JP6196793B2 - ミリ波帯スペクトラム解析装置 - Google Patents

Description

本発明は、ミリ波帯の信号のスペクトラム解析を、正確に行なえるようにするための技術に関する。

信号のスペクトラム解析を広帯域に行なうスペクトラムアナライザは、一般的に、ヘテロダイン型のフロントエンドのローカル周波数を連続的に掃引して、入力信号に含まれる各周波数成分を中間周波数帯に変換し、その信号レベルを検出している。

近年の情報化社会の発展とともに、各種通信で用いられる情報量は増大し、従来使用されたマイクロ波帯での周波数資源が不足している。

そのため、各種アプリケーションは年々高い周波数領域へと移行し、それらアプリケーションの評価に用いられる測定器（スペクトラム解析装置）に要求される解析周波数もマイクロ波帯からミリ波帯へと移行してきている。

現状市販されているスペクトラム解析装置（スペクトラムアナライザ）には、イメージ信号の発生による測定誤差を回避するため、フロントエンドにＹＴＦ（ＹＩＧ Ｔｕｎｅｄ Ｆｉｌｔｅｒ）が使用されているが、そのＹＴＦの動作周波数の上限は６０ＧＨｚ程度であり、それを越える周波数を解析するには、ＹＴＦは使用されていない。

また、スペクトラムアナライザ単体で測定できる上限周波数（例えば６０ＧＨｚ）を越える（１００ＧＨｚを越えるような）周波数の信号を解析する場合には、スペクトラムアナライザの外部にミキサを使用し、測定するのが一般的である。通常それらは、主としてハーモニックミキサが使用される。

このようなＹＴＦの動作周波数の上限を越える周波数を測定するための周波数変換技術は、例えば以下の特許文献１、２に開示されている。

米国特許第７７４６０５２号明細書 米国特許第５７３６８４５号明細書

ハーモニックミキサを使用したハーモニックミキシング方式は、図２６に示すように、発振器１で例えば４０ＧＨｚ帯の信号Ｌａを発生させて高調波発生器２に入力し、その整数倍、即ち８０ＧＨｚ帯、１２０ＧＨｚ帯、１６０ＧＨｚ帯、…の高調波Ｌｈ２、Ｌｈ３、……を発生させてミキサ３に入力し、その所望次数の高調波数ＬｈＮで入力信号Ｓinを、中間周波数帯の信号Ｓifに変換する方式である（Ｌｈ１は４０ＧＨｚの基本波）。

しかしながら、上記のようなハーモニックミキシング方式をフロントエンドに用いたスペクトラムアナライザでは、ミキサ３に対して所望次数のローカル信号以外の多くの高調波成分と、入力信号に含まれる信号成分（ノイズ成分も含まれる）との周波数変換成分がミキサ３の出力側に重畳されて、ノイズフロアのレベルが上昇し、低レベル信号のスペクトラムを認識できなくなってしまう。

また、どのような周波数帯に信号成分があるかわからない入力信号のスペクトラムを観測しようとしても、多くの次数の高調波とのヘテロダイン成分（イメージ成分や２次、３次の相互変調成分）が生じてしまい、正しい観測は困難であった。

これらの点で、ミリ波帯のうち特に１００ＧＨｚを越える帯域のスペクトラム解析は、精度の点で十分とは言えなかった。

本発明は、この問題を解決し、１００ＧＨｚを越えるミリ波帯のスペクトラム解析を高精度に行なえるミリ波帯スペクトラム解析装置を提供することを目的としている。

前記目的を達成するために、本発明の請求項１記載のミリ波帯スペクトラム解析装置は、
ミリ波帯の第１の周波数帯の電磁波をＴＥ１０モードで一端から他端に伝搬させる導波管（２２〜２７、２２１、２２１Ａ、２２１Ｂ）によって形成される導波路（２１、２２２、２２３）と、該導波路の内部を塞ぐ状態で互いに間隔を開けて対向配置され、前記第１の周波数帯の電磁波の一部を透過させ、一部を反射させる特性をもつ平面型の一対の電波ハーフミラー（３０Ａ、３０Ｂ、２４０Ａ、２４０Ｂ）と、該一対の電波ハーフミラーの間隔を可変することで、該一対の電波ハーフミラーの間に形成される共振器の共振周波数を前記第１の周波数帯の範囲で変化させる共振周波数可変手段（４０、５２、２５０）とを有し、前記導波路の一端から入力される信号から前記共振周波数を通過中心周波数とする帯域の信号成分を抽出して他端側から出力するミリ波帯フィルタ（２０〜２０″、２２０）と、
前記ミリ波帯フィルタの出力信号を、周波数固定の第１のローカル信号のミキシングにより前記第１の周波数帯より低い第２の周波数帯に変換する周波数変換部（１００）と、
前記周波数変換部によって前記第２の周波数帯に変換された信号の各周波数成分を、周波数掃引可能な第２のローカル信号を用いて所定の中間周波数帯に変換して、前記各周波数成分のレベルを検出するスペクトラム検出部（１１０）と、
前記ミリ波帯フィルタの前記一対の電波ハーフミラーの間隔と共振周波数とを関係付けるデータを予め記憶し、前記第１の周波数帯のうちの所望の観測周波数範囲と周波数分解能が指定されたとき、前記データに基づいて、前記ミリ波帯フィルタの通過中心周波数を該ミリ波帯フィルタの通過帯域幅以下のステップで前記観測周波数範囲をカバーするように変化させるとともに、前記スペクトラム検出部の前記第２のローカル信号の周波数を掃引制御して、前記観測周波数範囲の信号のスペクトラム波形を前記周波数分解能で検出させる制御部（１２０）とを備えたミリ波帯スペクトラム解析装置において、
前記ミリ波帯フィルタには、
前記導波路の端と、前記一対の電波ハーフミラーとの間に、前記第１の周波数帯の下限がカットオフ周波数となるように、前記導波路の口径より小さい口径に形成されたハイパスフィルタ（２３０）が形成され、
該ハイパスフィルタの内壁に、所定の深さで周回するように形成された溝（２３６）からなり、前記第１の周波数帯の上限を超える周波数帯の成分を減衰させるバンドリジェクションフィルタ（２３５）が形成されていることを特徴とする。

また、本発明の請求項２のミリ波帯スペクトラム解析装置は、請求項１記載のミリ波帯スペクトラム解析装置において、
前記ミリ波帯フィルタは、
一方が他方に内挿された状態で摺動自在に連結された２つの導波管（２２１Ａ、２２１Ｂ）を有し、該２つの導波管のうちの内側の導波管の先端部に前記電波ハーフミラーの一方が固定され、外側の導波管の中間部に前記電波ハーフミラーの他方が固定され、前記内側の導波管と外側の導波管の一方を固定、他方を移動させることで、前記一対の電波ハーフミラーの間隔を可変させる構造を有し、
前記内側の導波管と外側の導波管のうち、移動させる方の導波管の導波路内に、前記ハイパスフィルタを形成したことを特徴とする。

また、本発明の請求項３のミリ波帯スペクトラム解析装置は、請求項１または請求項２記載のミリ波帯スペクトラム解析装置において、
前記ミリ波帯フィルタの前記共振周波数可変手段は、
前記一対の電波ハーフミラーの間隔を、ステッピングモータを駆動源とする駆動装置で可変させる構造を有し、
前記制御部は、前記一対の電波ハーフミラーの間隔が所定値となる状態を基準として、共振周波数と前記ステッピングモータへの駆動パルス数とを関係付けるデータに基づいて、前記ミリ波帯フィルタの通過中心周波数を変化させることを特徴とする。

このように、本発明では、ミリ波帯の第１の周波数帯に含まれる信号成分のうち、導波路内に１対の電波ハーフミラーを対向配置して共振作用を示すミリ波帯フィルタで選択された信号成分のみが周波数固定の第１のローカル信号とのミキシングにより第２の周波数帯に変換され、その変換された信号成分が周波数掃引される第２のローカル信号とのミキシングにより所定の中間周波数帯に変換されてそのレベル検出がなされる。

上記構造のミリ帯フィルタは、１００ＧＨｚを越える周波数領域で高い選択特性を有し、電波ハーフミラーの間の電気長の可変によりその通過中心周波数を可変できる。

このため、最初のミキシング処理では、ミリ波帯フィルタにより狭帯域に選択された信号成分と単一周波数の第１のローカル信号とのミキシングにより第２の周波数帯への周波数変換処理がなされることになり、周波数変換処理された信号は、入力信号からのもので他のミキシングモードからのもの（イメージ応答や不要な高調波信号の応答）でない信号を得ることができる。

したがって、スペクトラムの分布が未知の信号であってもイメージや相互変調等によるスプリアス発生が少ないため、１００ＧＨｚを越えるミリ波帯で正確なスペクトラム解析が行なえる。

また、ミキサに大きなレベルの信号と小さなレベルの信号が混在して入力することを防ぐことができるため、ミキサに起因する入力信号の高調波歪みを防止でき、ダイナミックレンジの向上も期待できる。

本発明の実施形態の構成図 ミリ波帯フィルタの駆動パルス数と通過中心周波数との関係を示す図 ミリ波帯フィルタの通過中心周波数と第２のローカル信号の周波数の可変制御の例（第１の制御モード）を示す図 ミリ波帯フィルタの通過中心周波数と第２のローカル信号の周波数の可変制御の例（第２の制御モード）を示す図 ミリ波帯フィルタが無い場合の観測スペクトラムの例を示す図 ミリ波帯フィルタがある場合の観測スペクトラムの例を示す図 ミリ波帯フィルタの基本構造図 フィルタの共振周波数を変化させるための構成を示す図 ２本の異径導波管を用いた構造例を示す図 ３本の導波管を用いた構造例を示す図 シミュレーションに用いた電波ハーフミラーの構造図 シミュレーションに用いた電波ハーフミラーの周波数特性図 導波管３本構造の異なるミラー間隔毎のフィルタの周波数特性図 導波管２本構造で電磁波漏出阻止用の溝を設けたフィルタの構造図 電磁波漏出阻止用の溝の有無によるフィルタ特性の違いを示すシミュレーション結果 電磁波漏出阻止用の溝の有無によるフィルタ特性の違いを示すシミュレーション結果 導波管２本構造で電磁波漏出阻止用の溝とエアダクトを設けたフィルタの構造図 導波管３本構造で電磁波漏出阻止用の溝を設けたフィルタの構造図 導波管３本構造で電磁波漏出阻止用の溝とエアダクトを設けたフィルタの構造図 間隔可変機構の駆動部の構造例を示す図 ハイパスフィルタとバンドリジェクションフィルタを設けたミリ波帯フィルタの基本構造を示す図 電波ハーフミラーの構造例を示す図 ハイパスフィルタのみを設けたときのフィルタ特性のシミュレーション結果 ハイパスフィルタとバンドリジェクションフィルタを設けたときのフィルタ特性のシミュレーション結果 共振周波数可変機構の一例を説明するための図 ハーモニックミキサの回路図

以下、図面に基づいて本発明の実施の形態を説明する。
図１は、本発明を適用したミリ波帯スペクトラム解析装置１０の構成を示している。

このミリ波帯スペクトラム解析装置１０は、ミリ波帯フィルタ２０、周波数変換部１００、スペクトラム検出部１１０、制御部１２０、操作部１３０、表示器１４０を有している。

ミリ波帯フィルタ２０は、１１０〜１４０ＧＨｚのミリ波帯の電磁波をＴＥ１０モードで伝搬させる口径（例えば標準口径２．０３２ｍｍ×１．０１６ｍｍ）の導波管型の導波路２１内に、その導波路２１を塞ぐようにして対向する電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂを配置して、その間隔ｄ（管内波長λｇの１／２に相当）で共振周波数（光速／２ｄに等しい）が決まる共振器を形成したものであり、入力端子１０ａから入力されたミリ波帯の信号Ｓinを、導波路の一端側に受け入れて他端側に伝播させ、間隔ｄをもって対向する一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂが形成する共振器の共振周波数に等しい通過中心周波数Ｆｃを中心として所定の通過帯域Ｆｗの信号成分を抽出して、他端側から出力する。なお、例えば間隔ｄを１．５ｍｍ、光速を３×１０^８ｍとすれば、共振周波数は、概算で、
３×１０^８／（３×１０^−３）＝１０^１１Ｈｚ＝１００ＧＨｚ
となる。

このミリ波帯フィルタ２０は、電波ハーフミラー間隔ｄを例えば、１．４ｍｍ〜０．９ｍｍの範囲で可変する間隔可変機構（スライド機構）を有しており、その可変機構の駆動源（例えばステッピングモータ）を制御信号で駆動することで、通過中心周波数Ｆｃを第１の周波数帯（例えば１１０〜１４０ＧＨｚ）内で可変できる。このミリ波帯フィルタ２０の具体的な構造等に関しては後述する。

ミリ波帯フィルタ２０の出力信号Ｓａは周波数変換部１００に入力される。周波数変換部１００は、ミリ波帯フィルタ２０の出力信号Ｓａを、周波数固定の第１のローカル信号Ｌ１のミキシングにより第１の周波数帯より低い第２の周波数帯に変換するものであり、アイソレータ１０１、ミキサ１０２、ローカル信号発生器１０３、ローパスフィルタ１０４により構成される。

アイソレータ１０１は、信号Ｓａをミキサ１０２に入力するとともに、ミキサ１０２側からミリ波帯フィルタ２０への反射成分を抑圧して、ミリ波帯フィルタ２０の共振動作に悪影響が出ないようにしている。

ローカル信号発生器１０３は、周波数固定（例えば１０５ＧＨｚ）の第１のローカル信号Ｌ１を出力する。この１００ＧＨｚを越える第１のローカル信号Ｌ１の生成は、例えば１５ＧＨｚの固定発振器の出力を逓倍器で７逓倍することで得られる。この逓倍処理では周波数が固定であるので、狭帯域の固定フィルタを用いて不要な次数の高調波を除去できる。この固定フィルタとして上記ミリ波帯フィルタ２０（あるいは以下に述べる各ミリ波帯フィルタ）で電波ハーフミラー間の共振周波数が１０５ＧＨｚとなる間隔に固定したものを用いることができる。このミリ波帯フィルタの通過帯域幅は数１００ＭＨｚであるから、１０ＧＨｚ以上離れた不要次数の高調波と所望次数の高調波とをほぼ完全に分離でき、ミキサ１０２に不要な高調波を与える心配がない。

ミキサ１０２は、第１の周波数帯（１１０〜１４０ＧＨｚ）の信号Ｓａと、第１のローカル信号Ｌ１（１０５ＧＨｚ）をミキシングしてその和と差の周波数成分を出力するが、そのうち、第２の周波数帯である差の周波数成分（５〜３５ＧＨｚ）がローパスフィルタ１０４で抽出される。なお、ミキサ１０２の特性が和成分の帯域（２１５ＧＨ以上）に応答しない場合、ローパスフィルタ１０４を省略しても、第２の周波帯の差の周波数成分（５〜３５ＧＨｚ）を出力させることができる。

周波数変換部１００で第２の周波数帯に変換された信号Ｓｂは、スペクトラム検出部１１０に入力される。スペクトラム検出部１１０は、信号Ｓｂに含まれる各周波数成分を、周波数掃引される第２のローカル信号Ｌ２を用いて所定中間周波数帯Ｆifに変換し、各周波数成分のレベルを検出する。

このスペクトラム検出部１１０の構成は、第２の周波数帯（例えば５〜３５ＧＨｚ）の信号のスペクトラム検出が高精度にできるものであれば任意であり、この帯域のスペクトラム解析が可能な既存のスペクトラムアナライザを用いることもできる。

ここでは最も簡単な例として、ミキサ１１１、ローカル信号発生器１１２、中間周波フィルタ１１３、レベル検出器１１４、Ｄ／Ａ変換器１１５、Ａ／Ｄ変換器１１６により構成されているものとする。

ミキサ１１１は、第２の周波数帯の信号Ｓｂを、ローカル信号発生器１１２から出力される第２のローカル信号Ｌ２によりミキシングし、その和と差の周波数成分を出力する。ここで、仮に中間周波数帯を４ＧＨｚとし、第２のローカル信号Ｌ２の周波数掃引範囲を９〜３９ＧＨｚとすれば、ミキサ１１１の出力のうち差の周波数成分を中心周波数４ＧＨｚの中間周波フィルタ１１３で抽出すればよい。なお、実際にはこの４ＧＨｚの信号を周波数固定のローカル信号でさらに低い中間周波数帯（数ＭＨｚ〜数１０ＭＨｚ）に変換して、狭帯域なフィルタを用いて周波数分解能を高くする必要があるが、ここでは最も単純化した構成で考える。

レベル検出器１１４は中間周波数帯に変換された信号を検波することで、信号レベルを電圧に変換して、Ａ／Ｄ変換器１１６に出力する。

一方、ローカル信号発生器１１２は、ＹＩＧを共振子として用いたＹＴＯを発振源とし、Ｄ／Ａ変換器１１５から入力される掃引制御信号の電圧に比例した電流でＹＴＯを駆動して、第２のローカル信号Ｌ２の周波数を掃引させる。

制御部１２０は、使用者が操作部１３０によって設定した観測周波数範囲や周波数分解能に応じて、ミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数の可変制御、スペクトラム検出部１１０のローカル信号の掃引制御、中間周波数帯の帯域幅（周波数分解能）制御等を行い、観測周波数範囲におけるスペクトラム波形のデータを取得し、その波形データを表示器１４０に表示させる。

ここで、前記したように、ミリ波帯フィルタ２０は、導波路内の一対の電波ハーフミラー間隔ｄを機械的に可変させることで通過中心周波数が変化するが、これを正確な再現性をもって制御するためには、デジタル的なデータで正確に駆動されるステッピングモータを駆動源として用い、そのステッピングモータで変化する電波ハーフミラー間隔とミリ波帯フィルタ２１の通過中心周波数と関係を予め求めておく必要がある。

例えば、電波ハーフミラー間隔ｄが機構的制限で決まる最長または最短の状態を基準状態とし、図２のように、その基準状態から駆動源であるステッピングモータへ与えるパルスの数と通過中心周波数との関係を予め求めておき、これを内部のメモリに記憶しておく。なお、電波ハーフミラー間隔ｄは共振波長に比例するので、その間隔ｄがパルス数に比例する機構を用いていれば、フィルタの通過中心周波数はパルス数に反比例する、つまり非直線的に変化することになる。

また、上記したようにミラー間隔を機械的に変化させる構造のフィルタでは、制御信号の最小ステップで可変できる間隔が機械的な制限で決まり、スペクトラム検出部１１０のような周波数分解能（例えば数１００Ｈｚ）に応じた微小なステップで可変させることは困難であり、３０ＧＨｚ幅の範囲を例えば３０００ステップ（平均で１ステップ当り１０ＭＨｚ）程度で可変するのが現実的となる。ただし、フィルタの通過帯域幅はステップ可変幅１０ＭＨｚより広い（例えば±１００ＭＨｚのように）ことが条件となる。

したがって、例えば１１０ＧＨｚ〜１４０ＧＨｚの全範囲を１０ＭＨｚステップで大まかにスペクトラム解析する場合には、図３のように、スペクトラム検出部１１０の第２のローカル信号の周波数ＦＬ２を９．０〜３９．０ＧＨｚまで１０ＭＨｚステップで周波数掃引させるとともに、そのローカル周波数の掃引に連動させてミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数Ｆｃを１１０．０〜１４０．０ＧＨｚまで１０ＭＨｚステップで可変させればよい。このようにスペクトラム検出部１１０のローカル信号の掃引ステップ（この値は周波数分解能に相当する）とほぼ等しいステップでミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数を追従させるモードを第１の制御モードとする。

また、逆に例えば１１０ＧＨｚ〜１４０ＧＨｚの全範囲を１ＭＨｚステップで細かくスペクトラム解析する場合には、図４のように、ミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数Ｆｃを例えば下限に近い１１０．１ＧＨｚに固定した状態（通過帯域は１１０．０〜１１０．２ＧＨｚとなる）で、スペクトラム検出部１１０の第２のローカル信号の周波数ＦＬ２
を９．０ＧＨｚから９．２ＧＨｚまで１ＭＨｚステップで２００ＭＨｚ分掃引させて、ミリ波帯フィルタ２０を通過した２００ＭＨｚ幅の信号のスペクトラムを取得した後に、ミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数Ｆｃを２００ＭＨｚだけ高く可変させるという処理を１５０回繰り返すことで、１１０ＧＨｚ〜１４０ＧＨｚの全範囲のスペクトラムを取得させる。このように、ミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数Ｆｃを固定した状態で、その通過帯域幅（あるいはそれ以下でもよい）のスペクトラム成分をスペクトラム検出部１１０のローカル信号の掃引により検出してから、ミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数Ｆｃをその通過帯域幅に近いステップで可変させるという処理を繰り返して、所望の観測周波数範囲のスペクトラムデータを取得するモードを第２の制御モードとする。

このように、制御部１２０は、観測周波数範囲や要求される周波数分解能に応じて、ミリ波帯フィルタ２０の通過中心周波数とスペクトラム検出部１１０の掃引を、２つのモードで制御することになる。

また、制御部１２０は、上記周波数関係の制御の他に、ミリ波帯フィルタ２０、周波数変換部１００、スペクトラム検出部１１０の周波数特性が全帯域にわたって一定でないことによるレベル偏差を補正するためのレベル補正処理を行なう。

周波数変換部１００やスペクトラム検出部１１０の周波数特性は、前記二つの制御モードによらないので、予めレベルの既知な基準信号を全観測帯域に入力したときに検出されるスペクトラムが正しくなるような補正データを用意しておき、周波数毎にその補正データでレベル補正を行なえばよい。

また、ミリ波帯フィルタ２０については、前記二つの制御モードに応じて補正に用いるデータを変更する必要がある。即ち、第１の制御モードでは、フィルタの通過中心周波数における損失の偏差だけが問題となるから、前記したレベルが既知の基準信号を用いて、図３の（ｂ）のように、通過中心周波数毎の損失値Ｌoss１、Ｌoss２……を例えば１０ＭＨｚステップで求めて記憶しておき、第１の制御モードで掃引される場合に、その損失データを基に補正処理をする。

また、第２の制御モードでは、フィルタの通過中心周波数の損失だけでなく、その両側の通過帯域幅分（前記例では±１００ＭＨｚ）の損失特性（即ち、フィルタの通過特性形状）も問題となるので、図４の（ｂ）のように、通過帯域全体の損失値Ｌoss（１，１）、Ｌoss（１，２）、……を想定される周波数分解能で求めておき、第２の制御モードで掃引される場合には、フィルタの通過中心周波数毎の通過帯域全体の損失データを基に補正処理をする。

このような制御を行なうことで、ミリ波帯、特に１００ＧＨｚを越える領域のミリ波帯の信号に対するスペクトラム解析を行なうことができる。

次に、この構成のスペクトラム解析装置１０を用いた測定結果について説明する。
図５は、上記数値例でミリ波帯フィルタ２０が無い状態のスペクトラム解析装置１０に対して、１４．２５ＧＨｚの原信号の周波数を逓倍する逓倍器（高調波発生器）の出力信号（約−２０ｄＢｍ）を入力したときに観測されたスペクトラム波形である。

本来であれば、１１０〜１４０ＧＨｚの周波数範囲に存在する１４．２５ＧＨｚの８倍の１１４ＧＨｚのスペクトラム成分Ａと、９倍の１２８．２５ＧＨｚのスペクトラム成分Ｂだけが観測されるはずであるが、７逓倍成分（９９．７５ＧＨｚ）と第１のローカル信号周波数１０５ＧＨｚの２倍との差の周波数成分Ｃ１（１１０．２５ＧＨｚ）、基本波（１４．２５ＧＨｚ）と第１のローカル信号との和の周波数成分Ｃ２（１１９．２５ＧＨｚ）、６逓倍成分（８５．５ＧＨｚ）と第１のローカル信号の２倍との差の周波数成分Ｃ３、８逓倍成分の２倍と第１のローカル信号との差の周波数成分Ｃ４（１２３ＧＨｚ）、８逓倍成分の３倍と第１のローカル信号の２倍との差の周波数成分Ｃ５（１３２ＧＨｚ）が現れている。

この状態から、ミリ波帯フィルタ２０を挿入して、前記第２の制御モード（通過中心周波数を３００ＭＨｚステップで可変）した観測した結果が図６である。この図６では、周波数変換部１００によって生じていたスプリアス成分（Ｃ１〜Ｃ５）のレベルがノイズレベルになり、入力信号の周波数成分のうち、１１０〜１４０ＧＨｚ帯に入る８逓倍成分と９逓倍成分のみが観測されており、１００ＧＨｚを越えるミリ波帯でのスペクトラム解析を正しく行なえることがわかる。

なお、図６の特性は、後述するミリ波帯フィルタ２２０においてハイパスフィルタを付加して、図２３のように１０３ＧＨｚ以下の帯域に対する減衰量を大きくしたものを用いており、このハイパス特性の付加により、基本波から７逓倍波までの周波数成分に起因して発生するスプリアスの抑圧効果を高めている。

次に、ミリ波帯フィルタ２０の基本構造について説明する。
このミリ波帯フィルタ２０は、図７に示しているように、ミリ波帯の所定周波数範囲（例えば１１０〜１４０ＧＨｚ）の電磁波をＴＥ１０モードで伝搬させる内径（例えば内径ａ×ｂ＝２．０３２ｍｍ×１．０１６ｍｍ）の矩形導波管２２により形成された所定長の導波路２１と、その導波路２１の内部を塞ぐ状態で互いに間隔ｄを開けて対向配置され、ＴＥ１０モードで伝搬する前記所定周波数範囲の電磁波の一部を透過させ、一部を反射させる特性をもつ平面型の一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂとを有している。なお、図７の（ａ）は側面図、図７の（ｂ）はＡ−Ａ線断面を示している。

図７では、導波路２１を形成するための最も単純な構造として、一本の連続した矩形導波管２２を採用しているが、後述するように、周波数可変を容易に実現する構造として２本または３本の導波管を連結させた構造で導波路２１を形成してもよい。

電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂは、図７の（ｂ）に示しているように、導波路２１に内接する矩形の外形をもつ金属板３１に、電磁波透過用のスリット３２が設けられた構造を有しており、そのスリット３２の形状や面積に対応した透過率で電磁波を透過させる。

このような基本構造をもつミリ波帯フィルタ２０では、互いに対向する一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間の電気長（物理長ｄと内部の誘電率で決まる電気長）を半波長として共振する平面型のファブリペロー共振器が成され、その共振周波数を中心とする周波数成分だけが選択的に通過できる状態となる。

しかも、導波路２１は、ミリ波帯において極めて低損失の閉鎖型の伝送路としての導波管構造で形成され、進行方向に直交する平面にのみ電界が存在するＴＥ波を用いるから、波面変換などの処理は不要で、共振器で抽出された信号成分のみをＴＥ１０モードで極めて低損失に出力させることができる。

ここで、図８の（ａ）のように電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間隔ｄを間隔可変手段４０によって可変できるようにしたり、図８の（ｂ）のようにミラー間に挿入した誘電体５１の誘電率を誘電率可変手段５２からの電気信号で可変する、あるいは両者を併用することで、ミラー間の電気長（つまり共振周波数）を自由に可変でき、これによってミリ波帯において極めて損失が少ない可変周波数型のフィルタが実現できる。

この基本構造における間隔可変手段４０としては種々の構成が考えられるが、上記例のように導波路が一本の連続した導波管で形成されている場合、一方の電波ハーフミラー３１を管内の所定位置に固定し、他方の電波ハーフミラー３２を管内で摺動させる機構が考えられる。また誘電率可変用の誘電体５１としては例えば液晶を用いることができる。

次に、周波数可変型のミリ波帯フィルタのより具体的な構造について説明する。
図９は、導波路２１を、異径の第１導波管２３と第２導波管２４によって形成したミリ波帯フィルタ２０′を示している。

このミリ波帯フィルタ２０′の導波路２１を形成する第１導波管２３は、前記同様に、ミリ波帯の所定周波数範囲（例えば１１０〜１４０ＧＨｚ）の電磁波をＴＥ１０モードで伝搬させる内径（例えば内径ａ×ｂ＝２．０３２ｍｍ×１．０１６ｍｍ）の矩形導波管であり、その一端側の開口を塞ぐように一方の電波ハーフミラー３０Ａが固定されている。

また、第２導波管２４は、第１導波管２３の一端側に外接した状態で第１導波管２３と連結され、その内部に他方の電波ハーフミラー３０Ｂが固定されている。

このように異径の導波管２３、２４を連結した構造で、それぞれに電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂを固定した構造であれば、間隔可変手段４０により、第１導波管２３と第２導波管２４とが連結された状態で伸縮するように摺動させることで、一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間隔ｄを可変することができ、共振周波数を自由に設定できる。

なお、この構造において、第２導波管２４の内径は、第１導波管２３の内径に、その肉厚分と摺動の余裕分とを加えたものであるので、ＴＥ１０モードで伝搬できる周波数範囲が第１導波管２３のそれより低い領域にシフトすることになるが、内径（約２ｍｍ×１ｍｍ）に対して導波管の厚みと摺動余裕分を含めて０．１ｍｍ程度にすることで、そのシフト量を小さくすることができる。

図１０は、導波路２１を、同型の第１導波管２５および第２導波管２６と、それより口径が僅かに大きい第３導波管２７によって形成したミリ波帯フィルタ２０″を示している。

このミリ波帯フィルタ２０″の導波路２１を形成する第１導波管２５および第２導波管２６は、前記同様に、ミリ波帯の所定周波数範囲（例えば１１０〜１４０ＧＨｚ）の電磁波をＴＥ１０モードで伝搬させる内径（例えば内径ａ×ｂ＝２．０３２ｍｍ×１．０１６ｍｍ）の矩形導波管（ＷＲ−０８）であり、その一端側の開口を塞ぐように一方の電波ハーフミラー３０Ａが固定されている。

また、第１導波管２５と同型の第２導波管２６は、その一端側を第１導波管２５の一端側に対向させた状態で同軸に配置されており、その一端側開口を塞ぐように他方の電波ハーフミラー３０Ｂが固定されている。

第３導波管２７は、第１導波管２５、第２導波管２６に外接する内径を有しており、第１導波管２５と第２導波管２６の一端側に外接した状態で、両導波管２５、２６を保持、連結している。ここで、前記導波管２４と同様に、第３導波管２７の内径は、第１導波管２５、第２導波管２６の内径にその肉厚分と摺動余裕分とを加えたものであるが、それらを口径に対して微小にすることで、ＴＥ１０モード（単一モード）で伝搬可能な周波数範囲の低下量を僅少にすることができる。

そして、前記同様に、間隔可変手段４０により、一方の電波ハーフミラー３０Ａが固定されている第１導波管２５と、他方の電波ハーフミラー３０Ｂが固定されている第２導波管２６の少なくとも一方を、第３導波管２７に内接保持された状態で摺動させることで、一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間隔ｄを可変することができ、共振周波数を自由に設定できる。

また、このミリ波帯フィルタ２０″では、導波路２１の両端が同口径の導波管２５、２６で形成されていて、１１０〜１４０ＧＨｚをＴＥ１０モードで伝搬させる標準口径のものを使用することができ、電磁波の入出力回路に対する接続に汎用の導波管がそのまま使用でき、フィルタを含めた回路構築が極めて容易となる。なお、図９の構造の第２導波管２４の他端側に第１導波管２３と同径の導波管を装着すれば、このミリ波帯フィルタ２０″と同様に他の回路との接続に汎用の導波管が使用できる。

次に、上記図１０の構造のミリ波帯フィルタ２０″のシミュレーション結果を以下に示す。なおシミュレーションでは簡単のため材質を完全導体とし、導体損が存在しないモデルとしている。

また、第１導波管２５、第２導波管２６は、肉厚０．１ｍｍの標準口径の導波管（内径２．０３２ｍｍ×１．０１６ｍｍ）であり、その先端に固定される電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂは、図１１のように、外形全体が導波管に内接する矩形で、厚さ１００μｍ、幅３０μｍの短辺方向に延びた金属帯板３１ａを、幅９７μｍの縦スリット３２ａを挟んで長辺方向（横方向）に且つ上下２段に並べ、その間に１０μｍの横スリット３２ｂを設けたものを用いている。この電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの透過率Ｓ２１の周波数特性を図１２に示す。

図１３は、この電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの距離ｄを変化させたときのフィルタ全体の透過率Ｓ２１の周波数特性を示している。距離ｄ＝１．２８４ｍｍ、１．５００ｍｍ、１．６３２ｍｍに対応して、共振周波数がそれぞれ１３５．５ＧＨｚ、１２１．５ＧＨｚ、１１４．９ＧＨｚと変化しているが、各共振特性のピーク値はほぼ０ｄＢで広い周波数範囲にわたって極めて低損失（つまり狭帯域）な特性が得られている。この特性をみると、第３導波管２７の口径が標準口径より僅かに大きいことによるフィルタ特性の劣化は極めて少ないと言える。

なお、上記シミュレーションで用いたハーフミラーの構造は、本発明を限定するものではなく、スリットの位置、形状などは任意である。

また、前記したミリ波帯フィルタ２０′、２０″では、間隔可変手段４０によって導波管をスライド移動させることで電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間隔を変化させて共振周波数を変えるようにしていたが、この間隔可変手段４０による間隔変化に加えて、ミラー間に配置した誘電体５１の誘電率を外部からの電気信号によって変化させる誘電率可変手段５２を併用すれば、より細かな共振周波数の可変制御が可能となる。

図９の導波管２本構造で第１導波管２３を第２導波管２４に対して摺動させるためには、その摺動に必要な隙間を設ける必要があるが、この隙間が大きいと電波ハーフミラー間の電磁波が外部に漏れてしまい、フィルタ特性を著しく低下させる。

例えば、口径２ミリ×１ミリ程度の導波管の場合、容認されるギャップＧは２０μｍ以下となるが、この程度に抑えても電磁波の漏出を完全に防ぐことはできない。

この電磁波の漏出が無視できない特性が要求される場合には、図１４に示す構造を採用すればよい。

即ち、第２導波管２４を、第１導波管２３の一端側を摺動に必要な隙間Ｇのある状態で受け入れる口径を有する第１導波路２４ａと、第１導波管２３の導波路２３ａと同口径の第２導波路２４ｂとが同心に連続する状態で一体的に形成し、さらに、第１導波管２３の外周に隙間Ｇをもって対向する第１導波路２４ａの内周壁に、電磁波漏出阻止用の所定深さの溝６０を周回形成する。

ここで、上記のような溝６０が電磁波漏出阻止作用を示すためには、その深さを阻止周波数での管内波長λｇの１／４（例えば１２０ＧＨｚであれば０．７ｍｍ程度）に設定すればよい。幅は、阻止周波数に関係しないが、例えば０．２ｍｍが望ましい。また、阻止周波数を広帯域にする場合には、深さが異なる複数の溝を所定間隔で形成すればよい。

この電磁波漏出作用を確認するためのシミュレーションを行った結果を図１５、図１６に示す。図１５は、ａ：隙間Ｇが無い状態（理想状態）、ｂ：隙間Ｇ＝２０μｍで、深さ０．７ｍｍ、幅０．２ｍｍの溝６０を設けた状態、ｃ：隙間Ｇ＝２０μｍで溝６０を設けない状態のフィルタの中心周波数、挿入損失、３ｄＢ帯域幅、Ｑ値の測定結果を示し、図１６は、入力信号の周波数を可変したときの透過特性を示している。

これらのシミュレーション結果から、理想状態に対して、隙間Ｇ＝２０μｍ、溝無しの場合、挿入損失は１６．８５ｄＢ悪化し、帯域幅（選択度）は３．４倍以上悪化し、Ｑ値は２９パーセントまで低下していることがわかる。これに対し、理想状態に対して、隙間Ｇ＝２０μｍで溝がある場合、挿入損失は１．３ｄＢ、帯域幅（選択度）は１．２倍、Ｑ値は８１パーセントまでしか低下しておらず、図１６の特性図でみても、理想状態に近い特性が得られており、摺動に必要な隙間Ｇがあっても溝６０による電磁波漏出作用で特性劣化を抑制できることがわかる。

なお、上記のように狭い隙間を設けた場合で、第１導波管２３を第２導波管２４に対して比較的早い速度で相対移動させたとき、一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間の空間の体積が増減するが、その中に存在する空気が狭い隙間Ｇを抜けきらず（空気抵抗が大きい）に必要以上に強い力を加えないと所望速度で移動させることができない。

そして、そのような無理な力を加えると内部の圧力が変化し、その圧力によって薄い電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂに歪みが生じ、フィルタの共振周波数が所望値からずれたり、損失が大きくなる等の問題が生じる可能性がある。

その圧力変化によるフィルタ特性への影響が無視できない場合には、図１７の（ａ）の平面図および（ｂ）の断面図に示すように、電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間の範囲で、その周りを囲む導波路（この場合、第２導波管２４の第１導波路２４ａ）の短辺縁から、その外周まで連続するエアダクト７０を設け、電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間の空間と外部との間で空気が通りやすくすればよい。

ここで、上記のように導波路２４ａの側縁から外周まで連続するダクトを設けたことによるフィルタ特性へ影響が心配されるが、矩形導波路の長辺側に比べて短辺側の形状変化の影響は少ない（幅をカットオフ波長近傍まで大きくしても特性変化が少ない）ことが知られている。また、図示しないがこのエアダクト７０による電磁波漏出が無視できない場合には、前記した電磁波漏出阻止用の所定深さの溝６０をエアダクト７０の内壁に設けることで抑圧できる。

電磁波漏出阻止用の溝は、前記した導波管３本構成のミリ波帯フィルタにも設けることができる。この場合、図１８に示すように、導波路２５ａ、２６ａが同口径で、第３導波管２７の導波路２７ａに内接するように進入している第１導波管２５と第２導波管２６のうち、第３導波管２７に対して摺動する方の導波管（この例では第１導波管２５）の外周に隙間Ｇをもって対向する第３導波管２７の内周壁に電磁波漏出阻止用の所定深さの溝６０′を周回するように形成して、一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間の電磁波が摺動に必要な隙間Ｇを介して外部に漏出されることを抑制し、フィルタ特性を高く維持する。ここで、第２導波管２６は第３導波管２７に固定されていて、第１導波管２５に対して一体的に移動するものとする。

また、このような導波管３本構成のミリ波帯フィルタにおいても、図１９に示すように、一対の電波ハーフミラー３０Ａ、３０Ｂの間の範囲でその周りを囲む第３導波管２７の導波路２７ａの短辺縁から外周まで連続するエアダクト７０′を設けることで、摺動に必要な隙間Ｇを狭くした場合でも、エアダクト７０′によって周波数可変時の空気抵抗を減らすことができ、その空気抵抗による電波ハーフミラーの歪み発生を防ぐことができ、摺動に必要以上の力を加えなくても済む。

間隔可変手段４０の駆動部は、例えば図２０のように、駆動源のステッピングモータ４１と、その駆動により回転するネジ体４２と、ネジ体４２に螺合するネジ穴を有し、可動側の電波ハーフミラーを保持した導波管に一体的に連結されていて、ステッピングモータ４１の駆動で所定角度回転するネジ体４２により導波管の長さ方向に所定ステップで移動して電波ハーフミラー間隔を変化させる連結部材４３とで構成することができる。なお、コイルバネ４４は、連結部材４３を導波管の長さ方向に引っ張り、ネジ体４２とネジ穴の僅かな隙間によるバックラッシュを防止している。

上記実施形態では、電波ハーフミラーを保持する導波管を移動させているが、導波路内に電波ハーフミラーを保持する保持体を移動させることができるものであれば、その構造は任意であり、必ずしも導波路を構成する導波管自体をスライドさせる必要はない。

また、一般的に共振型のフィルタで阻止帯域減衰量が不足する場合、従来ではフィルタを多段に接続することで対応しているが、このミリ波帯フィルタのように導波管の導波路内に一対の電波ハーフミラーを対向配置した構造のフィルタで、阻止帯域減衰量を大きくするために、これを多段接続すると、フィルタ同士が干渉してしまい、希望特性を得ることが困難となる。

次に、この点を改善して所望の通過帯域（１１０〜１４０ＧＨｚ）の両側の阻止帯域減衰量を大きくしたフィルタの構造例について説明する。図２１は、阻止帯域減衰量を大きくしたミリ波帯フィルタ２２０の基本構造を示している。

図２１の（ａ）の側面図に示すように、このミリ波帯フィルタ２２０は、導波管２２１と、一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂおよび共振周波数可変機構２５０（前記実施形態の間隔可変手段４０に相当）とを有している。

導波管２２１は、中空の角筒状で、ミリ波帯の所定周波数範囲（例えば１１０〜１４０ＧＨｚ）の電磁波をＴＥ１０モードのみで伝搬させる口径（例えば標準口径ａ×ｂ＝２．０３２ｍｍ×１．０１６ｍｍ）をもつ断面長方形の導波路２２２が、後述するハイパスフィルタ２３０の部分を除いて一端側から他端側に連続して形成されている。

この導波管２２１には、前記所定周波数範囲の電磁波の一部を透過させ、一部を反射させる特性をもつ一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂが、導波路２２２内を塞ぐようにして間隔ｄ（例えば１．４ｍｍ前後）を開けて対向配置されている。したがって、導波路２２２は、一端（図で左端）から電波ハーフミラー２４０Ａまでの第１導波路２２２ａ、電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂ間の第２導波路２２２ｂ、電波ハーフミラー２４０Ｂから他端（図で右端）までの第３導波路２２２ｃに区画されることになる。

一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂは、例えば図２２に示しているように、固定される導波路の口径に対応した大きさの矩形の誘電体基板２４１と、その表面を覆う金属膜２４２と、その金属膜２４２に設けられた電磁波透過用のスリット２４３とを有し、金属膜２４２の外周が導波路内壁に接触する状態で固定されていて、スリット２４３の形状や面積に対応した透過率で電磁波を透過させる。

このような基本構造をもつミリ波帯フィルタ２２０では、一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂにより平面型のファブリペロー共振器が形成され、その共振周波数を中心とする周波数成分だけが選択的に通過できる状態となる。

しかも、導波路２２２は、ミリ波帯において極めて低損失の閉鎖型の伝送路としての導波管構造で形成され、ＴＥ１０モードのみが伝送する口径とするため、波面変換などの処理は不要で、共振器で抽出された信号成分のみを極めて低損失に出力させることができる。

共振周波数可変機構２５０は、その一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂとその間の第２導波路２２２ｂによって形成される共振器の共振周波数を可変させるための機構であり、その可変方式としては、一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂの物理的な間隔ｄや電気的（例えば誘電体の誘電率可変による）な間隔を可変するものであり、その具体的な構造については後述する。

このように、ＴＥ１０モードを伝送する導波路の内部に平面型の一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂで形成された共振器を設けた構造であるから、平面波を入射するための特別な工夫が必要なくなり、また電波ハーフミラーも平面波を透過させる必要がなく任意の形状をとることができる。

また、フィルタ全体としてほぼ密閉型となり、外部空間への放射による損失が少なく、ミリ波帯において、極めて高い選択特性を実現できる。

ただし、導波管２２１の構造が、口径が全長に渡って均一の場合、共振周波数の可変によって得られるフィルタ通過帯域の外側の阻止帯域の減衰量が不足して、フィルタ通過帯域外の高レベルの不要信号を十分に除去することができない。また、前記したように、電波ハーフミラーを複数対設けて多段接続するとフィルタ同士が干渉してしまい、希望特性を得ることが困難となる。

これを解消するために、実施形態のミリ波帯フィルタ２２０では、導波管２２１の一端側から一方の電波ハーフミラー２４０Ａの間の第１導波路２２２ａ内で、フィルタ通過帯域より低域側の阻止帯域でフィルタ通過帯域の下限に近い周波数にカットオフ周波数をもつように第１導波路２２２ａより小さい口径（例えば口径ａ′×ｂ′＝１．４１５ｍｍ×０．７０８ｍｍ）で所定長（例えば１５ｍｍ）続く導波路２２３により形成されたハイパスフィルタ２３０が設けられている。ここで、口径１．４１５ｍｍ×０．７０８ｍｍの導波路のＴＥ１０モードのカットオフ波長は１．４１５ｍｍ×２＝２．８３ｍｍであり、周波数換算すると約１０６ＧＨｚとなる。

なお、口径が異なる二つの導波路２２２ａ、２２３の間は、所定長（例えば５ｍｍ）の範囲で口径が連続的に変化するテーパ部２３１、２３２を介して接続され、無用な反射の発生を防止している。

また、このハイパスフィルタ２３０の内壁には、深さｄｐの複数のチョーク溝２３６が周回形成されていて、この複数のチョーク溝２３６により、バンドパスフィルタ２３０の導波路２２３を通過する電磁波のうち、フィルタ通過帯域より高域側の阻止帯域の成分を減衰させるバンドリジェクションフィルタ２３５が形成されている。

このチョーク溝２３６は、その深さｄｐによって決まる波長λｇ（＝４ｄ）の成分を減衰させる作用があり、その深さを変えて複数形成することで、阻止帯域を広帯域化できる。

図２１では図示が容易となるため５つ記載しているが、実施例では、幅０．２ｍｍで、深さｄｐが、それぞれ０．３６、０３８、０．４０、０．４２、０．４４、０．４６、０．４８ｍｍの７つのチョーク溝２３６を、伝搬方向に０．３５ｍｍ間隔（溝中心間隔）で設けている。

ここで、深さｄｐ＝０．４８ｍｍの場合の阻止波長は１．９２ｍｍで、周波数約１５６ＧＨｚ、深さｄｐ＝０．３６ｍｍの場合の阻止波長は１．４４ｍｍで、周波数約２０８ＧＨｚとなるので、上記数値例で、１５６〜２０８ＧＨｚの帯域成分を減衰させることが可能である。

このように、フィルタ通過帯域より低域側の阻止帯域の上限周波数に近いカットオフ周波数をもつハイパスフィルタ２３０と、そのハイパスフィルタ２３０の内壁にフィルタ通過帯域より高域側の阻止帯域の成分を減衰させるための複数のチョーク溝２３６からなるバンドリジェクションフィルタ２３５を設けたので、複数対の電波ハーフミラーによる多段接続構造を採用することなく、低域側と高域側の阻止帯域の減衰量を大きく増加させることができる。

図２３は、前記各数値例を用いて、導波管２２１にハイパスフィルタ２３０のみを設けた場合の周波数特性（Ｓ２１）をシミュレーションした結果を示すものであり、上に凸のピークとなっている共振周波数（約１２４ＧＨｚ）を中心に例えば±１６ＧＨｚを周波数可変幅（フィルタ通過帯域）としたとき、それより低域側（約１０８ＧＨｚ以下）の阻止帯域の減衰量が−１１０ｄＢ以下になっており、この阻止帯域に存在する高レベルの不要信号を十分に減衰できることがわかる（図５、図６の特性参照）。

また、図２４は、前記数値例を用いて、導波管２２１にハイパスフィルタ２３０とバンドリジェクションフィルタ２３５を設けた場合の周波数特性（Ｓ２１）をシミュレーションした結果を示すものであり、ハイパスフィルタ２３０によってフィルタ通過帯域の低域側（約１０８ＧＨｚ以下）の阻止帯域の減衰量が−１１０ｄＢ以下になっているとともに、高域側（約１６２ＧＨｚ〜１９０ＧＨｚ）の阻止帯域の減衰量も−１００ｄＢ以下に増えており、これらの阻止帯域に存在する高レベルの不要信号を十分に減衰できることがわかる。

なお、上記例は、導波管２２１の一端と電波ハーフミラー２４０Ａの間の導波路にハイパスフィルタ２３０とバンドリジェクションフィルタ２３５を設けていたが、導波管２２１の他端と電波ハーフミラー２４０Ｂの間に設けてもよく、また、一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂの両側に設けてもよい。

また、低域側の阻止帯域の減衰量を重点的に増加させたい場合には、バンドリジェクションフィルタ２３５を省略することも可能である。

次に、共振周波数可変のための機構例について説明する。図２５は、電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂの間隔ｄを機械的に可変することで、共振周波数を可変する構造例を示すものであり、前記導波管２２１を、導波路が連続し且つ一方が他方に内挿された状態で摺動自在に連結された二つの導波管２２１Ａ、２２１Ｂで構成し、一方の導波管２２１Ａの先端側に一方の電波ハーフミラー２４０Ａを固定して、それを一端側に受け入れる異径構造の他方の導波管２２１Ｂの中間部に他方の電波ハーフミラー２４０Ｂを固定した構造となっている。

この構造の場合、一方の導波管２２１Ａを他方の導波管２２１Ｂに対してスライドさせることで、一対の電波ハーフミラー２４０Ａ、２４０Ｂの間隔ｄが変化して共振周波数が変化することになる（駆動装置は前記した構造例が使用できる）。

ただし、電磁波の伝搬方向に一方の導波管が移動するから、フィルタの前後に接続される回路の一方がフィルタに従動してしまう。これを解消するためには外部回路との間に導波管の移動を吸収する緩衝部（例えば図２５の符号２６０で示した固定導波管）が必要となり、そのために、可動側の導波管（この例では導波管２２１Ａ）の長さが増すが、その長さが増した部分を利用して、ハイパスフィルタ２３０およびバンドリジェクションフィルタ２３５を設けるようにすれば無駄がない。この固定導波管２６０は、前記した各実施形態に適用できる。

以上、スペクトラム解析装置２０に用いるミリ波帯フィルタの構造例について説明したが、これは一例で、種々の変形が可能である。例えば、電磁波漏出防止用の溝６０やエアダクト７０をミリ波帯フィルタ２２０に採用してもよく、ミリ波帯フィルタ２０〜２０″にミリ波帯フィルタ２２０のハイパスフィルタやバンドリジェクションフィルタを設けてもよい。

１０……ミリ波帯スペクトラム解析装置、２０、２０′、２０″……ミリ波帯フィルタ、２１、２３ａ、２４ａ、２５ａ、２６ａ２７ａ……導波路、２２〜２７……導波管、３０Ａ、３０Ｂ……電波ハーフミラー、４０……間隔可変手段、５１……誘電体、５２……誘電率可変手段、６０、６０′……溝、７０、７０′……エアダクト、１００……周波数変換部、１１０……スペクトラム検出部、１２０……制御部、１３０……操作部、１４０……表示器、２２０……ミリ波帯フィルタ、２２１、２２１Ａ、２２１Ｂ……導波管、２２２、２２３……導波路、２３０……ハイパスフィルタ、２３５……バンドリジェクションフィルタ、２３６……チョーク溝、２４０Ａ、２４０Ｂ……電波ハーフミラー、２５０……共振周波数可変機構、２６０……固定導波管

Claims (3)

1. ミリ波帯の第１の周波数帯の電磁波をＴＥ１０モードで一端から他端に伝搬させる導波管（２２〜２７、２２１、２２１Ａ、２２１Ｂ）によって形成される導波路（２１、２２２、２２３）と、該導波路の内部を塞ぐ状態で互いに間隔を開けて対向配置され、前記第１の周波数帯の電磁波の一部を透過させ、一部を反射させる特性をもつ平面型の一対の電波ハーフミラー（３０Ａ、３０Ｂ、２４０Ａ、２４０Ｂ）と、該一対の電波ハーフミラーの間隔を可変することで、該一対の電波ハーフミラーの間に形成される共振器の共振周波数を前記第１の周波数帯の範囲で変化させる共振周波数可変手段（４０、５２、２５０）とを有し、前記導波路の一端から入力される信号から前記共振周波数を通過中心周波数とする帯域の信号成分を抽出して他端側から出力するミリ波帯フィルタ（２０〜２０″、２２０）と、
   前記ミリ波帯フィルタの出力信号を、周波数固定の第１のローカル信号のミキシングにより前記第１の周波数帯より低い第２の周波数帯に変換する周波数変換部（１００）と、
   前記周波数変換部によって前記第２の周波数帯に変換された信号の各周波数成分を、周波数掃引可能な第２のローカル信号を用いて所定の中間周波数帯に変換して、前記各周波数成分のレベルを検出するスペクトラム検出部（１１０）と、
   前記ミリ波帯フィルタの前記一対の電波ハーフミラーの間隔と共振周波数とを関係付けるデータを予め記憶し、前記第１の周波数帯のうちの所望の観測周波数範囲と周波数分解能が指定されたとき、前記データに基づいて、前記ミリ波帯フィルタの通過中心周波数を該ミリ波帯フィルタの通過帯域幅以下のステップで前記観測周波数範囲をカバーするように変化させるとともに、前記スペクトラム検出部の前記第２のローカル信号の周波数を掃引制御して、前記観測周波数範囲の信号のスペクトラム波形を前記周波数分解能で検出させる制御部（１２０）とを備えたミリ波帯スペクトラム解析装置において、
   前記ミリ波帯フィルタには、
   前記導波路の端と、前記一対の電波ハーフミラーとの間に、前記第１の周波数帯の下限がカットオフ周波数となるように、前記導波路の口径より小さい口径に形成されたハイパスフィルタ（２３０）が形成され、
   該ハイパスフィルタの内壁に、所定の深さで周回するように形成された溝（２３６）からなり、前記第１の周波数帯の上限を超える周波数帯の成分を減衰させるバンドリジェクションフィルタ（２３５）が形成されていることを特徴とするミリ波帯スペクトラム解析装置。
2. 前記ミリ波帯フィルタは、
   一方が他方に内挿された状態で摺動自在に連結された２つの導波管（２２１Ａ、２２１Ｂ）を有し、該２つの導波管のうちの内側の導波管の先端部に前記電波ハーフミラーの一方が固定され、外側の導波管の中間部に前記電波ハーフミラーの他方が固定され、前記内側の導波管と外側の導波管の一方を固定、他方を移動させることで、前記一対の電波ハーフミラーの間隔を可変させる構造を有し、
   前記内側の導波管と外側の導波管のうち、移動させる方の導波管の導波路内に、前記ハイパスフィルタを形成したことを特徴とする請求項１記載のミリ波帯スペクトラム解析装置。
3. 前記ミリ波帯フィルタの前記共振周波数可変手段は、
   前記一対の電波ハーフミラーの間隔を、ステッピングモータを駆動源とする駆動装置で可変させる構造を有し、
   前記制御部は、前記一対の電波ハーフミラーの間隔が所定値となる状態を基準として、共振周波数と前記ステッピングモータへの駆動パルス数とを関係付けるデータに基づいて、前記ミリ波帯フィルタの通過中心周波数を変化させることを特徴とする請求項１または請求項２記載のミリ波帯スペクトラム解析装置。

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