JP2020085574A - 検波回路 - Google Patents

Abstract

【課題】従来と比較して小型化、低コスト化が可能な検波回路を提供する。【解決手段】検波回路１Ａは、ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃをハーフブリッジ接続した受信部１３と、信号生成部１８ｂと、ローパスフィルタ１８ａと、を備える。ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃのピン層の磁化方向は、互いに平行かつ反対向きである。受信部１３は、空間を伝搬する磁界ＨINを受信する。信号生成部１８ｂは、振幅情報を取り出したい周波数の交番電圧ＶEXTを受信部１３に入力する。受信部１３の出力電圧は、ローパスフィルタ１８ａに通されて高周波成分が除去される。ローパスフィルタ１８ａの出力電圧Ｖoutは、磁界ＨINを同期検波したものとなる。【選択図】図１

Description

本発明は、磁界信号を検波する検波回路に関する。

従来より、軟磁性体歯車等の移動体の位置検出（回転検出）に、磁気検出装置が用いられている。下記特許文献１の磁気検出装置は、移動体に交番磁界を印加し、移動体の相対移動による磁界変化を磁気センサで検出する構成である。

再公表特許WO2017/073280号公報

特許文献１の磁気検出装置は、磁気センサの出力信号を同期検波する同期検波部を有する。同期検波では、一般に、検波用の信号と検波対象信号とを乗算器で乗算し、ローパスフィルタで高周波成分を除去する。乗算器は回路規模が大きいため、検波回路の小型化や低コスト化が困難であった。

本発明はこうした状況を認識してなされたものであり、その目的は、従来と比較して小型化、低コスト化が可能な検波回路を提供することにある。

本発明のある態様は、検波回路である。この検波回路は、
少なくとも１つの磁気感応素子を含む受信部と、
前記受信部を構成する磁気感応素子に所定周波数の交番電圧を印加する電圧印加部と、
前記受信部の出力信号を通すローパスフィルタと、を備える。

前記受信部は、ブリッジ接続された複数の磁気感応素子からなるブリッジ回路を含んでもよい。

前記受信部は、前記ブリッジ回路の出力電圧が入力される差動増幅器を有してもよい。

前記差動増幅器から電流を供給され、前記ブリッジ回路を磁気平衡状態にする負帰還磁界を発生する磁界発生導体と、
前記差動増幅器から前記磁界発生導体に供給される電流を電圧に変換して前記ローパスフィルタに出力する電流電圧変換手段と、を備えてもよい。

なお、以上の構成要素の任意の組合せ、本発明の表現を方法やシステムなどの間で変換したものもまた、本発明の態様として有効である。

本発明によれば、従来と比較して小型化、低コスト化が可能な検波回路を提供することができる。

本発明の実施の形態１に係る検波回路１Ａの回路図。 検波回路１Ａの受信部１３に１ｋＨｚの矩形波（方形波）の磁界が印加された場合において、信号生成部１８ｂから１ｋＨｚ、２ｋＨｚ、３ｋＨｚ、４ｋＨｚ、５ｋＨｚ、６ｋＨｚの正弦波電圧を受信部１３に印加した各場合における、センサ出力電圧Ｖoutのシミュレーションによる波形図。 信号生成部１８ｂから１ｋＨｚの正弦波電圧を受信部１３に印加した場合のセンサ出力電圧Ｖoutの強度を基準（１００％）として、図２に示す各場合のセンサ出力電圧Ｖoutの強度を示した棒グラフ。 比較例１に係る検波回路の回路図。 本発明の実施の形態２に係る検波回路１Ｂの回路図。 比較例２に係る検波回路の回路図。 本発明の実施の形態３に係る検波回路１Ｃの回路図。 比較例３に係る検波回路の回路図。

以下、図面を参照しながら本発明の好適な実施の形態を詳述する。なお、各図面に示される同一または同等の構成要素、部材等には同一の符号を付し、適宜重複した説明は省略する。また、実施の形態は発明を限定するものではなく例示であり、実施の形態に記述されるすべての特徴やその組み合わせは必ずしも発明の本質的なものであるとは限らない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１に係る検波回路１Ａの回路図である。検波回路１Ａは、同期検波を行う回路であって、受信部１３と、ローパスフィルタ１８ａと、電圧印加部としての信号生成部１８ｂと、を備える。受信部１３は、磁気感応素子としてのＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃ（ＧＭＲ：Giant Magneto Resistive effect）をハーフブリッジ接続したＧＭＲ素子ハーフブリッジ回路を有する。ＧＭＲ素子１５ａの一端は、信号生成部１８ｂの出力端子に接続される。ＧＭＲ素子１５ａの他端は、ＧＭＲ素子１５ｃの一端に接続される。ＧＭＲ素子１５ｃの他端は、固定電圧端子としてのグランドに接続される。

ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃの相互接続点は、ローパスフィルタ１８ａの入力端子に接続される。ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃのピン層（固定層）の磁化方向は、互いに平行かつ反対向きである。図示は省略したが、信号生成部１８ｂの出力する交番電圧の位相を調整してＧＭＲ素子ハーフブリッジ回路に入力する位相調整手段を設け、ＧＭＲ素子ハーフブリッジ回路への入力磁界Ｈ_INの位相（すなわちＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃの抵抗値変化の位相）と、ＧＭＲ素子ハーフブリッジ回路に印加される電圧の位相と、を合わせるようにしてもよい。

受信部１３は、空間を伝搬する磁界Ｈ_INを受信する。磁界Ｈ_INは、矩形波であってもよいし、振幅変調波（ＡＭ波）でもよい。信号生成部１８ｂは、振幅情報を取り出したい周波数の交番電圧Ｖ_EXTを受信部１３に入力する（動作電圧として供給する）。受信部１３の出力電圧（ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃの相互接続点の電圧）は、ローパスフィルタ１８ａに通されて高周波成分が除去される。ローパスフィルタ１８ａの出力端子の電圧が、センサ出力電圧Ｖoutとなる。センサ出力電圧Ｖoutは、後述のように、受信部１３に印加される磁界信号を同期検波したものとなる。センサ出力電圧Ｖoutを２値に変換する増幅器を設けてもよい。

図２は、検波回路１Ａの受信部１３（ＧＭＲ素子ハーフブリッジ回路）に１ｋＨｚの矩形波（方形波）の磁界が印加された場合において、信号生成部１８ｂから１ｋＨｚ、２ｋＨｚ、３ｋＨｚ、４ｋＨｚ、５ｋＨｚ、６ｋＨｚの正弦波電圧を参照信号として受信部１３に印加した各場合における、センサ出力電圧Ｖoutのシミュレーションによる波形図である。図３は、信号生成部１８ｂから１ｋＨｚの正弦波電圧を受信部１３に印加した場合のセンサ出力電圧Ｖoutの強度を基準（１００％）として、図２に示す各場合のセンサ出力電圧Ｖoutの強度を示した棒グラフである。

１ｋＨｚの矩形波は、基本波となる１ｋＨｚの正弦波の他に、３次、５次、・・・の奇数次の高調波成分（３ｋＨｚ、５ｋＨｚ、・・・の成分）を含み、２次、４次、・・・の偶数次の高調波成分（２ｋＨｚ、４ｋＨｚ、・・・の成分）は含まない。３次成分は基本波成分の１／３であり、５次成分は基本波成分の１／５である。Ｎを正の奇数とすれば、Ｎ次成分は基本波成分の１／Ｎである。

図２及び図３に示す結果は、２次、４次、６次の高調波成分（２ｋＨｚ、４ｋＨｚ、６ｋＨｚの成分）が若干あるものの、３次の高調波成分（３ｋＨｚの成分）が基本波成分である１ｋＨｚの成分の３２％（≒１／３）の強度、５次の高調波成分（５ｋＨｚの成分）が基本波成分である１ｋＨｚの成分の１９％（≒１／５）の強度という結果であった。この結果から、検波回路１Ａにより、１ｋＨｚの矩形波から１ｋＨｚ、３ｋＨｚ、５ｋＨｚの各成分（振幅情報）をセンサ出力電圧Ｖoutとして得られること、すなわち同期検波が可能であることが確認できた。

図４は、比較例１に係る検波回路の回路図である。図４の回路は、図１に示した実施の形態１のものと比較して、ＧＭＲ素子ハーフブリッジ回路への入力電圧が信号生成部１８ｂの出力電圧Ｖ_EXTから電源電圧Ｖccに替わった点と、ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃの相互接続点とローパスフィルタ１８ａの入力端子との間に乗算器１８ｃが追加された点と、信号生成部１８ｂの出力電圧Ｖ_EXTが乗算器１８ｃに入力される点で相違し、その他の点で一致する。

以下、図１及び図４の各回路において、ＧＭＲ素子ハーフブリッジ回路への入力磁界をＨ_IN、ＧＭＲ素子１５ａの抵抗値をＲ_MR+、ＧＭＲ素子１５ｃの抵抗値をＲ_MR-、ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃの相互接続点の電圧をＶa、信号生成部１８ｂの出力電圧をＶ_EXT、乗算器１８ｃの出力電圧をＶ_MULTI（図４のみ）、ローパスフィルタ１８ａの出力電圧をＶoutとする。

図１に示す実施の形態１の検波回路１Ａでは、図４に示す比較例１の検波回路における乗算器１８ｃが存在しない。しかし、図１に示す検波回路１ＡにおけるＧＭＲ素子ハーフブリッジ回路の出力電圧（ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃの相互接続点の電圧）Ｖaは、Ｈ_IN×Ｖ_EXTに比例する演算結果、すなわち図４に示す比較例１の検波回路における乗算器１８ｃの出力電圧と同等の電圧信号（同期検波の過程における乗算済みの電圧信号）となる。これは、ＧＭＲ素子ハーフブリッジ回路への入力電圧を、信号生成部１８ｂの出力電圧Ｖ_EXTとしたことによる。

ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃの無磁界時の抵抗値をＲ₀、磁界による抵抗値の変化量をΔｒとすると、
Ｒ_MR+＝Ｒ₀＋Δｒ 式１
Ｒ_MR-＝Ｒ₀−Δｒ 式２
と表される。Δｒは、ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃに印加される磁界Ｈ_INによって変化し、
Δｒ＝Ａ_MRＨ_IN 式３
と表される。Ａ_MRは、ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃの抵抗変化率によって決まる定数である。

図４に示す比較例１の検波回路では、ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃの相互接続点の電圧Ｖaは、

となる。乗算器１８ｃの出力電圧Ｖ_MULTIは、
Ｖ_MULTI＝Ｖa×Ｖ_EXT 式５
で表される。式４より、

となる。さらに、式３より、

となる。

図１に示す実施の形態１の回路では、ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃの相互接続点の電圧Ｖaは、

となる。式３及び式８より、

となる。

このように、図１に示す検波回路１ＡにおけるＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃの相互接続点の電圧Ｖa（式９）は、図４に示す比較例１の検波回路における乗算器１８ｃの出力電圧Ｖ_MULTI（式７）と比例する。よって、図１に示す検波回路１Ａでは、ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃの相互接続点の電圧Ｖaをローパスフィルタ１８ａに通した後の信号（センサ出力電圧Ｖout）は、ＧＭＲ素子ハーフブリッジ回路に印加される磁界信号Ｈ_INを同期検波した結果の信号となる。すなわち、図１に示す検波回路１Ａは、図４に示す比較例１と異なり乗算器１８ｃを有さないにもかかわらず、ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃの相互接続点の電圧Ｖaとして乗算済みの信号が得られることから、乗算器１８ｃを有さずに同期検波が可能である。

以下、Ｈ_IN及びＶ_EXTの時間変化を考慮して、
Ｈ_IN＝Ｈ_IN・sin（ωt＋θ） 式１０
Ｖ_EXT＝Ｖ_EXT・sin（ωt） 式１１
とする。位相調整によりθ＝０とすると、図１に示す検波回路１Ａにおいて、式９〜式１１より、

となる。式１２の導出過程において、下記式１３に示す三角関数の公式、

を利用した。ローパスフィルタ１８ａの出力電圧Ｖoutは、式１２のＶaから低周波成分を取り出したものであり、

となる。このＶoutが検波後の信号強度出力となる。

本実施の形態によれば、信号生成部１８ｂの出力する交番電圧Ｖ_EXTをＧＭＲ素子ハーフブリッジ回路に動作電圧として供給するため、ＧＭＲ素子ハーフブリッジ回路の出力電圧Ｖaは乗算済みの信号（Ｈ_IN×Ｖ_EXTに比例する電圧）となる。このため、乗算のための専用回路（例えば図４に示す比較例１の検波回路の乗算器１８ｃ）を設けずに、ＧＭＲ素子ハーフブリッジ回路に印加される磁界信号の同期検波が可能となる。よって、本実施の形態の検波回路１Ａは、乗算のための専用回路が不要な分、小型かつ低コストなものとなる。

（実施の形態２）
図５は、本発明の実施の形態２に係る検波回路１Ｂの回路図である。以下、図１に示した実施の形態１の検波回路１Ａとの相違点を中心に説明する。検波回路１Ｂにおいて、受信部１３は、ＧＭＲ素子１５ａ〜１５ｄをフルブリッジ接続したＧＭＲ素子フルブリッジ回路を有する。検波回路１Ｂは、ＧＭＲ素子フルブリッジ回路とローパスフィルタ１８ａとの間に、オペアンプ等の差動増幅器１７を有する。

ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｂのピン層の磁化方向は、互いに平行かつ反対向きである。ＧＭＲ素子１５ｂ、１５ｄのピン層の磁化方向は、互いに平行かつ反対向きである。ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｂの相互接続点は、信号生成部１８ｂの出力端子に接続される。ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｃの相互接続点は、差動増幅器１７の反転入力端子に接続される。ＧＭＲ素子１５ｂ、１５ｄの相互接続点は、差動増幅器１７の非反転入力端子に接続される。ＧＭＲ素子１５ｃ、１５ｄの相互接続点はグランドに接続される。

差動増幅器１７は、電源電圧Ｖcc、−Ｖccの供給を受けて動作する。差動増幅器１７の出力端子は、ローパスフィルタ１８ａの入力端子に接続される。差動増幅器１７の出力端子とグランドとの間に、抵抗１９が接続される。抵抗１９は、グランドに対する差動増幅器１７の出力端子の電圧を確実に決めるために設けられるが、不要であれば省略してもよい。ＧＭＲ素子１５ａ〜１５ｄの出力電圧は、差動増幅器１７によって増幅され、ローパスフィルタ１８ａに入力される。ローパスフィルタ１８ａは、差動増幅器１７の出力信号の高周波成分を除去する。検波回路１Ｂの回路構成のその他の点は、実施の形態１の検波回路１Ａと同様である。

図６は、比較例２に係る検波回路の回路図である。図６の回路は、図５に示した実施の形態２のものと比較して、ＧＭＲ素子フルブリッジ回路への入力電圧が信号生成部１８ｂの出力電圧Ｖ_EXTから電源電圧Ｖccに替わった点と、差動増幅器１７の出力端子とローパスフィルタ１８ａの入力端子との間に乗算器１８ｃが追加された点と、信号生成部１８ｂの出力電圧Ｖ_EXTが乗算器１８ｃに入力される点で相違し、その他の点で一致する。

以下、図５及び図６の各回路において、ＧＭＲ素子フルブリッジ回路への入力磁界をＨ_IN、ＧＭＲ素子１５ａ、１５ｄの抵抗値をＲ_MR+、ＧＭＲ素子１５ｂ、１５ｃの抵抗値をＲ_MR-、差動増幅器１７の反転入力端子の電圧をＶa、非反転入力端子の電圧をＶb、差動増幅器１７の出力端子の電圧をＶdiff、信号生成部１８ｂの出力電圧をＶ_EXT、コイル１２に流れる電流をＩ_EXT、乗算器１８ｃの出力電圧をＶ_MULTI（図６のみ）、ローパスフィルタ１８ａの出力電圧をＶoutとする。前述の式１〜式３は、図５及び図６の各回路においても共通である。

図６に示す比較例２の検波回路では、差動増幅器１７の反転入力端子の電圧Ｖa、非反転入力端子の電圧Ｖbは、

となる。差動増幅器１７の出力電圧Ｖdiffは、
Ｖdiff＝Ａdiff（Ｖａ−Ｖｂ） 式１７
と表される。Ａdiffは、差動増幅器１７のゲイン（定数）である。式１５〜式１７より、

となる。乗算器１８ｃの出力電圧Ｖ_MULTIは、
Ｖ_MULTI＝Ｖdiff×Ｖ_EXT 式１９
で表される。式１８より、

となる。さらに、式３より、

となる。

図５に示す実施の形態２の検波回路１Ｂでは、差動増幅器１７の反転入力端子の電圧Ｖa、非反転入力端子の電圧Ｖbは、

となる。差動増幅器１７の出力電圧Ｖdiffは、式１７、式２２、式２３より、

となる。さらに、式３より、

となる。

このように、図５に示す検波回路１Ｂにおける差動増幅器１７の出力電圧Ｖdiff（式２５）は、図６に示す比較例２の検波回路における乗算器１８ｃの出力電圧Ｖ_MULTI（式２１）と比例する。よって、図５に示す検波回路１Ｂでは、差動増幅器１７の出力電圧Ｖdiffをローパスフィルタ１８ａに通した後の信号（センサ出力電圧Ｖout）は、ＧＭＲ素子フルブリッジ回路に印加される磁界信号を同期検波した結果の信号となる。すなわち、図５に示す検波回路１Ｂは、図６に示す比較例２と異なり乗算器１８ｃを有さないにもかかわらず、差動増幅器１７の出力電圧Ｖdiffとして乗算済みの信号が得られることから、乗算器１８ｃを有さずに同期検波が可能である。

実施の形態１と同様に、Ｈ_IN及びＶ_EXTの時間変化を考慮して、Ｈ_IN＝Ｈ_IN・sin（ωt＋θ）（式１０）、Ｖ_EXT＝Ｖ_EXT・sin（ωt）（式１１）として計算すると、

となる。このＶoutが検波後の信号強度出力となる。

本実施の形態によれば、信号生成部１８ｂの出力する交番電圧Ｖ_EXTをＧＭＲ素子フルブリッジ回路に動作電圧として供給するため、ＧＭＲ素子フルブリッジ回路の出力電圧（Ｖa−Ｖb）は乗算済みの信号（Ｈ_IN×Ｖ_EXTに比例する電圧）となる。このため、乗算のための専用回路（例えば図６に示す比較例２の検波回路の乗算器１８ｃ）を設けずに、ＧＭＲ素子フルブリッジ回路に印加される磁界信号の同期検波が可能となる。よって、本実施の形態の検波回路１Ｂは、乗算のための専用回路が不要な分、小型かつ低コストなものとなる。

（実施の形態３）
図７は、本発明の実施の形態３に係る検波回路１Ｃの回路図である。以下、図５に示した実施の形態２の検波回路１Ｂとの相違点を中心に説明する。検波回路１Ｃは、差動増幅器１７の出力端子とローパスフィルタ１８ａの入力端子との間に、磁界発生導体としてのコイル１２を有する。コイル１２の一端は、差動増幅器１７の出力端子に接続される。コイル１２の他端は、ローパスフィルタ１８ａの入力端子に接続される。

コイル１２は、差動増幅器１７の出力電流が流れることにより、受信部１３を磁気平衡状態にする負帰還磁界を発生する。磁気平衡状態は、ＧＭＲ素子１５ａ〜１５ｄの位置における磁界の感磁方向成分が所定値（例えばゼロ）の状態である。抵抗１９は、本実施の形態ではコイル１２に流れる電流を電圧に変換する電流電圧変換手段であって、コイル１２の他端とグランドとの間に設けられる。検波回路１Ｃでは、受信部１３を磁気平衡状態とするためにコイル１２に流れる電流（負帰還電流Ｉ_FB）を利用して、入力磁界Ｈ_INを検波する。すなわち、実施の形態１及び２の検波回路１Ａ、１Ｂでは入力磁界Ｈ_INの検出方式が磁気比例式であるのに対し、本実施の形態の検波回路１Ｃでは入力磁界Ｈ_INの検出方式が磁気平衡式である。

検波回路１Ｃにおいて、負帰還電流Ｉ_FBは、入力磁界Ｈ_IN及びＧＭＲ素子フルブリッジ回路への入力電圧Ｖ_EXTの積と一対一でリニアに対応し、
Ｉ_FB＝α×Ｈ_IN×Ｖ_EXT 式２８
の関係が成り立つ。αは、差動増幅器１７のゲインやコイル１２とＧＭＲ素子フルブリッジ回路との磁気結合度によって決まる定数である。ローパスフィルタ１８ａへの入力電圧Ｖdiffは、抵抗１９の抵抗値Ｒsを用いて、
Ｖdiff＝Ｒs×Ｉ_FB
＝Ｒs×α×Ｈ_IN×Ｖ_EXT 式２９
となり、実施の形態２の検波回路１Ｂにおける上記式２５と比例する値となる。

図８は、比較例３に係る検波回路の回路図である。図８の回路は、図７に示した実施の形態３のものと比較して、ＧＭＲ素子フルブリッジ回路への入力電圧が信号生成部１８ｂの出力電圧Ｖ_EXTから電源電圧Ｖccに替わった点と、コイル１２とローパスフィルタ１８ａの入力端子との間に乗算器１８ｃが追加された点と、信号生成部１８ｂの出力電圧Ｖ_EXTが乗算器１８ｃに入力される点で相違し、その他の点で一致する。

比較例３の検波回路では、
Ｉ_FB＝α×Ｈ_IN×Ｖcc 式３０
Ｖdiff＝Ｒs×Ｉ_FB
＝Ｒs×α×Ｈ_IN×Ｖcc 式３１
Ｖ_MULTI＝Ｖdiff×Ｖ_EXT
＝Ｒs×α×Ｈ_IN×Ｖcc×Ｖ_EXT 式３２
である。

本実施の形態によれば、信号生成部１８ｂの出力する交番電圧Ｖ_EXTをＧＭＲ素子フルブリッジ回路に動作電圧として供給するため、差動増幅器１７の出力電圧Ｖdiff（式２９）が、図８に示す比較例３の検波回路における乗算器１８ｃの出力電圧Ｖ_MULTI（式３２）と比例する。よって、図７に示す検波回路１Ｃでは、差動増幅器１７の出力電圧Ｖdiffをローパスフィルタ１８ａに通した後の信号（センサ出力電圧Ｖout）は、ＧＭＲ素子フルブリッジ回路に印加される磁界信号を同期検波した結果の信号となる。すなわち、図７に示す検波回路１Ｃは、図８に示す比較例３と異なり乗算器１８ｃを有さないにもかかわらず、差動増幅器１７の出力電圧Ｖdiffとして乗算済みの信号が得られることから、乗算器１８ｃを有さずに同期検波が可能である。したがって、本実施の形態の検波回路１Ｃは、乗算のための専用回路が不要な分、小型かつ低コストなものとなる。

以上、実施の形態を例に本発明を説明したが、実施の形態の各構成要素や各処理プロセスには請求項に記載の範囲で種々の変形が可能であることは当業者に理解されるところである。以下、変形例について触れる。

受信部１３は、１つのＧＭＲ素子と１つの固定抵抗とがハーフブリッジ接続されたものであってもよい。受信部１３が実施の形態１のようなＧＭＲ素子ハーフブリッジ回路である場合においても、入力磁界Ｈ_INの検出方式を磁気平衡式としてもよい。磁気感応素子は、ＧＭＲ素子等の磁気抵抗効果素子に限定されず、ホール素子等の他の種類のものであってもよい。

１Ａ〜１Ｃ 検波回路、１３ 受信部、１５ａ〜１５ｄ ＧＭＲ素子（磁気抵抗効果素子）、１７ 差動増幅器、１８ａ ローパスフィルタ、１８ｂ 信号生成部（電圧印加部）、１８ｃ 乗算器、１９ 抵抗

Claims (4)

1. 少なくとも１つの磁気感応素子を含む受信部と、
   前記受信部を構成する磁気感応素子に所定周波数の交番電圧を印加する電圧印加部と、
   前記受信部の出力信号を通すローパスフィルタと、を備える、検波回路。
2. 前記受信部は、ブリッジ接続された複数の磁気感応素子からなるブリッジ回路を含む、請求項１に記載の検波回路。
3. 前記受信部は、前記ブリッジ回路の出力電圧が入力される差動増幅器を有する、請求項２に記載の検波回路。
4. 前記差動増幅器から電流を供給され、前記ブリッジ回路を磁気平衡状態にする負帰還磁界を発生する磁界発生導体と、
   前記差動増幅器から前記磁界発生導体に供給される電流を電圧に変換して前記ローパスフィルタに出力する電流電圧変換手段と、を備える、請求項３に記載の検波回路。

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