高次項（≧２）は、和および差とは異なる周波数に依存し、適切なフィルタリングによって排除できる。通常、センサは場の１つの方向にのみ敏感なので、Ｈの値は、その軸に沿った全場の射影となる。

上記のアプローチの主要な利点は、第１に、例えば温度または経年劣化に基づく抵抗Ｒ₀のバラつきを排除することにある。ＭＲセンサの非線形性は、最終的には、結果に影響を及ぼさない。センサの非線形性は、測定周波数とは異なる周波数（ｆ₁−ｎｆ_c）および（ｆ₁＋ｎｆ_c）を与え、かつ、周波数が十分に異なって選ばれるならば簡単に除去できる項Ｒ_nの出現をもたらす。

第２に、この測定原理は、電界エミッタ周波数での電磁妨害（ＥＭＩ）に基づく多くのノイズ効果を排除する。この妨害は、エミッタ３によって誘発された場に基づくものであり、１００ｋＨｚを超える周波数で選択的に現れる。ＥＭＩは、電界エミッタ３と寄生結合ループとのカップリング、または、電界エミッタ３とシールドされていない線路とのカップリングによって引き起こされる可能性がある。１０ＭＨｚ以上の周波数ｆ１では、結合ループに基づく妨害信号を排除することは、まず不可能である。

図２〜６の例を参照しつつ、本発明にかかる方法の原理をより明確に説明する。

エミッタコイル３には、波形発生器２２によって周波数ｆ１（図２〜４）で給電が行なわれる。

磁場は、金属片２の近傍において、コイル３によって生成される。この磁場は、制御されるべき金属片２の欠陥の存在によって変化する。

周波数ｆｃで発生器２３によって給電が行なわれる磁気抵抗センサ１は、欠陥２１の存在によって変化した磁場を測定する。

図３は、捕捉システム（acquisition system）の実施形態を示している。センサ１をまたぐ電圧は、差動アンプ２５で測定される。差動アンプ２５によって出力された信号の周波数は、｜ｆ１−ｆｃ｜またはｆ１＋ｆｃでありうる。

波形発生器２２，２３によって出力された信号は、参照信号を作成するためにミキサ２６で混合される。フィルタ２７は、ミキサ２６の出力に接続されている。フィルタ２７は、参照信号が周波数｜ｆ１−ｆｃ｜に選択されるのであればローパスフィルタであり、参照信号が周波数ｆ１＋ｆｃに選択されるのであればバンドパスフィルタである。

ミキサ２８およびフィルタ２９は、一方で差動アンプ２５の出力、他方でフィルタ２７によって出力された参照信号を取得するロックインアンプを構成する。

フィルタ２９は、ローパスフィルタである。

図４は、磁気抵抗センサ１が、直列接続されたいくつかの磁気センサ１ａ，１ｂ，１ｃのアレーを含む場合の捕捉システムの例を示している。その場合において、いくつかの差動アンプ２４ａ，２４ｂ，２４ｃが個別のセンサ１ａ，１ｂ，１ｃの電圧測定にそれぞれ使用される。マルチプレクサ２１０は、差動アンプ２４ａ，２４ｂ，２４ｃによって出力された電圧の１つを選択する。そして、図３の実施形態と同様の方法により、選択された電圧が共通のロックインアンプ２８，２９のミキサ２８に印加される。

個別の磁気センサ１ａ，１ｂ，１ｃの全てに同じセンシング電流を用いているので、システム全体が簡素であり、ロックインアンプ２８，２９も１つで足りる。

本発明は、原理上は、直流からＧＨｚ周波数にわたって変化する作用周波数で実施してもよい。しかし、実際には、調査する欠陥に応じて作用周波数ｆｉを選択する必要がある。

例えば、１００μｍのオーダーの欠陥は、１ＭＨｚ〜２０ＭＨｚの範囲の周波数ｆｉで検出するとよい。信号は、作用周波数ｆｉと実質的に相違する周波数ｆｃで検出されうる。例えば、作用周波数ｆｉを５ＭＨｚとすると、対応する周波数ｆｃは５．１ＭＨｚとなる。

したがって、信号は、増幅を容易にするために、差ｆｉ−ｆｃによる低い周波数（例えば１００ｋＨｚ未満）で検出できる。

ただし、フィルタリングを容易化するとともにノイズを抑制するために、和ｆｉ＋ｆｃ（例えば１０．１ＭＨｚ）による高い周波数でも信号を検出できる。

１００μｍより大きい欠陥の検出には、好ましくは１ＭＨｚよりも低い作用周波数ｆｉが要求される。

図１〜４を参照して明らかなように、本発明は、単一の作用周波数ｆ１で実施してもよい。

しかし、代わりに、いくつかの周波数ｆｉを一組として電界エミッタ３によって送ることができる。作用周波数ｆｉとは異なる周波数ｆｃが磁気抵抗センサ１に印加され、その結果、センサ１の出力で一組の周波数｜ｆｉ−ｆｃ｜が検出される。

図５は、エミッタコイル３に接続された出力を有する加算器２９０に印加されるとともに、波形発生器２２ａ，２２ｂによって各々生成される２つの作用周波数ｆ１，ｆ２の組を用いた、考えうる実施形態を示している。図３の実施形態と同様の方法により、磁気抵抗センサ１には、波形発生器２３によって周波数ｆｃで給電される。センサ１をまたぐ電圧は、差動アンプ２５によって測定される。

加算器２９０によって出力された周波数ｆ１とｆ２の和、および、周波数ｆｃは、ミキサ２６で混合される。ミキサ２６は、ロックインアンプ２８，２９のミキサ２８の第１入力に印加される参照信号を出力する。

差動アンプ２５の出力は、異なる作用周波数で同時に金属片２の欠陥２１を検出するのを可能にする有効信号｜ｆ１−ｆｃ｜および｜ｆ２−ｆｃ｜を測定するためのローパスフィルタ２９に付随しているミキサ２８の第２入力に印加される。

図６は、２つの異なる作用周波数ｆ１，ｆ２を用いた他の考えうる実施形態の例を示している。

波形発生器２２ａ，２２ｂによって各々生成された作用周波数ｆ１，ｆ２の組が、加算器２９０の入力に印加される。加算器２９０の出力は、エミッタコイル３およびミキサ２６の第１入力（参照入力）に接続されている。

波形発生器２３で発生する周波数ｆｃは、ミキサ２６の第２入力に印加される。

ミキサ２６の出力は、磁気抵抗センサ１に接続されたフィルタ２７に印加される。

フィルタ２７は、信号ｆ１−ｆｃ，ｆ２−ｆｃを出力するためのローパスフィルタまたは信号ｆ１＋ｆｃ，ｆ２＋ｆｃを出力するためのバンドパスフィルタである。

図５の実施形態と同様の方法により、センサ１の出力電圧は、周波数ｆｃでロックインアンプまたはバンドパスフィルタで分析できる。いくつかの周波数ｆ１，ｆ２でコイル３が発する磁場によって与えられた信号は、ｆ１およびｆ２とは異なる同一周波数ｆｃで復調される。

ＴＭＲ接合を含むセンサのように、非線形挙動を有する磁気抵抗センサ１を使用することも可能である。その場合、磁気抵抗素子の有効点で測定された電圧Ｖを与える方程式は、ｆｉ−ｎｆ_cおよびｆｉ＋ｎｆ_cの周波数を有する項Ｒ_n（例えばＲ₂）を含む。ｎは、２のような整数である。これらの周波数ｆｉ−ｎｆ_cとｆｉ＋ｆｎ_cはフィルタリングできるので、｜ｆｉ−ｎｆ_c｜またはｆｉ＋ｎｆ_cで検出を行ってもよい。

図７は、渦電流による非破壊制御のための装置の典型的な構成を示している。

電界エミッタ１は、調査するべき要素２の表面近傍に距離ｄ₂で設置される。センサ３は、小さい距離ｄ₁で電界エミッタ１の近傍に設置される。このように、電界エミッタ１は、センサ３と金属物２との間隙に位置している。

好ましくは、電界エミッタ１とセンサ３との距離ｄ₁は、適切に決定され、固定されている。電界エミッタ１およびセンサ３を備えたシステムは、物体２の主表面に沿って動くように設計されていてもよい。スキャン動作の間、物体２とセンサ３に固定されたエミッタ１との間の距離ｄ₂は、僅かに変化しても構わない。

図８は、本発明にかかる装置の他の構成を示している。センサ３は、電界エミッタ１の近傍であって、調査するべき物体２の主表面から距離ｄ₂の実質的に同一の面に設置されている。

探査欠陥のサイズが小さいときは、距離ｄ₂がより重要となる。

欠陥形状を一層はっきりさせるために、渦電流によって生じた磁場の異なる成分を、異なる感受軸を有する複数の磁気抵抗センサ３で測定することも可能である。

具体的に、少なくとも１つの磁気抵抗センサは、発せられた交流電磁場に垂直に置かれた検出軸を有していてもよく、少なくとも１つの磁気抵抗センサは、発せられた交流電磁場に平行に置かれた検出軸を有していていもよい。

異なる種類の電界エミッタ３を使用してもよい。例えば、特許文献１に記載されているように、電界エミッタ３は、垂直コイル、水平コイルまたは平面励磁コイルを含んでいてもよい。電界エミッタ３の形状は、検出されるべき欠陥の特徴および検査に供される要素の形状に依存する。電界エミッタ３は、検査に供される物体の表面に垂直な場を生成してもよいし、検査に供される物体の表面を含む平面に平行な場を生成してもよい。

図９は、エミッタ３の中心部の上に均一な場を形成するのに用いることができる、対称面を有する電流シートの例を示している。

センサ１の位置は、好ましくは、センサ１とエミッタコイル３との直接カップリングをキャンセルするように選ばれる。

図１０は、電界エミッタ３がｙ軸に沿った場を生成する一方で、センサ１がｘ軸に沿った場に対して良好な感度を示すという、考えうる実施形態を示している。場は、ｙ軸に沿って方向付けられているエミッタコイル３によって生成される。センサ１とエミッタコイル３との直接カップリングは生じない。

電界エミッタ３およびセンサ１に関する他の構成を用いてもよい。そうした構成は、探査欠陥の特徴および検査に供される物体の形状に応じて最適化されるべきである。

ＭＲセンサは、印加された場に応じて抵抗が変化するという点に特徴がある。様々な種類のＭＲセンサのうち、ホールセンサ、異方性磁気抵抗センサ（ＡＭＲ）、巨大磁気抵抗センサ（ＧＭＲ）およびトンネル磁気抵抗センサ（ＴＭＲ）について言及する。センサの製造についてはよく知られている。全てのＡＭＲセンサに関して、パーマロイのような軟磁性材料でできた単一の層を、約２％のＭＲ変動を伴って使用できる。

ＧＭＲセンサに関して、スピンバルブ構造（図１０）は、静的バイアス磁場を排除する目的で、（Ｃｏ／Ｃｕ）_nまたは（ＮｉＦｅ／Ａｇ）_nのような多層ＧＭＲに好適である。

図１１に示すようなスピンバルブ構造は、典型的にはシリコンまたはガラスでできている基板６１上に堆積したいくつかの層で構成されている。スピンバルブは、強磁性層に結合した反強磁性層でできている硬磁性層６４と、１または数層の強磁性層でできている自由磁気層６２とを含む。これら２つのスタックは、薄い金属層６３（典型的には厚さ１〜２ｎｍの銅層）によって分離されている。単純スピンバルブまたは人工の反強磁性層を用いたスピンバルブを使用できる。これらの系における典型的なＭＲ変動は１０％である。金属層を絶縁層に置き換えれば、ＴＭＲ系が得られる。これらの系において、ＭＲ比は３５０％に達する。

ＭＲセンサの形状は、信号雑音比性能にとって極めて重要である。

ホールセンサの場合、正方形または長方形が測定に十分適している。ホールセンサは、表面に垂直に再発生した場に対して感度がよくなるように設置される。ＡＭＲ、ＧＭＲまたはＴＭＲセンサは、通常、面内場に感度がよいので、一般に、欠陥によって再発生した面内場を検出するのに用いられる。

ＡＭＲ、ＧＭＲまたはＴＭＲセンサについて、図１２に示すように、適度に磁束が閉鎖したヨーク形センサ７０が好ましい形状である。

ヨーク寸法は、いくつかの制約によって囲まれていることが望ましい。ヨークの主要部７１の長さ（Ｌ）は、測定区域を覆うのに必要な長さでありうる。それは、１０μｍ〜数センチメートルでありうる。ノイズ原因の関係上、その長さは、ヨークのこの主要部７１の幅（ｗ）の少なくとも３倍とすべきである。ヨークのアーム７２，７３の長さ（ｌ）は、幅ｗの少なくとも３倍とすべきである。ヨークの幅（ｗ）は、好ましくは２μｍ〜１２μｍである。幅ｗとともに感度が低くなり、幅ｗとともに低周波ノイズが増大する。２μｍ〜１２μｍの幅ｗが適切である。材料次第で大きい幅も可能であるが、磁区形成が原因となって装置の安定性が低下するおそれがある。ＴＭＲセンサの場合には、自由層のみがヨーク形状を有している必要がある。

ヨークのアーム７２，７３は、追加アーム７４，７５に連結されている。追加アーム７４，７５は、主要部７１に平行で、全長Ｌの約１／４〜１／３の長さＬ_armを有する。

全てのケースにおいて、２つの測定点の間の抵抗として５０Ω〜数ｋΩのものを使用できる。信号対雑音比に関して、信号がその抵抗に比例し、ノイズが抵抗の平方根に比例するので、高抵抗値の使用が好ましい。信号対雑音比を向上させるために、４点測定が推奨される。

その場復調によってオフセットＲ0が自動的に抑制されているので、ブリッジ構造の使用は、提案した方法に必須ではない。また、感受要素を１つのみ用いたブリッジ構造は、因子２^1/2で過剰ノイズを増大する可能性がある。

非常に大きい表面をスキャンするのであれば、センサアレーまたは複数の接点を備えたセンサを用いるとよい。センサアレーの場合、それらの全てに同一のセンシング電流を使用できる。

図１３は、複数の接点Ｖ₁〜Ｖ₅を備えた単一のセンサ１７０の例を挙げている。測定の分解能は、２つの隣接点の距離ｄで決まる。

単一のセンサの場合、個々の要素は、２つの隣接した電圧接点の間の距離によって規定される。各要素の相対的な独立性を確保するために、ＡＭＲ、ＧＭＲまたはＴＭＲセンサの場合、センサの幅ｗよりも大きい各電圧接点の距離ｄを有していることが必要である。

図１３のセンサ１７０は、主要部１７１と、２つの電流供給接点１７２，１７３とを備えている。アーム１７４，１７５は、図１２に示す実施形態のアーム７４，７５と同様に、ヨーク形状に閉じている。

ＭＲセンサは、ピックアップヘッドに関して、通常、シリコンまたはセラミック上に堆積される。非破壊評価（ＮＤＥ）アプリケーションに関して、センサを短絡させる静電容量効果の理由から、１０ＭＨｚ未満の周波数でシリコンが使用される。より高い周波数では、ガラスまたは絶縁セラミック基板が必要である。商標カプトンで知られている材料のようなフレキシブル絶縁基板を代わりに使用してもよい。

センサシステムの機械実装は、特に重要である。

高分解能な欠陥検出を達成し、かつ小サイズのＭＲセンサの使用を可能にするために、検出システムの設計の最適化が必要である。特に、距離ｄ₂（図７，８参照）は、探査欠陥のサイズが小さい場合に極めて重要である。問題は、表面上をセンサが動くときに、センサと電気的に接触する可能性があることである。

図１４〜１６を参照して、３つの好ましい機械実装を説明する。これらの実装は、ＭＲセンサの基板次第であるとともに、プローブの信号対雑音比が向上するように意図されている。ＭＲセンサシステムのこれらの特別な機械実装により、その場変調の最適利用が可能になる。

図１４は、厚みが減じられたシリコン基板８５を用いた実施形態を示している。

センサ１は、なるべく薄いシリコンウェーハ８５の上に堆積される。

ＲＦ電界放出のためのコイルを含むエミッタ３は、プリント回路基板（ＰＣＢ）８１の一方の側で支持されている。ＰＣＢ８１は、他方の側において、電気接点のための線路８２，８３を支持している。参照符号８２は、センサに対して外に追いやられた電気接点を示し、参照符号８３は、ＰＣＢ８１に接合されたセンサ自身の上の電気接点を示している。参照符号８６は、線路８２とＭＲセンサ１との電気的な結び付きを示している。これらの電気的な結び付きは、ＰＣＢ８１へのＳｉウェーハ８５の半田接続を可能にするインジウムのような低融点金属によって構成できる。

センサは、このように、基板８５によって保護されており、検査されるべき表面に沿ってスライドするように基板８５が物体２の上に置かれたとき、物体２の表面からの距離は、２０μｍ程度まで減じることができる基板８５の厚さによって決まる。

図１５は、勾配付き基板９４を用いた他の実施形態を示している。

勾配付き基板９４は、ＰＣＢ８１の第１面に接着されている。ＰＣＢ８１は、また、図１４の実施形態と同様の方法により、エミッタ３（ＲＦ電界放出のためのコイル）を第２面で支持している。

勾配付き基板９４は、セラミックまたはガラス基板によって構成されていてもよい。参照符号８２は、センサ１に対して外に追いやられた電気接点を示している。

センサ１と検査物体２との距離を十分小さくできる角度によって、接点の連続性を保つことができる。

センサ１は、Ｓｉ₃Ｎ₄、ＳｉＯ₂またはカプトン薄膜（商標）のような絶縁保護層によって保護でき、その結果、保護されたセンサが物体２の表面に直接接触してもよくなる。機械的または化学的な方法によって勾配形状を形成するとよい。

図１６は、フレキシブル基板１０３を用いた他の１つの考えうる実施形態を示している。

基板１０３は、例えば、デュポン社の商標“カプトン”で知られているポリイミド膜によって構成できる。ホイル１０３の一方の側にセンサ１およびその接点８２が堆積している。ホイル１０３の他方の側にエミッタ３が堆積している。ＰＣＢ装置１０１に線路８２が接触できるように、ホイル１０３が曲げられている。

約１００μｍの３つの欠陥を有するプレートのスキャンに用いた特定の実施形態で得られた結果を下記図１７に示す。

検出装置は、二重平面コイルを含む電界エミッタと、勾配エッジを持ったガラス上に配置された複数の測定点を有する磁気抵抗センサとを備えたものである。

電界エミッタの周波数ｆ１が５ＭＨｚ、センサを横切る電流の周波数ｆｃが５．１ＭＨｚである。したがって、ＭＲ素子の有効点で測定された電圧Ｖは、周波数ｆ１−ｆｃ＝１００ｋＨｚ、または、ｆ１＋ｆｃ＝１０．１ＭＨｚとなる。

ローパスフィルタを用いる場合、有効信号は、周波数ｆ１−ｆｃ＝１００ｋＨｚで測定でき、これにより、周波数ｆ１，ｆｃで生ずる妨害信号を除去することが可能となる。

図１７に示す出力信号は、下記のサイズの３つの欠陥の検出に対応している。
第１欠陥：２００×１００×２００μｍ³
第２欠陥：１００×１００×２００μｍ³
第３欠陥：１００×１００×１００μｍ³

本発明にかかる装置の主要なコンポーネントを示すブロック図 本発明を実施するための装置の他の実施形態を示す図 本発明を実施するための装置の他の実施形態を示す図 本発明を実施するための装置の他の実施形態を示す図 本発明を実施するための装置の他の実施形態を示す図 本発明を実施するための装置の他の実施形態を示す図 第１の特定の実施形態にかかる、渦電流による非破壊制御に使用される主要なコンポーネントの断面図 電界エミッタの面内に設置されたセンサを含む第２の詳細な実施形態にかかる、渦電流による非破壊制御に使用される主要なコンポーネントの断面図 本発明にかかる装置に使用できる２つのコイルを含む、特定のエミッタの線図 本発明にかかる、実施してもよい電界エミッタとセンサとの相対位置の特定の配置を示す図 スピンバルブ構造におけるＧＭＲまたはＴＭＲスタックの断面図 本発明にかかる装置に使用できるヨーク形状のＧＭＲセンサの例を示す図 マルチチャネル出力を含むＧＭＲセンサの他の例を示す図 薄いシリコン基板上にセンサが堆積している、本発明にかかる特定の測定装置の断面図 勾配付きガラス基板上にセンサが堆積している、本発明にかかる特定の測定装置の断面図 フレキシブル基板上にセンサが堆積している、本発明にかかる特定の測定装置の断面図 インコネル板の３つの欠陥をスキャンしたときにＧＭＲセンサによって得られた応答を示す図

Claims (21)

1. 金属物（２）の近傍において少なくとも１つの交流電磁場を少なくとも１つの第１周波数ｆｉで発生させるステップと、
   前記交流電磁場によって前記金属物（２）に誘発された渦電流で再発生する戻り電磁場によって構成された応答信号を少なくとも１つの磁気抵抗センサ（１）で検出するステップと、を含み、
   前記少なくとも１つの磁気抵抗センサ（１）がその場変調器の役割を果たすように、前記第１周波数ｆｉとは異なる第２周波数ｆｃの電流によって前記少なくとも１つの磁気抵抗センサ（１）を駆動するステップと、
   前記金属物（２）の欠陥に関する渦電流情報を抽出するべく前記応答信号を処理するよりも前に、前記第１および第２周波数の周波数和（ｆｉ＋ｆｃ）または前記第１および第２周波数の周波数差（ｆｉ−ｆｃ）を保持するように前記少なくとも１つの磁気抵抗センサ（１）によって検出された前記応答信号をフィルタリングするステップと、
   をさらに含むことを特徴とする、渦電流による金属物の欠陥の非破壊評価方法。
2. 前記フィルタリングステップは、前記金属物（２）の欠陥に関する渦電流情報を抽出するべく前記応答信号を処理するよりも前に、前記第１および第２周波数の周波数差（ｆｉ−ｆｃ）を保持するように前記少なくとも１つの磁気抵抗センサ（１）によって検出された前記応答信号をフィルタリングすることを含む、請求項１に記載の方法。
3. １００ｋＨｚよりも高い単一の第１周波数（ｆ１）で前記交流電磁場を発生させる、請求項２に記載の方法。
4. 増幅電圧を得るために前記磁気抵抗センサ（１）の第１端子と第２端子との間の電圧を増幅するステップと、
   ミキシングおよびフィルタリング装置の信号入力に前記増幅電圧を送るステップと、
   渦電流試験方法の通常の出力信号として出力が処理される同ミキシングおよびフィルタリング装置の参照入力に印加される生成参照信号（ｆ１−ｆｃ）を得るために、前記第２周波数ｆｃの周波数参照信号と前記第１周波数ｆ１の周波数参照信号を乗算器でミキシングするステップと、
   を含む、請求項３に記載の方法。
5. 前記少なくとも１つの磁気抵抗センサ（１）は、発生した前記交流電磁場に垂直に置かれた検出軸を有する、請求項１〜４のいずれか１項に記載の方法。
6. 前記少なくとも１つの磁気抵抗センサ（１）は、発生した前記交流電磁場に平行に置かれた検出軸を有する、請求項１〜４のいずれか１項に記載の方法。
7. その場復調器として用いられるとともに、欠陥による渦電流の変化に基づく戻り電磁場の相違成分を検出しうるセンサアレー（１ａ，１ｂ，１ｃ）で前記応答信号が検出される、請求項１〜４のいずれか１項に記載の方法。
8. それぞれが前記第２周波数ｆｃとは異なる１組の異なる第１周波数（ｆ１，ｆ２）で、前記金属物（２）の近傍において、前記少なくとも１つの交流電磁場を発生させる、請求項１に記載の方法。
9. 前記フィルタリングステップは、欠陥による渦電流の変化によって生成された有効信号を与える単純復調信号として前記応答信号を処理するよりも前に、前記第１および第２周波数の周波数差（ｆ１−ｆｃ，ｆ２−ｆｃ）を保持するように前記少なくとも１つの磁気抵抗センサ（１）によって検出された前記応答信号をフィルタリングすることを含む、請求項８に記載の方法。
10. 前記少なくとも１つの磁気抵抗センサ（１）が非線形挙動を示すものであり、
    前記金属物（２）の欠陥に関する渦電流情報を抽出するべく前記応答信号を処理するよりも前に、前記第１周波数と前記第２周波数のｎ倍（ｎは整数）との前記周波数和（ｆｉ＋ｎｆｃ）または前記第１周波数と前記第２周波数のｎ倍との前記周波数差（ｆｉ−ｎｆｃ）を保持するように前記少なくとも１つの磁気抵抗センサ（１）によって検出された前記応答信号がフィルタリングされる、請求項１〜９のいずれか１項に記載の方法。
11. 金属物（２）の近傍において少なくとも１つの交流電磁場を少なくとも１つの第１周波数ｆｉで発生させる少なくとも１つの電界エミッタ（３）と、
    前記交流電磁場によって前記金属物（２）に誘発された渦電流で再発生する戻り電磁場によって構成された応答信号を検出する少なくとも１つの磁気抵抗センサ（１）と、
    前記少なくとも１つの磁気抵抗センサ（１）がその場変調器の役割を果たすように、前記第１周波数ｆｉとは異なる第２周波数ｆｃの電流によって前記少なくとも１つの磁気抵抗センサ（１）を駆動する駆動手段（２３０；２３）と、
    前記磁気抵抗センサ（１）の端子間の応答信号を検出する検出手段と、
    前記第１および第２周波数の周波数和（ｆｉ＋ｆｃ）または前記第１および第２周波数の周波数差（ｆｉ−ｆｃ）を保持するように前記少なくとも１つの磁気抵抗センサ（１）によって検出された前記応答信号をフィルタリングするフィルタリング手段と、
    前記フィルタリングされた応答信号を処理し、前記金属物（２）の欠陥に関する渦電流情報を抽出する処理手段と、
    を備えた、渦電流による金属物の欠陥の非破壊評価装置。
12. 前記検出手段は、増幅手段（２５）と、前記少なくとも１つの第１周波数ｆｉおよび前記第２周波数ｆｃで参照信号を検出する手段と、前記少なくとも１つの第１周波数ｆｉと前記第２周波数ｆｃとをミキシングする乗算手段（２６）と、前記第１および第２周波数の周波数和（ｆｉ＋ｆｃ）または前記第１および第２周波数の周波数差（ｆｉ−ｆｃ）を検出する少なくとも１つのロックインアンプ（２８）とを含む、請求項１１に記載の装置。
13. 前記磁気抵抗センサ（１）が、電圧測定のための複数の接点を含む、請求項１１または１２に記載の装置。
14. 前記磁気抵抗センサ（１）が、センサアレーを含む、請求項１１または１２に記載の装置。
15. 前記磁気抵抗センサ（１）が、ホール効果センサである、請求項１１〜１４のいずれか１項に記載の装置。
16. 前記磁気抵抗センサ（１）が、異方性磁気抵抗センサ（ＡＭＲ）、巨大磁気抵抗センサ（ＧＭＲ）、巨大磁気インピーダンスセンサ（ＧＭＩ）またはトンネル磁気抵抗センサ（ＴＭＲ）である、請求項１１〜１４のいずれか１項に記載の装置。
17. 前記少なくとも１つの電界エミッタ（３）が、平面コイルである、請求項１１〜１６のいずれか１項に記載の装置。
18. 前記磁気抵抗センサ（１）が、極薄シリコン基板（８５）上に作られている、請求項１１〜１７のいずれか１項に記載の装置。
19. 前記磁気抵抗センサ（１）が、勾配付き基板（９４）上に作られている、請求項１１〜１７のいずれか１項に記載の装置。
20. 前記磁気抵抗センサ（１）が、フレキシブル基板（１０３）上に作られている、請求項１１〜１７のいずれか１項に記載の装置。
21. 前記磁気抵抗センサ（１）が、ヨーク形状を有し、前記ヨークの長さ（Ｌ）および前記ヨークの水平アームの長さ（ｌ）が、それぞれ、少なくとも前記ヨークの幅（ｗ）の３倍であり、前記ヨークの幅（ｗ）が２μｍ〜１２μｍである、請求項１６に記載の装置。

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