DE102014103966A1

DE102014103966A1 - Millimeterwellenband-Spektrumanalysevorrichtung und Analyseverfahren

Info

Publication number: DE102014103966A1
Application number: DE102014103966.1A
Authority: DE
Inventors: Masaaki Fuse; Akihito Otani; Hitoshi Sekiya
Original assignee: Anritsu Corp
Current assignee: Anritsu Corp
Priority date: 2013-03-28
Filing date: 2014-03-24
Publication date: 2014-10-02
Also published as: US9389255B2; JP6196793B2; JP2014190963A; US20140292305A1

Abstract

Ein Eingangssignal Sx in einem ersten Millimeterwellenfrequenzband, das höher als 100 GHz ist, geht in einen Millimeterwellenbandfilter 20 ein, in dem ein Paar von Radiowellenhalbspiegeln 30A und 30B so angeordnet sind, dass sie einander gegenüberliegen, und der eine Resonanzoperation durchführt. Eine Signalkomponente Sa, die der Resonanzfrequenz des Filters entspricht, wird extrahiert, mit einem ersten lokalen Signal L1 mit einer festen Frequenz gemischt und in ein Signal in einem zweiten Frequenzband konvertiert. Die konvertierte Signalkomponente Sb wird mit dem zweiten lokalen Signal L2 gemischt, dessen Frequenz abgetastet wird, und wird in ein Signal in einem festgelegten Zwischenfrequenzband konvertiert. Dann wird der Signalpegel detektiert. Der Millimeterwellenfilter 20 hat hohe Selektivitätscharakteristika in einer Frequenzdomäne höher als 100 GHz und kann seine Passbandmittenfrequenz ändern.

Description

[Technisches Umfeld]
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Technik zum Analysieren des Spektrums eines Signals in einem Millimeterwellenband mit hoher Genauigkeit.
[Technischer Hintergrund]
Ein Spektrumanalysator, der das Spektrum eines Signals in einem Breitband analysiert, tastet die lokale Frequenz eines heterodynen Frontends kontinuierlich ab, um jede Frequenzkomponente in einem Eingangssignal in eine Frequenzkomponente in einem Zwischenfrequenzband zu konvertieren, und detektiert den Signalpegel.
In den vergangenen Jahren hat mit der Entwicklung der Informationsgesellschaft die Menge an Informationen, die in verschiedenen Kommunikationstypen verwendet werden, zugenommen. Daher reichen die Frequenzressourcen in dem bislang verwendeten Mikrowellenband nicht aus.
Verschiedene Typen von Anwendungen sind daher auf eine Hochfrequenzdomäne gewechselt, und eine Analysefrequenz, die für eine Messvorrichtung (Spektrumanalysevorrichtung) erforderlich ist, die zur Evaluierung der Anwendungen verwendet wird, ist von einem Mikrowellenband auf ein Millimeterwellenband gewechselt.
In einer Spektrumanalysevorrichtung (Spektrumanalysator), die auf dem Markt erhältlich ist, wird ein YIG-abgestimmter Filter (YTF) in dem Frontend verwendet, um Messfehler zu vermeiden, die durch ein Bildsignal verursacht werden. Der obere Grenzwert der Betriebsfrequenz des YTF ist etwa 60 GHz, und der YTF wird nicht verwendet, um eine Frequenz zu analysieren, die über dem oberen Grenzwert liegt.
Wenn ein Signal mit einer Frequenz (höher als 100 GHz), die höher als die obere Grenzwertfrequenz liegt (beispielsweise 60 GHz), die mit einem einzelnen Spektrumanalysator gemessen werden kann, analysiert wird, wird allgemein ein Mischer, der außerhalb des Spektrumanalysators bereitgestellt wird, zur Messung der Frequenz verwendet. Im Allgemeinen wird ein Oberwellenmischer als Mischer verwendet.
Die folgenden Patentdokumente 1 und 2 offenbaren beispielsweise eine Frequenzkonvertiertechnik zum Messen
der Frequenz, die höher als der obere Grenzwert der Betriebsfrequenz des YTF ist.
[Dokument des nächsten Standes der Technik]
[Patentdokument]

[Patentdokument 1] US-Patent Nr. 7746052
[Patentdokument 2] US-Patent Nr. 5736845

[Offenbarung der Erfindung]
[Problem, das durch die Erfindung gelöst wird]
In einem Oberwellenmischverfahren unter Verwendung des Oberwellenmischers, wie in 26 gezeigt, erzeugt ein Oszillator 1 ein Signal La in einem Frequenzband von beispielsweise 40 GHz und gibt das Signal in einen Oberwellengenerator 2 ein. Der Oberwellengenerator 2 generiert Oberwellen Lh2, Lh3, ... in einem Frequenzband, die ein ganzzahliges Vielfaches von 40 GHz sind, das heißt einem Frequenzband von 80 GHz, einem Frequenzband von 120 GHz, einem Frequenzband von 160 GHz, ... und gibt die Oberwellen in einen Mischer 3 ein. Der Mischer 3 konvertiert ein Eingangssignal Sin in ein Signal Sif in einem Zwischenfrequenzband mit der Zahl der Oberschwingungen LhN in einer gewünschten Ordnung (Lh1 ist eine Grundwelle mit einer Frequenz von 40 GHz).
In dem Spektrumanalysator, in dem das Oberwellenmischverfahren auf das Frontend angewendet wird, überlappen jedoch frequenzkonvertierte Komponenten vieler von dem lokalen Signal verschiedenen Oberwellenkomponenten einer gewünschten Ordnung und Signalkomponenten (einschließlich einer Rauschkomponente), die in das Eingangssignal eingeschlossen sind, einander jeweils an der Ausgangsseite von Mischer 3. Infolgedessen nimmt der Rauschteppichpegel zu, und das Spektrum eines pegelschwachen Signals ist schwer erkennbar.
Selbst wenn das Spektrum des Eingangssignals beobachtet wird, in dem ein Frequenzband vorliegt, das eine unbekannte Signalkomponente einschließt, gibt es heterodyne Komponenten (eine Bildkomponente oder Intermodulationskomponenten zweiter Ordnung und dritter Ordnung) zwischen Oberwellen vieler Ordnungen, und es ist schwierig, die Beobachtung genau durchzuführen.
Die Genauigkeit der Spektrumanalyse für ein höheres Band als 100 GHz im Millimeterwellenband reicht aus diesen Gründen nicht aus.
Die Erfindung wurde durchgeführt, um die oben genannten Probleme zu lösen, und eine Aufgabe der Erfindung ist die Bereitstellung einer Millimeterwellenband- Spektrumanalysevorrichtung und eines Spektrumanalyseverfahrens im Millimeterwellenband, die in der Lage sind, Spektrumanalyse in einem Millimeterwellenband höher als 100 GHz durchzuführen.
[Mittel zur Lösung des Problems]
Um das Ziel zu erreichen, schließt eine Millimeterwellenband-Spektrumanalysevorrichtung gemäß einem ersten Aspekt ein: einen Millimeterwellenbandfilter (20 bis 20”, 220), der eine Übertragungsleitung (21, 222, 223) einschließt, die durch einen Wellenleiter (22 bis 27, 221, 221A, 221B) gebildet ist, der elektromagnetische Wellen in einem ersten Millimeterwellenfrequenzband von einem Ende zu dem anderen Ende in einem TE10-Modus sich ausbreiten lässt, ein Paar planarer Radiowellenhalbspiegel (30A, 30B, 240A, 240B), die so angeordnet sind, dass sie einander mit einem Abstand dazwischen gegenüber liegen, während das Innere des Wellenleiters blockiert wird, einige der elektromagnetischen Wellen in dem ersten Frequenzband übertragen und einige der elektromagnetischen Wellen reflektiert werden, und Resonanzfrequenzänderungsmittel (40, 52, 250) zum Ändern einer elektrischen Länge zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln, um eine Resonanzfrequenz eines Resonators zu ändern, der zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln in dem ersten Frequenzband gebildet wird, eine Signalkomponente in einem Band mit der Resonanzfrequenz als Passbandmittenfrequenz von einem Signal extrahiert, welches von einem Ende des Wellenleiters eingeht, und die Signalkomponente aus dem anderen Ende ausgibt; eine Frequenzkonvertiereinheit (100), die das Ausgangssignal von dem Millimeterwellenbandfilter mit einem ersten lokalen Signal mit einer festen Frequenz mischt, um das Ausgangssignal in ein Signal in einem zweiten Frequenzband zu konvertieren, das unter dem ersten Frequenzband liegt; eine Spektrumdetektiereinheit (110), die jede Frequenzkomponente des Signals in das zweite Frequenzband konvertiert, das durch die Frequenzkonvertiereinheit in jede Frequenzkomponente in einem festgelegten Zwischenfrequenzband unter Verwendung eines zweiten lokalen Signals konvertiert wird, dessen Frequenz abgetastet werden kann, und den Pegel jeder Frequenzkomponente detektiert; und eine Steuereinheit (120), die Daten speichert, die die Resonanzfrequenz mit der elektrischen Länge zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln des Millimeterwellenbandfilters vorab assoziieren, die Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters ändert, um so einen Beobachtungsfrequenzbereich auf Basis der Daten abzudecken, wenn Frequenzauflösung und ein gewünschter Beobachtungsfrequenzbereich des ersten Frequenzbands vorgegeben sind, das Abtasten der Frequenz des zweiten lokalen Signals der Spektrumdetektiereinheit steuert und eine Spektrumwellenform eines Signals in dem Beobachtungsfrequenzbereich mit der Frequenzauflösung detektiert.
Gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung kann die Steuereinheit in der Millimeterwellenband- Spektrumanalysevorrichtung gemäß dem ersten Aspekt einen ersten Steuermodus, der eine Änderung in der Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters im Wirkbeziehung mit dem Abtasten des zweiten lokalen Signals der Spektrumdetektiereinheit assoziiert, und einen zweiten Steuermodus haben, der das zweite lokale Signal der Spektrumdetektiereinheit in einem Änderungsschritt durchläuft, der kleiner als ein Änderungsschritt der Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters ist, und irgendeinen von dem ersten Steuermodus und dem zweiten Steuermodus auf Basis des vorgesehenen Beobachtungsfrequenzbereichs und der Frequenzauflösung auswählen.
Gemäß einem dritten Aspekt der Erfindung kann das Resonanzfrequenzänderungsmittel des Millimeterwellenbandfilters in der Millimeterwellenband- Spektrumanalysevorrichtung gemäß dem ersten oder zweiten Aspekt eine Struktur aufweisen, worin der Abstand zwischen dem Paar der Radiowellenhalbspiegel durch eine Antriebsvorrichtung mit einem Schrittmotor als Antriebsquelle geändert wird, und die Steuereinheit kann einen Zustand verwenden, worin der Abstand zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln gleich einem festgelegten Wert als einem Referenzzustand ist, und die Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters auf Basis der Daten ändern, die die Resonanzfrequenz mit der Anzahl der Antriebspulse des Schrittmotors assoziieren.
Gemäß einem vierten Aspekt der Erfindung schließt ein Millimeterwellenband-Spektrumanalyseverfahren ein: einen Schritt zum Extrahieren einer Signalkomponente in einem Band mit einer Resonanzfrequenz als Passbandmittenfrequenz von einem Signal, das von einem Ende einer Übertragungsleitung (21, 222, 223) eingeht, unter Verwendung eines Millimeterwellenbandfilters (20 bis 20", 220), der die Übertragungsleitung einschließt, die durch einen Wellenleiter (20 bis 27, 221, 221A, 221B), der elektromagnetische Wellen in einem ersten Millimeterwellenfrequenzband von einem Ende zu dem anderen Ende in einem TE10-Modus sich ausbreiten lässt, ein Paar von planaren Radiowellenhalbspiegeln (30A, 30B, 240A, 240B), die so angeordnet sind, dass sie in einem Abstand dazwischen einander gegenüber liegen, während das Innere der Übertragungsleitung blockiert wird, einige der elektromagnetischen Wellen in dem ersten Frequenzband übertragen und einige der elektromagnetischen Wellen reflektiert werden, und Resonanzfrequenzänderungsmitteln (40, 52, 250) zum Ändern einer elektrischen Länge zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln gebildet ist, um eine Resonanzfrequenz eines Resonators zu ändern, der zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln in dem ersten Frequenzband gebildet ist; einen Schritt des Mischens des Ausgangssignals von dem Millimeterwellenbandfilter mit einem ersten lokalen Signal mit einer festen Frequenz, um das Ausgangssignal in ein Signal in einem zweiten Frequenzband zu konvertieren, das unter dem ersten Frequenzband liegt; einen Schritt des Konvertierens jeder Frequenzkomponente des Signals in dem zweiten Frequenzband, das durch die Frequenzkonvertiereinheit in jede Frequenzkomponente in einem festgelegten Zwischenfrequenzband unter Verwendung eines zweiten lokalen Signals konvertiert wird, dessen Frequenz abgetastet werden kann, und des Detektierens des Pegels jeder Frequenzkomponente; und einen Schritt des Speicherns von Daten, die die Resonanzfrequenz mit der elektrischen Länge zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln des Millimeterwellenbandfilters vorab assoziieren, des Änderns der Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters, um einen Beobachtungsfrequenzbereich auf Basis der Daten abzudecken, wenn Frequenzauflösung und ein gewünschter Beobachtungsfrequenzbereich des ersten Frequenzbands vorgegeben sind, des Kontrollierens des Abtastens der Frequenz des zweiten lokalen Signals und des Detektierens einer Spektrumwellenform eines Signals in dem Beobachtungsfrequenzbereich mit der Frequenzauflösung.
[Vorteil der Erfindung]
In der Erfindung wird unter den Signalkomponenten, die in dem ersten Frequenzband des Millimeterwellenbands eingeschlossen sind, nur die Signalkomponente, die durch den Millimeterwellenbandfilter ausgewählt ist, in dem ein Paar von Radiowellenhalbspiegeln in der Übertragungsleitung so angeordnet sind, dass sie einander gegenüber liegen und der eine Resonanzoperation durchführt, mit dem ersten lokalen Signal mit einer festen Frequenz gemischt und in ein Signal in dem zweiten Frequenzband konvertiert. Die konvertierte Signalkomponente wird mit dem zweiten lokalen Signal gemischt, dessen Frequenz abgetastet wird, und wird in ein Signal in einem festgelegten Zwischenfrequenzband konvertiert. Dann wird der Signalpegel detektiert.
Der Millimeterwellenfilter mit der oben genannten Struktur hat hohe Selektivitätscharakteristika in der Frequenzdomäne höher als 100 GHz und kann die elektrische Länge zwischen den Radiowellenhalbspiegeln ändern, um seine Passbandmittenfrequenz zu ändern.
In dem ersten Mischprozess wird die Signalkomponente in dem schmalen Band, das durch den Millimeterwellenbandfilter ausgewählt worden ist, daher mit dem ersten lokalen Signal mit einer Einzelfrequenz gemischt und in ein Signal im zweiten Frequenzband konvertiert. Das frequenzkonvertierte Signal wird aus dem Eingangssignal erhalten. Es ist daher möglich, ein Signal zu erhalten, das nicht von anderen Mischmodi ist (eine Bildreaktion oder eine Reaktion auf ein nicht notwendiges Oberwellensignal).
Störende Komponenten infolge von beispielsweise einem Bild oder einer Intermodulation treten daher selbst in einem Signal mit einer unbekannten Spektrumverteilung mit geringerer Wahrscheinlichkeit auf. Infolgedessen wird in dem Millimeterwellenband höher als 100 GHz eine genaue Spektrumanalyse durchgeführt.
Es ist zudem möglich, den Eingang einer Mischung eines pegelintensiven Signals und eines pegelschwachen Signals in den Mischer zu verhindern. Es ist daher möglich, die Oberwellenverzerrung eines Eingangssignals, die durch den Mischer verursacht wird, zu verhindern und den dynamischen Bereich zu verbessern.
[Kurze Beschreibung der Zeichnungen]
1 ist ein Diagramm, das die Struktur einer Ausführungsform der Erfindung illustriert.
2 ist ein Diagramm, das die Beziehung zwischen der Zahl der Antriebspulse und einer Passbandmittenfrequenz eines Millimeterwellenbandfilters illustriert.
3 ist ein Diagramm, das ein Beispiel (erster Steuermodus) der variablen Steuerung der Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters und einer Frequenz eines zweiten lokalen Signals illustriert.
4 ist ein Diagramm, das ein Beispiel (zweiter Steuermodus) der variablen Steuerung der Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters und der Frequenz des zweiten lokalen Signals illustriert.
5 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für ein Beobachtungsspektrum illustriert, wenn der Millimeterwellenbandfilter nicht bereitgestellt wird.
6 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für ein Beobachtungsspektrum illustriert, wenn der Millimeterwellenbandfilter bereitgestellt wird.
7 ist ein Diagramm, das die grundlegende Struktur des Millimeterwellenbandfilters illustriert.
8 ist ein Diagramm, das eine Struktur zum Ändern einer Resonanzfrequenz eines Filters illustriert.
9 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Struktur unter Verwendung von zwei Wellenleitern mit unterschiedlichen Durchmessern illustriert.
10 ist ein Diagramm, das ein Beispiel einer Struktur unter Verwendung von drei Wellenleitern illustriert.
11 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Radiowellenhalbspiegels illustriert, der in Simulationen verwendet wurde.
12 ist ein Diagramm, das die Frequenzcharakteristika des Radiowellenhalbspiegels illustriert, der in Simulationen verwendet wurde.
13 ist ein Diagramm, das die Frequenzcharakteristika eines Filters illustriert, der drei Wellenleiter in unterschiedlichen Abständen zwischen den Spiegeln einschließt.
14 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Filters illustriert, der zwei Wellenleiter und eine Nut einschließt, um die Leckage elektromagnetischer Wellen zu verhindern.
15 ist ein Diagramm, das das Simulationsergebnis illustriert, welches zeigt, dass Filtercharakteristika in Abhängigkeit davon variieren können, ob die Nut zur Verhinderung der Leckage von elektromagnetischen Wellen bereitgestellt wird.
16 ist ein Diagramm, das das Simulationsergebnis illustriert, welches zeigt, dass Filtercharakteristika in Abhängigkeit davon variieren können, ob die Nut zur Verhinderung der Leckage von elektromagnetischen Wellen bereitgestellt wird.
17 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Filters illustriert, der zwei Wellenleiter, eine Nut zur Verhinderung der Leckage elektromagnetischer Wellen und einen Luftschacht einschließt.
18 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Filters illustriert, der drei Wellenleiter und eine Nut zur Verhinderung der Leckage elektromagnetischer Wellen einschließt.
19 ist ein Diagramm, das die Struktur eines Filters illustriert, der drei Wellenleiter, eine Nut zur Verhinderung der Leckage elektromagnetischer Wellen und einen Luftschacht einschließt.
20 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für die Struktur einer Antriebseinheit des Abstandsänderungsmechanismus illustriert.
21 ist ein Diagramm, das die grundlegende Struktur eines Millimeterwellenbandfilters illustriert, der einen Hochpassfilter und einen Bandsperrfilter einschließt.
22 ist ein Diagramm, das ein Beispiel für die Struktur eines Radiowellenhalbspiegels illustriert.
23 ist ein Diagramm, das das Simulationsergebnis von Filtercharakteristika illustriert, wenn nur der Hochpassfilter bereitgestellt wird.
24 ist ein Diagramm, das das Simulationsergebnis von Filtercharakteristika illustriert, wenn der Hochpassfilter und der Bandsperrfilter bereitgestellt werden.
25 ist ein Diagramm, das ein Beispiel eines Resonanzfrequenzänderungsmechanismus illustriert.
26 ist ein Schaltdiagramm, das einen Oberwellenmischer illustriert.
[Bester Modus zur Durchführung der Erfindung]
Ausführungsformen der Erfindung werden nachfolgend in Bezugnahme auf die Zeichnungen beschrieben. 1 zeigt die Struktur einer erfindungsgemäßen Millimeterwellenband-Spektrumanalysevorrichtung 10.
Die Millimeterwellenband-Spektrumanalysevorrichtung 10 schließt einen Millimeterwellenbandfilter 20, eine Frequenzkonvertiereinheit 100, eine Spektrumdetektiereinheit 110, eine Steuereinheit 120, eine Operationseinheit 130 und ein Display 140 ein.
In dem Millimeterwellenbandfilter 20 werden Radiowellenhalbspiegel 30A und 30B, die einander gegenüber liegen, um eine Übertragungsleitung 21 vom Wellenleitertyp zu blockieren, in der Übertragungsleitung 21 mit einer Größe (beispielsweise einer Standardgröße von 2,032 mm × 1,016 mm) bereitgestellt, die eine elektromagnetische Welle in einem Millimeterwellenband von 110 GHz bis 140 GHz in einem TE10-Modus sich ausbreiten lassen kann, um einen Resonator zu bilden, dessen Resonanzfrequenz (= Lichtgeschwindigkeit/2d) durch einen Abstand d (entsprechend der Hälfte der Leiterwellenlänge λg) zwischen den Radiowellenhalbspiegeln 30A und 30B bestimmt wird. Ein Signal Sin in dem Millimeterwellenband, das von einer Eingangsklemme 10a eingegeben wird, geht in ein Ende der Übertragungsleitung ein und wird zu dem anderen Ende sich ausbreiten gelassen. Eine Signalkomponente in einem festgelegten Passband Fw mit einer Passbandmittenfrequenz Fc als Mitte, die gleich der Resonanzfrequenz des Resonators ist, der durch ein Paar der Radiowellenhalbspiegel 30A und 30B gebildet ist, die einander mit dem Abstand d dazwischen gegenüber liegen, wird extrahiert und dann aus dem anderen Ende ausgegeben. Wenn der Abstand d beispielsweise 1,5 mm ist und die Lichtgeschwindigkeit 3 × 10⁸ m ist, ist die Resonanzfrequenz ungefähr folgendermaßen:
3 × 10⁸/(3 × 10^-3) = 10¹¹ Hz = 100 GHz.
Der Millimeterwellenbandfilter 20 hat einen Abstandänderungsmechanismus (Gleitmechanismus), der den Abstand d zwischen den Radiowellenhalbspiegeln im Bereich von beispielsweise 1,4 mm bis 0,9 mm ändert, und eine Antriebsquelle (beispielsweise ein Schrittmotor) des Änderungsmechanismus wird durch ein Steuersignal angetrieben, um die Passbandmittenfrequenz Fc in einem ersten Frequenzband zu ändern (beispielsweise 110 GHz bis 140 GHz). Anschließend wird die detaillierte Struktur des Millimeterwellenbandfilters 20 beschrieben.
Ein Ausgangssignal Sa aus dem Millimeterwellenbandfilter 20 geht in die Frequenzkonvertiereinheit 100 ein. Die Frequenzkonvertiereinheit 100 mischt das Ausgangssignal Sa aus dem Millimeterwellenbandfilter 20 mit einem ersten lokalen Signal L1 mit einer festen Frequenz, um das Ausgangssignal Sa in ein Signal in einem zweiten Frequenzband zu konvertieren, das unter dem ersten Frequenzband liegt, und schließt einen Isolator 101, einen Mischer 102, einen lokalen Signalgenerator 103 und einen Tiefpassfilter 104 ein.
Der Isolator 101 gibt das Signal Sa als Eingang auf den Mischer 102 und unterdrückt eine Reflektionskomponente von dem Mischer 102 zu dem Millimeterwellenbandfilter 20, um eine nachteilige Wirkung auf die Resonanzoperation des Millimeterwellenbandfilters 20 zu verhindern.
Der lokale Signalgenerator 103 gibt ein erstes lokales Signal L1 mit einer festen Frequenz aus (beispielsweise 105 GHz). Ein Multiplikator multipliziert eine Ausgabe von 15 GHz von einem festen Oszillator beispielsweise mit 7, um das erste lokale Signal L1 mit einer Frequenz höher als 100 GHz zu generieren. Da die Frequenz fest ist, ist es in dem Multiplikationsprozess möglich, Oberwellen einer nicht benötigten Ordnung mit einem festen Schmalbandfilter zu entfernen. Als fester Filter kann ein Filter verwendet werden, bei dem der Abstand zwischen den Radiowellenhalbspiegeln in dem Millimeterwellenbandfilter 20 (oder jedem anschließend beschriebenen Millimeterwellenbandfilter) auf einen Wert fixiert ist, bei dem die Resonanzfrequenz 105 GHz beträgt. Da die Passbandbreite des Millimeterwellenbandfilters mehrere Hundert Megahertz beträgt, ist es möglich, Oberwellen einer nicht benötigten Ordnung und Oberwellen einer gewünschten Ordnung, die 10 GHz oder mehr voneinander entfernt sind, fast vollständig voneinander zu trennen. Es besteht daher kein Grund zur Sorge, dass an Mischer 102 nicht notwendige Oberwellen übergeben werden.
Der Mischer 102 mischt das Signal Sa in dem ersten Frequenzband (110 GHz bis 140 GHz) mit dem ersten lokalen Signal L1 (105 GHz) und gibt Frequenzkomponenten aus, die einer Differenz zu der Summe der Signale entsprechen. Der Tiefpassfilter 104 extrahiert unter den Frequenzkomponenten eine Frequenzkomponente (5 GHz bis 35 GHz), die der Differenz in dem zweiten Frequenzband entspricht. Wenn die Charakteristika des Mischers 102 nicht auf das Band der Summenkomponenten (215 GHz oder mehr) ansprechen, kann der Tiefpassfilter 104 weggelassen werden, oder die Frequenzkomponenten (5 GHz bis 35 GHz), die der Differenz des zweiten Frequenzbands entsprechen, können ausgegeben werden.
Das Signal Sb in dem zweiten Frequenzband, das durch die Frequenzkonvertiereinheit 100 konvertiert worden ist, geht in die Spektrumdetektiereinheit 110 ein. Die Spektrumdetektiereinheit 110 konvertiert jede Frequenzkomponente, die in das Signal Sb eingeschlossen ist, in eine Frequenzkomponente in einem festgelegten Zwischenfrequenzband Fif unter Verwendung eines frequenzabgetasteten zweiten lokalen Signals L2 und detektiert den Pegel jeder Frequenzkomponente.
Die Spektrumdetektiereinheit 110 kann jedwede Struktur haben, solange sie das Spektrum eines Signals im zweiten Frequenzband (beispielsweise 5 GHz bis 35 GHz) mit hoher Genauigkeit detektieren kann. Der vorhandene Spektrumanalysator, der das Spektrum eines Signals in dem Band analysieren kann, kann verwendet werden.
Es wird als einfachstes Beispiel angenommen, dass die Spektrumdetektiereinheit 110 einen Mischer 111, einen lokalen Signalgenerator 112, einen Zwischenfrequenzfilter 113, einen Pegeldetektor 114, einen D/A-Konverter 115 und einen A/D-Konverter 116 einschließt.
Der Mischer 111 mischt das Signal Sb in dem zweiten Frequenzband mit einem zweiten lokalen Signal L2-Ausgang von dem lokalen Signalgenerator 112 und gibt Frequenzkomponenten aus, die die Differenz zu der Summe der Signale sind. Wenn das Zwischenfrequenzband 4 GHz ist und der Frequenzabtastbereich des zweiten lokalen Signals L2 9 GHz bis 39 GHz beträgt, kann der Zwischenfrequenzfilter 113 mit einer Mittenfrequenz von 4 GHz die Frequenzkomponenten entsprechend der Differenz in dem Ausgang von dem Mischer 111 extrahieren. Es ist in der Praxis notwendig, das Signal mit einer Mittenfrequenz von 4 GHz unter Verwendung eines lokalen Signals mit einer festen Frequenz in ein Signal in einem niedrigeren Zwischenfrequenzband (mehrere Megahertz bis mehrere -zig Megahertz) zu konvertieren und die Frequenzauflösung unter Verwendung eines Schmalbandfilters zu erhöhen. In dieser Ausführungsform wird jedoch die einfachste Struktur betrachtet.
Der Pegeldetektor 114 detektiert das konvertierte Signal in dem Zwischenfrequenzband, konvertiert den Pegel des Signals in eine Spannung und gibt die Spannung an den A/D-Konverter 116 aus.
Der lokale Signalgenerator 112 verwendet einen YTO, welcher YIG als Resonator als Oszillationsquelle verwendet und den YTO mit einem Strom antreibt, der proportional zu der Spannung eines Abtaststeuersignaleingangs von dem D/A- Konverter 115 ist, um die Frequenz des zweiten lokalen Signals L2 abzutasten.
Die Steuereinheit 120 führt beispielsweise verschiedene Steuerungen der Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters 20, Abtaststeuerung für das lokale Signal von der Spektrumdetektiereinheit 110 und Steuerung für die Bandbreite (Frequenzauflösung) des Zwischenfrequenzbands auf Grundlage eines Beobachtungsfrequenzbereichs oder einer Frequenzauflösung durch, die durch den Anwender über die Operationseinheit 130 festgelegt wird, um Daten für eine Spektrumwellenform in dem Beobachtungsfrequenzbereich zu erfassen, und zeigt die Wellenformdaten auf dem Display 140 an.
Der Abstand d zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln in der Übertragungsleitung wird wie oben beschrieben mechanisch verändert, um die Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters 20 zu ändern. Um den Abstand d mit hoher Reproduzierbarkeit zu steuern, muss ein Schrittmotor, der durch Digitaldaten genau angetrieben wird, als Antriebsquelle verwendet werden, und die Beziehung zwischen dem Abstand zwischen den Radiowellenhalbspiegeln, der durch den Schrittmotor verändert wird, und der Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters 20 muss vorab berechnet werden.
Ein Zustand, bei dem der durch mechanische Begrenzung festgelegte Abstand d zwischen den Radiowellenhalbspiegeln beispielsweise das Maximum oder Minimum ist, wird als Referenzzustand bezeichnet. Wie in 2 gezeigt wird, wird zudem die Beziehung zwischen der Anzahl der Pulse, die auf den Schrittmotor, der die Antriebsquelle ist, im Referenzzustand angewendet wird, und der Passbandmittenfrequenz vorab berechnet und im internen Speicher gespeichert. Der Abstand d zwischen den Radiowellenhalbspiegeln ist proportional zu einer Resonanzwellenlänge. Wenn daher ein Mechanismus, bei dem der Abstand d proportional zu der Anzahl der Pulse ist, verwendet wird, ist die Passbandmittenfrequenz des Filters umgekehrt proportional zu der Anzahl der Pulse. Das bedeutet, dass sich die Beziehung zwischen der Passbandmittenfrequenz und dem Abstand d in nicht-linearer Weise ändert.
In dem Filter mit der Struktur, bei der der Abstand zwischen den Spiegeln mechanisch wie oben beschrieben geändert wird, wird der Abstand, der in dem Minimalschritt des Steuersignals geändert werden kann, durch mechanische Einschränkung bestimmt, und es ist schwierig, den Abstand in winzigen Schritten entsprechend der Frequenzauflösung (beispielsweise mehrere Hundert Hertz) der Spektrumdetektiereinheit 110 zu ändern. Es ist praktikabel, eine Bandbreite von 30 GHz in beispielsweise 3000 Schritten zu ändern (ein Durchschnittswert von 10 MHz pro Schritt). Die Bedingungen sind jedoch so, dass die Passbandbreite des Filters mehr als eine Schrittänderungsbreite von 10 MHz beträgt (beispielsweise ±100 MHz).
Wenn daher beispielsweise die Spektrumanalyse grob im gesamten Bereich von 110 GHz bis 140 GHz in Schritten von jeweils 10 MHz durchgeführt wird, wie in 3 gezeigt ist, kann die Frequenz FL2 des zweiten lokalen Signals der Spektrumdetektiereinheit 110 von 9,0 GHz bis 39,0 GHz in Schritten von jeweils 10 MHz abgetastet werden, und die Passbandmittenfrequenz Fc des Millimeterwellenbandfilters 20 kann von 110,0 GHz bis 140,0 GHz in Schritten von jeweils 10 MHz in Wirkbeziehung mit dem Abtasten der lokalen Frequenz geändert werden. Der Modus, der der Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters 20 in Schritten folgt, die im Wesentlichen gleich dem Abtastschritt des lokalen Signals der Spektrumdetektiereinheit 110 sind (dieser Wert entspricht der Frequenzauflösung), wird als solcher als erster Steuermodus bezeichnet.
Wenn im Unterschied dazu die Spektrumanalyse im gesamten Bereich von 110 GHz bis 140 GHz fein in Schritten von jeweils 1 MHz durchgeführt wird, wie in 4 gezeigt ist, wird der folgende Prozess 150 Mal wiederholt, um ein Spektrum im gesamten Bereich von 110 GHz bis 140 Hz zu erfassen: die Frequenz FL2, 200 MHz, des zweiten lokalen Signals der Spektrumdetektiereinheit 110 wird von 9,0 GHz bis 9,2 GHz in Schritten von jeweils 1 MHz abgetastet, wobei die Passbandmittenfrequenz Fc des Millimeterwellenbandfilters 20 auf 110,1 GHz nahe an der unteren Grenze fixiert wird (ein Passband von 110,0 GHz bis 110,2 GHz); das Spektrum eines Signals mit einer Frequenzbandbreite von 200 MHz, welches den Millimeterwellenbandfilter 20 passiert hat, wird erfasst; und die Passbandmittenfrequenz Fc des Millimeterwellenbandfilters 20 wird um 200 MHz erhöht. Als zweiter Steuermodus wird ein Modus bezeichnet, in dem ein Verfahren, das eine Spektrumkomponente in der Passbandbreite (oder weniger) des Millimeterwellenbandfilters 20 unter Verwendung des Abtastens des lokalen Signals einer Spektrumdetektiereinheit 110 detektiert, wobei die Passbandmittenfrequenz Fc des Millimeterwellenbandfilters 20 fixiert ist, und die Passbandmittenfrequenz Fc des Millimeterwellenbandfilters 20 in Schritten nahe an der Passbandbreite ändert, als solches wiederholt wird, um Spektrumdaten eines gewünschten Beobachtungsfrequenzbereichs zu erfassen.
Die Steuereinheit 120 steuert als solche die Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters 20 und das Abtasten der Spektrumdetektiereinheit 110 in zwei Modi auf Grundlage des Beobachtungsfrequenzbereichs oder der erforderlichen Frequenzauflösung.
Die Steuereinheit 120 führt zudem einen Pegelkorrekturprozess durch, um Pegelvariationen infolge von Variationen in den Frequenzcharakteristika des Millimeterwellenbandfilters 20, der Frequenzkonvertiereinheit 100 und der Spektrumdetektiereinheit 110 in der Gesamtbandbreite zusätzlich zu der frequenzbedingten Steuerung zu korrigieren.
Da die Frequenzcharakteristika der Frequenzkonvertiereinheit 100 oder der Spektrumdetektiereinheit 110 nicht von den beiden Steuermodi abhängen, können Korrekturdaten zum Korrigieren des detektierten Spektrums, wenn das Referenzsignal mit einem bekannten Pegel in das gesamte Beobachtungsband eingeht, vorab produziert werden, und die Pegelkorrektur kann für jede Frequenz mit den Korrekturdaten durchgeführt werden.
Es ist zudem für den Millimeterwellenbandfilter 20 notwendig, die für die Korrektur verwendete Daten gemäß den beiden Steuermodi zu ändern. Das bedeutet, dass das Problem im ersten Steuermodus nur eine Dämpfungsvariation an der Passbandmittenfrequenz des Filters ist. Wie in (b) von 3 gezeigt ist, werden die Dämpfungswerte Dämpfung1, Dämpfung 2, ... jeder Passbandmittenfrequenz in Schritten von jeweils 10 MHz unter Verwendung des Referenzsignals mit einem bekannten Pegel berechnet und dann gespeichert. Wenn das Abtasten im ersten Steuermodus durchgeführt wird, wird der Korrekturprozess auf Grundlage der Dämpfungsdaten durchgeführt.
Im zweiten Steuermodus sind sowohl die Dämpfung der Passbandmittenfrequenz des Filters als auch die Dämpfungscharakteristika (das heißt die Form der Passbandcharakteristika des Filters) der Passbandbreiten (in diesem Beispiel ±100 MHz), die zu beiden Seiten der Passbandmittenfrequenz liegen, ein Problem. Wie in (b) von 4 gezeigt ist, werden daher Dämpfungswerte Dämpfung(1, 1), Dämpfung(1, 2), ... in dem gesamten Passband mit der angenommenen Frequenzauflösung berechnet. Wenn das Abtasten im zweiten Steuermodus durchgeführt wird, wird der Korrekturprozess auf Grundlage der Dämpfungsdaten für das gesamte Passband an jeder Passbandmittenfrequenz des Filters durchgeführt.
Wenn die oben genannte Steuerung durchgeführt wird, ist es möglich, das Spektrum eines Signals im Millimeterwellenband zu analysieren, insbesondere eines Millimeterwellenbands größer als 100 GHz.
Das durch die Spektrumanalysevorrichtung 10 erhaltene Messergebnis mit der oben genannten Struktur wird anschließend beschrieben. 5 zeigt eine Spektrumwellenform, die beobachtet wird, wenn ein Ausgangssignal (etwa –20 dBm) von einem Multiplikator (Oberwellengenerator), der eine Frequenz von 14,25 GHz des Originalsignals multipliziert, in dem oben genannten Zahlenbeispiel als Eingang auf die Spektrumanalysevorrichtung 10 ohne den Millimeterwellenbandfilter 20 gegeben wird.
Ursprünglich werden nur eine Spektrumkomponente A mit einer Frequenz von 114 GHz, was dem achtfachen von 14,25 GHz entspricht, und eine Spektrumkomponente B mit einer Frequenz von 128,25 GHz, was dem neunfachen von 14,25 GHz entspricht, in einem Frequenzbereich von 110 GHz bis 140 GHz beobachtet. Es erscheinen jedoch folgende Frequenzkomponenten: eine Frequenzkomponente C1 (110,25 GHz), die die Differenz zwischen einer Frequenzkomponente (99,75 GHz), die dem siebenfachen von 14,25 GHz entspricht, und eine Frequenzkomponente ist, die dem doppelten der Frequenz 105 GHz des ersten lokalen Signals entspricht; eine Frequenzkomponente C2 (119,25 GHz), die die Summe der Grundwelle (14,25 GHz) und des ersten lokalen Signals ist; eine Frequenzkomponente C3, die die Differenz zwischen einer Frequenzkomponente (85,5 GHz), die dem sechsfachen von 14,25 GHz entspricht, und einer Frequenzkomponente ist, die dem doppelten der Frequenz des ersten lokalen Signals entspricht; eine Frequenzkomponente C4 (123 GHz), die die Differenz zwischen einer Frequenzkomponente, die dem doppelten der Frequenzkomponente entspricht, die dem achtfachen von 14,25 GHz entspricht, und der Frequenz des ersten lokalen Signals ist; und eine Frequenzkomponente C5 (132 GHz), die die Differenz zwischen einer Frequenzkomponente, die dem dreifachen der Frequenzkomponente entspricht, die dem achtfachen von 14,25 GHz entspricht, und einer Frequenzkomponente ist, die dem doppelten der Frequenz des ersten lokalen Signals entspricht.
In diesem Zustand wird der Millimeterwellenbandfilter 20 eingefügt und die Beobachtung im zweiten Steuermodus durchgeführt (die Passbandmittenfrequenz wird in Schritten von jeweils 300 MHz geändert). Das Beobachtungsergebnis ist in 6 gezeigt. Wie aus 6 zu erkennen ist, sind die Pegel der störenden Komponenten (C1 bis C5), die durch die Frequenzkonvertiereinheit 100 generiert werden, Rauschpegel, es werden nur eine achtfache Komponente und eine neunfache Komponente in einem Frequenzband von 110 GHz bis 140 GHz unter den Frequenzkomponenten des Eingangssignals beobachtet, und die Spektrumanalyse wird in einem Millimeterwellenband höher als 100 GHz korrekt durchgeführt.
Die in 6 gezeigten Charakteristika verwenden eine Struktur, in der ein Hochpassfilter in einem Millimeterwellenbandfilter 220 zugefügt wird, der anschließend beschrieben wird, um die Menge der Abschwächung in einem Frequenzband gleich oder kleiner als 103 GHz zu erhöhen, wie in 23 gezeigt ist. Die Wirkung der Verhinderung von störender Emission durch Frequenzkomponenten von der Grundwelle bis zu einer siebenfachen Welle wird durch das Hinzufügen der Hochpasscharakteristika verbessert.
Anschließend wird die grundlegende Struktur des Millimeterwellenbandfilters 20 beschrieben. Wie in 7 gezeigt ist, schließt der Millimeterwellenbandfilter 20 die Übertragungsleitung 21 ein, die eine festgelegte Länge hat und durch einen rechteckigen Wellenleiter 22 mit einer Innengröße (beispielsweise einer Innengröße a × b = 2,032 mm × 1,016 mm) gebildet ist, so dass sich elektromagnetische Wellen in einem festgelegten Millimeterwellenfrequenzbereich (beispielsweise 110 GHz bis 140 GHz) im TE10-Modus ausbreiten können, und das Paar planarer Radiowellenhalbspiegel 30A und 30B, die mit einem Abstand d dazwischen einander gegenüber angeordnet ist, während das Innere der Übertragungsleitung 21 blockiert wird, überträgt einige der elektromagnetischen Wellen in dem festgelegten Frequenzbereich, in dem sie sich im TE10-Modus ausbreiten können, und reflektiert einige der elektromagnetischen Wellen. Zudem ist (a) von 7 eine Seitenansicht und (b) von 7 ist eine Querschnittansicht, genommen entlang der Linie A-A.
In 7 wird als einfachste Struktur zum Bilden der Übertragungsleitung 21 ein kontinuierlicher rechteckiger Wellenleiter 22 verwendet. Als Struktur, um mit Leichtigkeit eine variable Frequenz zu erhalten, kann die Übertragungsleitung 21 in einer Struktur gebildet werden, in der zwei oder drei Wellenleiter verbunden sind, welche anschließend beschrieben wird.
Wie in (b) von 7 gezeigt ist, haben die Radiowellenhalbspiegel 30A und 30B jeweils eine Struktur, in der Schlitze 32 zum Übertragen von elektromagnetischen Wellen in einer rechteckigen Metallplatte 31 bereitgestellt werden, die in die Übertragungsleitung 21 eingraviert sind, und übertragen die elektromagnetischen Wellen mit einer Transmittanz, die der Form oder Fläche der Schlitze 32 entspricht.
In dem Millimeterwellenbandfilter 20 mit der oben genannten grundlegenden Struktur wird ein Fabry-Perot- Resonator vom Ebenentyp gebildet, dessen Resonanz bei einer halben Wellenlänge als elektrische Länge zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln 30A und 30B liegt, die einander gegenüberliegen (die elektrische Länge wird durch die physikalische Länge d und die interne Permittivität bestimmt). Der Millimeterwellenbandfilter 20 kann selektiv nur die Frequenzkomponente mit der Resonanzfrequenz als Mittenfrequenz übertragen.
Die Übertragungsleitung 21 ist in einer Wellenleiterrohrstruktur als geschlossenem Transmissionspfad gebildet, der eine sehr geringe Dämpfung im Millimeterwellenband aufweist und TE-Wellen verwendet, bei denen das elektrische Feld nur in der Ebene senkrecht zu der Bewegungsrichtung gebildet wird. Daher ist beispielsweise kein Wellenoberflächenkonvertierprozess erforderlich, und es ist möglich, nur die Signalkomponente, die durch den Resonator im TE10-Modus extrahiert wird, mit sehr geringer Dämpfung auszugeben.
Es ist möglich, die elektrische Länge (das bedeutet die Resonanzfrequenz) zwischen den Spiegeln frei zu ändern, indem der Abstand d zwischen den Radiowellenhalbspiegeln 30A und 30B unter Verwendung von Abstandänderungsmitteln 40, wie in (a) von 8 gezeigt, geändert wird, die Permittivität eines Dielektrikums 51, das zwischen den Spiegeln eingeführt ist, unter Verwendung des elektrischen Signals von Permittivitätsänderungsmittel 52 geändert wird, wie in (b) von 8 gezeigt ist, oder beide Methoden kombiniert werden. Es ist daher möglich, einen variablen Frequenzfilter mit sehr geringer Dämpfung im Millimeterwellenband zu erreichen.
In der grundlegenden Struktur werden verschiedene Strukturen als Abstandsänderungsmittel 40 angesehen. Wenn die Übertragungsleitung durch einen kontinuierlichen Wellenleiter gebildet wird, wie in dem oben erwähnten Beispiel, kommt ein Mechanismus in Frage, bei dem ein Radiowellenhalbspiegel 31 an einer festgelegten Position in dem Leiter fixiert wird und der andere Radiowellenhalbspiegel 32 in dem Leiter gleitet. Flüssigkristall kann zudem als Dielektrikum 51 zur Änderung der Permittivität verwendet werden.
Anschließend wird die detaillierte Struktur des frequenzvariablen Millimeterwellenbandfilters beschrieben. 9 zeigt einen Millimeterwellenbandfilter 20', in dem eine Übertragungsleitung 21 einen ersten Wellenleiter 23 und einen zweiten Wellenleiter 24 einschließt, die unterschiedliche Größen haben.
Der erste Wellenleiter 23, der die Übertragungsleitung 21 des Millimeterwellenbandfilters 20’ bildet, ist ein rechteckiger Wellenleiter mit einer Innengröße (beispielsweise einer Innengröße a × b = 2,032 mm × 1,016 mm), die in ähnlicher Weise wie oben elektromagnetische Wellen in einem festgelegten Millimeterwellenfrequenzbereich (beispielsweise 110 GHz bis 140 GHz) im TE10-Modus sich ausbreiten lässt. Ein Radiowellenhalbspiegel 30A ist so fixiert, dass er ein Ende des ersten Wellenleiters 23 blockiert.
Der zweite Wellenleiter 24 ist mit dem ersten Wellenleiter 23 verbunden, so dass er etwa ein Ende des ersten Wellenleiters 23 umgibt, und der andere Radiowellenhalbspiegel 30B ist in dem zweiten Wellenleiter 24 fixiert.
In der Struktur, in der die Wellenleiter 23 und 24 mit unterschiedlichen Größen miteinander verbunden sind und die Radiowellenhalbspiegel 30A und 30B jeweils an den Wellenleitern 23 und 24 fixiert sind, sind der erste Wellenleiter 23 und der zweite Wellenleiter 24 gleitfähig angeordnet, so dass sie durch das Abstandänderungsmittel 40 expandiert oder kontrahiert werden können, während sie miteinander verbunden sind. Es ist dadurch möglich, den Abstand d zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln 30A und 30B zu ändern und die Resonanzfrequenz frei festzulegen.
Die Innengröße des zweiten Wellenleiters 24 ist in dieser Struktur gleich der Summe der Innengrößen des ersten Wellenleiters 23, der Dicke des ersten Wellenleiters 23 und eines Gleitspielraums. Der Bereich von Frequenzen, die sich im TE10-Modus ausbreiten können, verschiebt sich daher auf einen Frequenzbereich, der unter demjenigen des ersten Wellenleiters 23 liegt. Wenn die Summe der Dicke des Wellenleiters und des Gleitspielraums in Bezug auf die Innengröße (etwa 2 mm × 1 mm) etwa 0,1 mm beträgt, ist es möglich, den Verschiebungsbetrag zu reduzieren.
10 zeigt einen Millimeterwellenbandfilter 20”, bei dem eine Übertragungsleitung 21 durch erste und zweite Wellenleiter 25 und 26, die vom gleichen Typ sind, und einen dritten Wellenleiter 27 mit einer Größe gebildet wird, die geringfügig über derjenigen der ersten und zweiten Wellenleiter 25 und 26 liegt.
Der erste Wellenleiter 25 und der zweite Wellenleiter 26, die die Übertragungsleitung 21 des Millimeterwellenbandfilters 20“ bilden, sind rechteckige Wellenleiter (WR-08) mit einer Innengröße (beispielsweise einer Innengröße a × b = 2,032 mm × 1,016 mm), die in ähnlicher Weise wie oben elektromagnetische Wellen in einem festgelegten Millimeterwellenfrequenzbereich (beispielsweise 110 GHz bis 140 GHz) im TE10-Modus sich ausbreiten lassen. Ein Radiowellenhalbspiegel 30A ist fixiert, um so ein Ende des Wellenleiters zu blockieren.
Zusätzlich wird der zweite Wellenleiter 26 bereitgestellt, welcher von dem selben Typ wie der erste Wellenleiter 25 ist, so dass ein Ende davon koaxial mit einem Ende des ersten Wellenleiters 25 angeordnet ist, während es dem einen Ende des ersten Wellenleiters 25 gegenüberliegt, und der andere Radiowellenhalbspiegel 30B ist fixiert, um so das eine Ende des zweiten Wellenleiters 26 zu blockieren.
Der dritte Wellenleiter 27 hat eine Innengröße, so dass er den ersten Wellenleiter 25 und den zweiten Wellenleiter 26 umgibt und den ersten und zweiten Wellenleiter 25 und 26 hält und verbindet, während er ein Ende von jedem des ersten Wellenleiters 25 und des zweiten Wellenleiters 26 umgibt. In ähnlicher Weise wie Wellenleiter 24 ist die Innengröße des dritten Wellenleiters 27 hier gleich der Summe der Innengröße des ersten Wellenleiters 25 oder des zweiten Wellenleiters 26, der Dicke des ersten Wellenleiters 25 oder des zweiten Wellenleiters 26 und eines Gleitspielraums. Wenn die Summe relativ zu der Größe sehr klein ist, ist es möglich, eine Reduktion in einem Frequenzbereich zu reduzieren, der im TE10-Modus ausgebreitet werden kann (Einzelmodus).
Mindestens einer des ersten Wellenleiters 25, an dem ein Radiowellenhalbspiegel 30A fixiert ist, und des zweiten Wellenleiters 26, an dem der andere Radiowellenhalbspiegel 30B fixiert ist, wird in ähnlicher Weise wie oben durch das Abstandsänderungsmittel 40 gleitend bewegt, während sie durch den dritten Wellenleiter 27 gehalten werden, so dass sie innerhalb des dritten Wellenleiters 27 liegen. Es ist dadurch möglich, den Abstand d zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln 30A und 30B zu ändern und die Resonanzfrequenz frei festzulegen.
Im Millimeterwellenbandfilter 20” werden beide Enden der Übertragungsleitung 21 durch die Wellenleiter 25 und 26 mit der gleichen Größe gebildet, und es kann ein Wellenleiter mit einer Standardgröße verwendet werden, der in der Lage ist, elektromagnetische Wellen in einem Frequenzbereich von 110 GHz bis 140 GHz im TE10-Modus sich ausbreiten zu lassen. Ein Allzweckwellenleiter wird verwendet, um ohne irgendeine Änderung elektromagnetische Wellen mit einem Eingang/Ausgang-Schaltkreis zu verbinden. Es ist daher sehr einfach, einen Schaltkreis zu konstruieren, der einen Filter einschließt. Wenn ein Wellenleiter mit derselben Größe wie der erste Wellenleiter 23 am anderen Ende des zweiten Wellenleiters 24 mit der in 9 gezeigten Struktur bereitgestellt wird, ist es möglich, einen Allzweckwellenleiter zum Anschluss an einen anderen Schaltkreis zu verwenden, ähnlich dem Millimeterwellenbandfilter 20“.
Das Simulationsergebnis des Millimeterwellenbandfilters 20” mit der in 10 gezeigten Struktur wird anschließend beschrieben. In der Simulation werden der Einfachheit halber ein perfekter Leiter als Material und ein Modell verwendet, worin keine Leiterdämpfung verwendet wird.
Der erste Wellenleiter 25 und der zweite Wellenleiter 26 sind Wellenleiter (eine Innengröße von 2,032 mm × 1,016 mm) mit einer Standardgröße und einer Dicke von 0,1 mm. Wie in 11 gezeigt ist, haben die Radiowellenhalbspiegel 30A und 30B, die an den Vorderenden des ersten Wellenleiters 25 und des zweiten Wellenleiters 26 fixiert sind, jeweils eine rechteckige Form, die gänzlich innerhalb des Wellenleiters liegt, und haben eine Struktur, in der Metallstreifen 31a, die jeweils eine Dicke von 100 µm und eine Breite von 30 µm haben und sich in Richtung der kurzen Seite erstrecken, in Richtung der langen Seite (horizontale Richtung) in zwei Stufen angeordnet sind, das heißt der oberen und der unteren Stufe, wobei ein vertikaler Schlitz 32a mit einer Breite von 97 µm dazwischen angeordnet wird und ein horizontaler Schlitz 32b mit einer Breite von 10 µm zwischen den Metallstreifen 31a bereitgestellt wird. Fig. 12 zeigt die Frequenzcharakteristika der Transmittanz S21 der Radiowellenhalbspiegel 30A und 30B.
13 zeigt die Frequenzcharakteristika der Transmittanz S21 des gesamten Filters, wenn der Abstand d zwischen den Radiowellenhalbspiegeln 30A und 30B geändert wird. Die Resonanzfrequenz wird auf 135,5 GHz, 121,5 GHz und 114,9 GHz entsprechend dem Anstand d = 1,284 mm, 1,500 mm beziehungsweise 1,632 mm geändert. Der Peakwert jedes Resonanzcharakteristikums ist nahezu 0 dB, und es werden in dem breiten Frequenzbereich sehr geringe Dämpfungs- (das heißt Schmalband-) Charakteristika erhalten. Diese Charakteristika zeigen, dass die Verschlechterung der Filtercharakteristika aufgrund der Größe des dritten Wellenleiters 27, der geringfügig über der Standardgröße liegt, sehr gering ist.
Die Struktur der in der Simulation verwendeten Halbspiegel schränkt die Erfindung nicht ein, und Position und Form der Schlitze können willkürlich geändert werden.
In den Millimeterwellenbandfiltern 20’ und 20” bewegt das Abstandänderungsmittel 40 das Wellenrohr gleitend, um den Abstand zwischen den Radiowellenhalbspiegeln 30A und 30B zu ändern, wodurch die Resonanzfrequenz geändert wird. Das Permittivitätsänderungsmittel 52, welches die Permittivität des zwischen den Spiegeln bereitgestellten Dielektrikums 51 in Reaktion auf elektrische Signale von der Außenseite ändert, kann jedoch zusätzlich zu der Abstandsänderung durch das Abstandsänderungsmittel 40 verwendet werden. Es ist in diesem Fall möglich, eine feine variable Steuerung der Resonanzfrequenz durchzuführen.
Um den ersten Wellenleiter 23 relativ zu dem zweiten Wellenleiter 24 unter Verwendung der in 9 gezeigten Zwei-Übertragungsleitung-Struktur gleitend zu bewegen, ist es erforderlich, einen zum Gleiten erforderlichen Spalt bereitzustellen. Wenn der Spalt groß ist, lecken die elektromagnetischen Wellen zwischen den Radiowellenhalbspiegeln an die Außenseite. Infolgedessen verschlechtern sich die Filtercharakteristika signifikant.
Im Fall eines Wellenleiters mit einer Größe von 2 mm × 1 mm ist ein akzeptabler Spalt G gleich oder kleiner als 20 µm. Der Bereich des akzeptablen Spalts G reicht jedoch nicht aus, um die Leckage elektromagnetischer Wellen vollständig zu verhindern.
Wenn die Charakteristika erforderlich sind, unter denen die Leckage elektromagnetischer Wellen nicht vernachlässigbar ist, kann die in 14 gezeigte Struktur verwendet werden.
Das bedeutet, dass in dem zweiten Wellenleiter 24 eine erste Übertragungsleitung 24a mit einer Größe, die ein Ende des ersten Wellenleiters 23 aufnehmen kann, und die einen Spalt G einschließt, der zum Gleiten erforderlich ist, integral mit einer zweiten Übertragungsleitung 24b gebildet ist, die dieselbe Größe wie die Übertragungsleitung 23a des ersten Wellenleiters 23 hat, während sie konzentrisch mit der zweiten Übertragungsleitung 24b verbunden ist. Zudem wird eine Nut 60, die eine festgelegte Tiefe aufweist und verwendet wird, um die Leckage elektromagnetischer Wellen zu verhindern, um die innere Umfangwand der ersten Übertragungsleitung 24a herum gebildet, die dem äußeren Umfang des ersten Wellenleiters 23 mit dem Spalt G dazwischen gegenüber liegt.
Da die Nut 60 die Aufgabe hat, die Leckage elektromagnetischer Wellen während des Betriebs zu verhindern, kann die Tiefe der Nut 60 auf ein Viertel (beispielsweise etwa 0,7 mm bei 120 GHz) der Leiterwellenlänge λg bei einer Grenzfrequenz gesetzt werden. Die Breite der Nut 60 hängt nicht mit der Grenzfrequenz zusammen, ist vorzugsweise jedoch beispielsweise 0,2 mm. Wenn eine Breitbandgrenzfrequenz verwendet wird, kann eine Vielzahl von Nuten mit unterschiedlichen Tiefen in festgelegten Intervallen gebildet werden.
15 und 16 zeigen die Ergebnisse von Simulationen, um den Betrieb zur Verhinderung der Leckage von elektromagnetischen Wellen zu bestätigen. 15 zeigt die Messergebnisse der Mittenfrequenz, Einfügungsdämpfung, 3-dB Bandbreite und den Q-Wert des Filters in einem Zustand a, in dem keine Lücke G vorliegt (Idealzustand), einem Zustand b, in dem die Lücke G 20 µm beträgt und eine Nut 60 mit einer Tiefe von 0,7 mm und einer Breite von 0,2 mm bereitgestellt wird, und einem Zustand c, bei dem Lücke G 20 µm beträgt und die Nut 60 nicht bereitgestellt wird. 16 zeigt Transmissionscharakteristika, wenn die Frequenz eines Eingangssignals variabel ist.
Die Simulationsergebnisse beweisen, dass, wenn der Spalt G 20 µm ist und keine Nut bereitgestellt wird, die Einfügungsdämpfung 16,85 dB mehr als im Idealzustand beträgt, die Bandbreite (Selektivität) das 3,4-fache des Werts im Idealzustand beträgt und der Q-Wert 29 % des Werts im Idealzustand beträgt. Wenn der Spalt G 20 µm ist und die Nut bereitgestellt wird, beträgt im Unterschied dazu die Einfügungsdämpfung 1,3 dB mehr als im Idealzustand, die Bandbreite (Selektivität) ist das 1,2-fache des Werts im Idealzustand und der Q-Wert beträgt 81 % des Werts im Idealzustand. Wie aus dem in 16 gezeigten Charakteristikadiagramm ersichtlich ist, werden Charakteristika nahe am Idealzustand erhalten, und der Verfahrensschritt zur Verhinderung der Leckage zur elektromagnetischen Wellen mittels Nut 60 kann die Verschlechterung der Charakteristika verhindern, selbst wenn der zum Gleiten erforderliche Spalt G bereitgestellt wird.
Das Volumen des Raums zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln 30A und 30B nimmt wie oben beschrieben in dem Zustand, in dem ein schmaler Spalt bereitgestellt wird, zu und ab, wenn der erste Wellenleiter 23 relativ zu dem zweiten Wellenleiter 24 mit relativ hoher Geschwindigkeit bewegt wird. Um den ersten Wellenleiter 23 mit der gewünschten Geschwindigkeit zu bewegen, ist es erforderlich, eine stärkere Kraft als notwendig anzuwenden, ohne dass Luft in dem Raum aus dem schmalen Spalt G leckt (hoher Luftwiderstand).
Wenn zu viel Kraft angewendet wird, wird der innere Druck verändert, und die dünnen Radiowellenhalbspiegel 30A und 30B werden durch den Druck verformt. Infolgedessen weicht die Resonanzfrequenz des Filters wahrscheinlich von dem gewünschten Wert ab, oder es tritt wahrscheinlich eine hohe Dämpfung auf.
Wenn der Einfluss der Druckänderung auf die Filtercharakteristika nicht vernachlässigbar ist, wie in der Draufsicht (a) von 17 und der Querschnittansicht (b) von 17 gezeigt ist, kann ein Luftschacht 70, der kontinuierlich von dem kurzseitigen Rand eines Wellenleiters (in diesem Fall der ersten Übertragungsleitung 24a des zweiten Wellenleiters 24) ist und den Raum zwischen den Radiowellenhalbspiegeln 30A und 30B bis zu dem äußeren Umfang des Wellenleiters umgibt, in dem Raum zwischen den Radiowellenhalbspiegeln 30A und 30B bereitgestellt werden, um den Luftstrom zwischen dem Raum zwischen den Radiowellenhalbspiegeln 30A und 30B und der Außenseite zu erleichtern.
Wenn der Schacht, wie oben beschrieben, kontinuierlich von dem Seitenrand bis zu dem äußeren Umfang des Wellenleiters 24a bereitgestellt wird, bestehen Bedenken, dass der Schacht eine Wirkung auf die Filtercharakteristika haben könnte. Es ist bekannt, dass der Einfluss einer Formvariation an der kurzen Seite des rechteckigen Wellenleiters kleiner als an der langen Seite ist (die Charakteristika ändern sich wenig, selbst wenn die Breite bis nahe an eine Grenzwellenlänge ansteigt). Auch wenn dies in den Zeichnungen nicht dargestellt ist, kann zudem, wenn die Leckage der elektromagnetischen Wellen infolge des Luftschachts 70 nicht vernachlässigbar ist, die Nut 60, die eine festgelegte Länge hat und verwendet wird, um die Leckage der elektromagnetischen Wellen zu verhindern, an der inneren Wand des Luftschachts 70 bereitgestellt werden, um die Leckage elektromagnetischer Wellen zu verhindern.
Die Nut zur Verhinderung der Leckage von elektromagnetischen Wellen kann in dem Millimeterwellenbandfilter bereitgestellt werden, der die drei Wellenleiterrohre einschließt. In diesem Fall haben, wie in 18 gezeigt, Übertragungsleitung 25a und 26a dieselbe Größe und eine Nut 60', die eine festgelegte Tiefe hat und zur Verhinderung der Leckage von elektromagnetischen Wellen verwendet wird, ist um die innere Umfangwand eines dritten Wellenleiters 27 herum gebildet, die dem äußeren Umfang eines Wellenleiters (in diesem Beispiel des ersten Wellenleiters 25) gegenüber liegt, der relativ zu dem dritten Wellenleiter 27, dem ersten Wellenleiter 25 und einem zweiten Wellenleiter 26 gleitet, die in das dritte Wellenleiter 27 bewegt werden, so dass sie sich in einer Übertragungsleitung 27a des dritten Wellenleiters 27 befinden, wobei der Spalt G dazwischen liegt. Auf diese Weise können elektromagnetische Wellen zwischen einem Paar von Radiowellenhalbspiegeln 30A und 30B daran gehindert werden, aus dem Spalt G zu lecken, der zum Gleiten erforderlich ist, sowie gute Filtercharakteristika beibehalten. Der zweite Wellenleiter 26 wird an dem dritten Wellenleiter 27 fixiert und wird integral relativ zu dem ersten Wellenleiter 25 bewegt.
In dem Millimeterwellenbandfilter, der die drei Wellenleiterrohre einschließt, wie in 19 gezeigt ist, kann ein Luftschacht 70’, der von dem kurzseitigen Rand der Übertragungsleitung 27a des dritten Wellenleiters 27 kontinuierlich ist und den Raum zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln 30A und 30B bis zum äußeren Umfang der Übertragungsleitung umgibt, in dem Raum zwischen den Radiowellenhalbspiegeln 30A und 30B bereitgestellt werden. Selbst wenn der für das Gleiten erforderliche Spalt G klein ist, ermöglicht es der Luftschacht 70', den Luftwiderstand zu reduzieren, wenn die Frequenz geändert wird. Es ist daher möglich, die Verformung der Radiowellenhalbspiegel infolge des Luftwiderstands zu verhindern, und es wird zum Gleiten nicht mehr Kraft als nötig aufgewendet.
Wie in 20 gezeigt ist, kann eine Antriebseinheit des Abstandsänderungsmittels 40 beispielsweise einen Schrittmotor 41 einschließen, der eine Antriebsquelle ist, einen Schneckenkörper 42, der durch den Antrieb der Antriebseinheit gedreht wird, und ein Verbindungselement 43, das ein Schneckenloch einschließt, das mit dem Schneckenkörper 42 in Eingriff ist, ist integral mit einem Wellenleiter verbunden, der einen beweglichen Radiowellenhalbspiegel hält, und wird in festgelegten Schritten in der Längsrichtung des Wellenleiters durch den Schneckenkörper 42 bewegt, der durch den Antrieb des Schrittmotors 41 in einem festgelegten Winkel gedreht wird, um den Abstand zwischen den Radiowellenhalbspiegeln zu ändern. Eine Spiralfeder 44 zieht zudem das Verbindungselement 43 in Längsrichtung der Übertragungsleitung, um Spiel zu verhindern, das durch einen schmalen Spalt zwischen dem Schneckenkörper 42 und dem Schneckenloch verursacht wird.
Der Wellenleiter, welcher den Radiowellenhalbspiegel hält, wird in der oben beschriebenen Ausführungsform bewegt. Es kann jedoch jede beliebige Struktur verwendet werden, solange sie einen Haltekörper bewegen kann, der den Radiowellenhalbspiegel in der Übertragungsleitung hält. Das Wellenleiter, welches die Übertragungsleitung bildet, gleitet nicht notwendigerweise.
Wenn durch den Resonanzfilter keine ausreichende Menge an Stoppbandabschwächung erhalten wird, werden die Filter in der verwandten Technik allgemein als Kaskade geschaltet. Wenn die Millimeterwellenbandfilter, bei denen ein Paar von Radiowellenhalbspiegeln in der Übertragungsleitung des Wellenleiters so angeordnet sind, dass sie einander gegenüberliegen, jedoch in Kaskade geschaltet werden, um die Menge der Stoppbandabschwächung zu erhöhen, interferieren die Filter miteinander, und es ist schwierig, erwünschte Charakteristika zu erhalten.
Als nächstes wird ein Beispiel für die Struktur eines Filters beschrieben, welcher die oben genannten Probleme löst und die Menge an Stoppbandabschwächung an beiden Seiten eines gewünschten Passbands (110 GHz bis 140 GHz) erhöht. 21 zeigt die grundlegende Struktur des Millimeterwellenbandfilters 220, der die Menge der Stoppbandabschwächung erhöht.
Wie in der Seitenansicht von (a) von 21 gezeigt ist, schließt der Millimeterwellenbandfilter 220 einen Wellenleiter 221, ein Paar von Radiowellenhalbspiegeln 240A und 240B und einen Resonanzfrequenzänderungsmechanismus 250 ein (entsprechend dem Abstandsänderungsmittel 40 in der oben beschriebenen Ausführungsform).
In dem Wellenleiter 221 hat eine Übertragungsleitung 222, die ein hohles rechteckiges Rohr ist, eine rechteckige Form in der Querschnittansicht und eine Größe (beispielsweise eine Standardgröße a × b = 2,032 mm × 1,016 mm), die elektromagnetische Wellen in einem festgelegten Millimeterwellenfrequenzband (beispielsweise von 110 GHz bis 140 GHz) im TE10-Modus ausbreiten kann, und ist kontinuierlich von einem Ende zu dem anderen Ende des Wellenleiters gebildet, mit Ausnahme eines Hochpassfilters 230, der anschließend beschrieben wird.
Das Paar von Radiowellenhalbspiegeln 240A und 240B, das einige der elektromagnetischen Wellen im festgelegten Frequenzbereich überträgt und einige der elektromagnetischen Wellen reflektiert, ist in dem Wellenleiter 221 so angeordnet, dass die Übertragungsleitung 222 blockiert ist und sie einander mit einem Abstand d (beispielsweise etwa 1,4 mm) dazwischen gegenüber liegen. Die Übertragungsleitung 222 ist durch eine erste Übertragungsleitung 222a, die sich von einem Ende (dem linken Ende in (a) von 21) zu dem Radiowellenhalbspiegel 240A erstreckt, eine zweite Übertragungsleitung 222b, die sich zwischen den Radiowellenhalbspiegeln 240A und 240B erstreckt, und eine dritte Übertragungsleitung 222c unterteilt, die sich von dem Radiowellenhalbspiegel 240B zu dem anderen Ende (dem rechten Ende in (a) von 21) erstreckt.
Wie in 22 gezeigt ist, schließt beispielsweise das Paar von Radiowellenhalbspiegeln 240A und 240B jeweils ein rechteckiges dielektrisches Substrat 241 mit einer Größe ein, die der Größe des festen Wellenleiters entspricht, einen Metallfilm 242, der die Oberfläche des dielektrischen Substrats 241 bedeckt, und einen Schlitz 243, der in dem Metallfilm 242 bereitgestellt wird und elektromagnetische Wellen überträgt, wobei dieser mit dem äußeren Umfang des Metallfilms 242 fixiert ist, in Kontakt mit der Innenwand des Wellenleiters kommt und elektromagnetische Wellen mit einer Transmittanz überträgt, die der Form oder Fläche des Schlitzes 243 entspricht.
In dem Millimeterwellenbandfilter 220 mit der oben genannten grundlegenden Struktur wird ein Fabry-Perot- Resonator vom Ebenentyp durch das Paar der Radiowellenhalbspiegel 240A und 240B gebildet, und es ist möglich, nur eine Frequenzkomponente selektiv zu übertragen, die um die Resonanzfrequenz zentriert ist.
Die Übertragungsleitung 222 wird in einer Wellenleiterstruktur als geschlossener Übertragungsweg gebildet, der eine sehr geringe Dämpfung im Millimeterband aufweist und eine Größe aufweist, die elektromagnetische Wellen nur im TE10-Modus sich ausbreiten lässt. Daher ist beispielsweise kein Wellenoberflächenkonvertierprozess erforderlich, und es ist möglich, nur die Signalkomponente, die durch den Resonator extrahiert wird, mit sehr geringer Dämpfung auszugeben.
Der Resonanzfrequenzänderungsmechanismus 250 wird verwendet, um die Resonanzfrequenz eines Resonators zu ändern, der durch das Paar von Radiowellenhalbspiegeln 240A und 240B und die zweite Übertragungsleitung 222b gebildet wird, die zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln 240A und 240B bereitgestellt wird. Als Verfahren zur Änderung der Resonanzfrequenz ändert der Resonanzfrequenzänderungsmechanismus 250 einen physischen Abstand d oder einen elektrischen Abstand (beispielsweise durch Ändern der Permittivität eines Dielektrikums) zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln 240A und 240B. Deren detaillierte Struktur wird anschließend beschrieben.
Da der durch das Paar von Radiowellenhalbspiegeln 240A und 240B gebildete Resonator als solches in der Übertragungsleitung bereitgestellt wird, die die elektromagnetische Wellen im TE10-Modus überträgt, wird keine spezielle Technik zur Eingabe von ebenen Wellen benötigt, und der Radiowellenhalbspiegel kann eine willkürliche Form aufweisen, die die ebenen Wellen nicht zu übertragen braucht.
Der Filter ist als Ganzes ein im Wesentlichen versiegelter Typ, die Dämpfung infolge von Strahlung an einen externen Raum ist gering, und es ist möglich, sehr hohe Selektivitätscharakteristika im Millimeterwellenband zu erreichen.
Wenn der Wellenleiter 221 jedoch so konfiguriert ist, dass dessen Größe über die gesamte Länge einheitlich ist, reicht die Menge der Abschwächung des Stoppbands über das Passband des Filters hinaus, die durch Änderung der Resonanzfrequenz erhalten wird, nicht aus, und es ist schwierig, pegelintensive unnötige Signale über das Passband des Filters hinaus in ausreichendem Maße zu entfernen. Wie oben beschrieben ist, interferieren die Filter zudem miteinander, wenn eine Vielzahl von Paaren von Radiowellenhalbwellen bereitgestellt und in Kaskade geschaltet wird, was es schwierig macht, gewünschte Charakteristika zu erhalten.
Um die oben genannten Probleme zu lösen, wird im Millimeterwellenbandfilter 220 gemäß der Ausführungsform der Hochpassfilter 230, der durch eine Übertragungsleitung 223 gebildet wird, die eine festgelegte Länge (zum Beispiel 15 mm) und eine Größe (zum Beispiel einen Größe von a’ × b’ = 1,415 mm × 0,708 mm) unter derjenigen der ersten Übertragungsleitung 222a hat, so dass eine Grenzfrequenz nahe an dem unteren Grenzwert des Passbands des Filters ist, in dem Stoppband des Filters in der ersten Übertragungsleitung 222a zwischen einem Ende des Wellenleiters 221 und einem Radiowellenhalbspiegel 240A bereitgestellt. Die Grenzwellenlänge der Übertragungsleitung mit einer Größe von 1,415 mm × 0,708 mm im TE10-Modus ist 1,415 mm × 2 = 2,83 mm und entspricht einer Frequenz von etwa 106 GHz.
Zwei Übertragungsleitungen 222a und 223 mit unterschiedlichen Durchmessern sind miteinander über die sich verjüngenden Abschnitte 231 und 232 mit einer Größe verbunden, die sich in einem festgelegten Längenbereich (zum Beispiel 5 mm) kontinuierlich ändert und unnötige Reflexion verhindert.
Eine Vielzahl von Drosselnuten 236 mit einer Tiefe dp ist um die Innenwand des Hochpassfilters 230 herum gebildet. Die Vielzahl von Drosselnuten 236 bildet einen Bandsperrfilter 235, der eine Komponente in dem Stoppband, das höher als das Passband des Filters ist, von den elektromagnetischen Wellen abschwächt, die die Übertragungsleitung 223 des Hochpassfilters 230 passieren.
Die Drosselnut 236 schwächt eine Komponente mit einer Wellenlänge λg (= 4d) ab, die durch die Tiefe dp bestimmt wird. Eine Vielzahl von Drosselnuten 236 wird mit unterschiedlichen Tiefen gebildet, um ein breites Stoppband zu erhalten.
In 21 sind zur leichteren Darstellung fünf Drosselnuten 236 gezeigt. In der Ausführungsform werden jedoch sieben Drosselnuten 236, die dieselbe Breite von 0,2 mm und Tiefen dp von 0,36 mm, 0,38 mm, 0,40 mm, 0,42 mm, 0,44 mm, 0,46 mm, 0,48 mm haben, in einem Intervall von 0,35 mm (Intervall zwischen den Mitten der Nuten) in Ausbreitungsrichtung bereitgestellt.
Wenn die Tiefe dp 0,48 mm beträgt, ist die Grenzwellenlänge 1,92 mm und die Frequenz etwa 156 GHz. Wenn die Tiefe dp 0,36 mm beträgt, ist die Grenzwellenlänge 1,44 mm und die Frequenz etwa 208 GHz. In dem obigen Zahlenbeispiel ist es daher möglich, Komponenten in einem Band von 156 GHz bis 208 GHz abzuschwächen.
Da der Bandsperrfilter 235, der den Hochpassfilter 230 einschließt, der eine Grenzfrequenz nahe der oberen Grenzwertfrequenz des Stoppbands unter dem Passband des Filters aufweist, und die Vielzahl von Drosselnuten 236 bereitgestellt werden, die in der Innenwand des Hochpassfilters 230 bereitgestellt werden und Komponenten in dem Stoppband abschwächen, das höher als das Passband des Filters liegt, ist es möglich, die Menge an Abschwächung des hohen Stoppbands und des niedrigen Stoppbands signifikant zu erhöhen, ohne die Kaskadenverbindungsstruktur einer Vielzahl von Paaren von Radiowellenhalbspiegeln zu verwenden.
23 zeigt die Stimulationsergebnisse von Frequenzcharakteristika (S21) in jedem Zahlenbeispiel, wenn nur der Hochpassfilter 230 in dem Wellenleiter 221 bereitgestellt wird. Wie aus 23 ersichtlich ist, ist, wenn eine Frequenzänderungsbreite (Filterpassband) ±16 GHz der Resonanzfrequenz (etwa 124 GHz) mit einem konvexen Peak beträgt, die Menge der Abschwächung in dem Stoppband (etwa 108 GHz oder weniger), die gleich oder unter der Frequenzänderungsbreite ist, gleich oder weniger als –110 dB, und es ist möglich, ein pegelintensives unnötiges Signal in dem Stoppband ausreichend abzuschwächen (siehe die Charakteristika, die in den 5 und 6 gezeigt sind).
24 zeigt die Simulationsergebnisse der Frequenzcharakteristika (S21) in jedem Zahlenbeispiel, wenn der Hochpassfilter 230 und der Bandsperrfilter 235 in dem Wellenleiter 221 bereitgestellt werden. Wie aus 24 ersichtlich ist, erhöht der Hochpassfilter 230 die Menge der Abschwächung des Stoppbands (etwa 108 GHz oder weniger), das unter dem Passband des Filters liegt, auf –110 dB oder weniger, und erhöht die Menge der Abschwächung des Stoppbands (etwa 162 GHz bis 190 GHz), die höher als das Passband des Filters ist, auf –100 dB oder weniger. Es ist daher möglich, ein pegelintensives unnötiges Signal in dem Stoppband ausreichend abzuschwächen.
In dem obigen Beispiel werden der Hochpassfilter 230 und der Bandsperrfilter 235 in der Übertragungsleitung zwischen einem Ende des Wellenleiters 221 und dem Radiowellenhalbspiegel 240A bereitgestellt. Der Hochpassfilter 230 und der Bandsperrfilter 235 können jedoch zwischen dem anderen Ende des Wellenleiters 221 und dem Radiowellenhalbspiegel 240B bereitgestellt werden, oder sie können auf beiden Seiten des Paares von Radiowellenhalbspiegeln 240A und 240B bereitgestellt werden.
Der Bandsperrfilter 235 kann wegfallen, um die Menge der Abschwächung des unteren Stoppbands intensiv zu erhöhen.
Als nächstes wird ein Beispiel für einen Mechanismus zum Ändern der Resonanzfrequenz beschrieben. 25 zeigt ein Beispiel für eine Struktur, die mechanisch den Abstand d zwischen den Radiowellenhalbspiegeln 240A und 240B ändert, um die Resonanzfrequenz zu ändern. Der Wellenleiter 221 wird durch zwei Wellenleiter 221A und 221B gebildet, in denen die Übertragungsleitungen kontinuierlich sind und gleitbar miteinander verbunden sind, wobei einer der beiden Wellenleiter 221A und 221B in den anderen Wellenleiter eingesetzt ist. Ein Radiowellenhalbspiegel 240A ist an dem vorderen Ende eines Wellenleiters 221A fixiert, und der andere Radiowellenhalbspiegel 240B ist an einem Zwischenabschnitt des anderen Wellenleiters 221B fixiert, der eine andere Größe als der Wellenleiter 221A aufweist und den Wellenleiter 221A von einem Ende davon aufnimmt.
In dieser Struktur wird der Abstand d zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln 240A und 240B, wenn ein Wellenleiter 221A relativ zu dem anderen Wellenleiter 221B gleitet, geändert, um die Resonanzfrequenz zu ändern (die Antriebvorrichtung kann das obige Strukturbeispiel verwenden).
Da jedoch ein Wellenleiter in die Richtung bewegt wird, in die sich die elektromagnetischen Wellen ausbreiten, folgt einer der Schaltkreise, die vor und nach dem Filter angeschlossen sind, dem Filter. Um dieses Problem zu lösen, muss ein Pufferabschnitt (beispielsweise ein fester Wellenleiter, bezeichnet durch Referenzziffer 260 in 25) zum Absorbieren der Bewegung des Wellenleiters zwischen dem Wellenleiter und einem externen Schaltkreis bereitgestellt werden. In diesem Fall nimmt die Länge des beweglichen Wellenleiters (in diesem Beispiel des Wellenleiters 221A) zu. Wenn jedoch der Hochpassfilter 230 und der Bandsperrfilter 235 unter Verwendung des verlängerten Abschnitts bereitgestellt werden, ist diese Struktur nützlich. Der feste Wellenleiter 260 kann auf jede der oben beschriebenen Ausführungsformen angewendet werden.
Ein Beispiel für die Struktur des Millimeterwellenbandfilters, der in der Spektrumanalysevorrichtung 20 verwendet wird, ist oben beschrieben worden. Die Struktur ist jedoch illustrierend, und es können verschiedene Modifikationen an der Struktur vorgenommen werden. Die Nut 60 zur Verhinderung der Leckage von elektromagnetischen Wellen oder der Luftschacht 70 können beispielsweise in dem Millimeterwellenbandfilter 220 bereitgestellt werden, und der Hochpassfilter oder der Bandsperrfilter des Millimeterwellenbandfilters 220 können in den Millimeterwellenbandfiltern 20 bis 20" bereitgestellt werden.
Bezugszeichenliste

10: MILLIMETERWELLENBAND-SPEKTRUMANALYSEVORRICHTUNG
20, 20’, 20”: MILLIMETERWELLENBANDFILTER
21, 23a, 24a, 25a, 26a, 27a: ÜBERTRAGUNGSLEITUNG
22 BIS 27: WELLENLEITER
30A, 30B: RADIOWELLENHALBSPIEGEL
40: ABSTANDÄNDERUNGSMITTEL
51: DIELEKTRIKUM
52: PERMITTIVITÄTSÄNDERUNGSMITTEL
60, 60’: NUT
70, 70’: LUFTSCHACHT
100: FREQUENZKONVERTIEREINHEIT
110: SPEKTRUMDETEKTIEREINHEIT
120: STEUEREINHEIT
130: BETRIEBSEINHEIT
140: DISPLAY
220: MILLIMETERWELLENBANDFILTER
221, 221A, 221B: WELLENLEITER
222, 223: ÜBERTRAGUNGSLEITUNG
230: HOCHPASSFILTER
235: BANDSPERRFILTER
236: DROSSELNUT
240A, 240B: RADIOWELLENHALBSPIEGEL
250: RESONANZFREQUENZÄNDERUNGSMECHANISMUS
260: FESTER WELLENLEITER

ZITATE ENTHALTEN IN DER BESCHREIBUNG
Diese Liste der vom Anmelder aufgeführten Dokumente wurde automatisiert erzeugt und ist ausschließlich zur besseren Information des Lesers aufgenommen. Die Liste ist nicht Bestandteil der deutschen Patent- bzw. Gebrauchsmusteranmeldung. Das DPMA übernimmt keinerlei Haftung für etwaige Fehler oder Auslassungen.
Zitierte Patentliteratur

US 7746052 [0009]
US 5736845 [0009]

Claims

Millimeterwellenband-Spektrumanalysevorrichtung, umfassend: einen Millimeterwellenbandfilter, der eine Übertragungsleitung, die durch einen Wellenleiter gebildet ist, der elektromagnetische Wellen in einem ersten Millimeterwellenfrequenzband von einem Ende zu dem anderen Ende in einem TE10-Modus sich ausbreiten lässt, ein Paar planarer Radiowellenhalbspiegel, die so angeordnet sind, dass sie einander mit einem Abstand dazwischen gegenüberliegen, während das Innere der Übertragungsleitung blockiert wird, einige der elektromagnetischen Wellen in dem ersten Frequenzband übertragen werden und einige der elektromagnetischen Wellen reflektiert werden, und Resonanzfrequenzmittel zur Änderung einer elektrischen Länge zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln einschließt, um eine Resonanzfrequenz eines Resonators, der zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln gebildet wird, in dem ersten Frequenzband zu ändern, eine Signalkomponente in einem Band mit der Resonanzfrequenz als Passbandmittenfrequenz von einem Signal extrahiert, die von einem Ende der Übertragungsleitung eingeht, und die Signalkomponente am anderen Ende ausgibt; eine Frequenzkonvertiereinheit, die das Ausgabesignal von dem Millimeterwellenbandfilter mit einem ersten lokalen Signal mit einer festen Frequenz mischt, um das Ausgabesignal in ein Signal in einem zweiten Frequenzband zu konvertieren, das niedriger als das erste Frequenzband ist; eine Spektrumdetektiereinheit, die jede Frequenzkomponente des Signals in dem zweiten Frequenzband konvertiert, die durch die Frequenzkonvertiereinheit in jede Frequenzkomponente in einem festgelegten Zwischenfrequenzband unter Verwendung eines zweiten lokalen Signals konvertiert wird, dessen Frequenz abgetastet werden kann, und den Pegel jeder Frequenzkomponente detektiert; und eine Steuereinheit, die Daten speichert, die vorab die Resonanzfrequenz mit der elektrischen Länge zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln des Millimeterwellenbandfilters assoziieren, die Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters ändert, um so einen Beobachtungsfrequenzbereich auf Grundlage der Daten abzudecken, wenn Frequenzauflösung und ein gewünschter Beobachtungsfrequenzbereich des ersten Frequenzbands vorgegeben werden, das Abtasten der Frequenz des zweiten lokalen Signals der Spektrumdetektiereinheit steuert und eine Spektrumwellenform eines Signals in dem Beobachtungsfrequenzbereich mit der Frequenzauflösung detektiert.
Millimeterwellenband-Spektrumanalysevorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Steuereinheit einen ersten Steuermodus, der eine Änderung in der Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters mit dem Abtasten des zweiten lokalen Signals der Spektrumdetektiereinheit in Wirkbeziehung assoziiert, und einen zweiten Steuermodus aufweist, der das zweite lokale Signal der Spektrumdetektiereinheit in einem Änderungsschritt abtastet, der kleiner als ein Änderungsschritt der Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters ist, und auf Grundlage des angegebenen Beobachtungsfrequenzbereichs und der Frequenzauflösung irgendeinen von dem ersten Steuermodus und dem zweiten Steuermodus auswählt.
Millimeterwellenband-Spektrumanalysevorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Resonanzfrequenzänderungsmittel des Millimeterwellenbandfilters eine Struktur aufweist, in der der Abstand zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln durch eine Antriebsvorrichtung mit einem Schrittmotor als Antriebsquelle geändert wird, und die Steuereinheit einen Zustand verwendet, bei dem der Abstand zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln gleich einem festgelegten Wert als Referenzzustand ist und die Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters auf Grundlage der Daten ändert, die die Resonanzfrequenz mit der Anzahl der Antriebspulse des Schrittmotors assoziieren.
Millimeterwellenband-Spektrumanalyseverfahren, umfassend: einen Schritt zum Extrahieren einer Signalkomponente in einem Band mit einer Resonanzfrequenz als Passbandmittenfrequenz aus einem Signal, das von einem Ende einer Übertragungsleitung eingeht, unter Verwendung eines Millimeterwellenbandfilters, der die Übertragungsleitung, die durch ein Wellenleiter gebildet ist, der elektromagnetische Wellen in einem ersten Millimeterwellenfrequenzband von einem Ende zu dem anderen Ende in einem TE10-Modus sich ausbreiten lässt, ein Paar planarer Radiowellenhalbspiegel, die so angeordnet sind, dass sie einander mit einem Abstand dazwischen gegenüberliegen, während das Innere der Übertragungsleitung blockiert wird, einige der elektromagnetischen Wellen in dem ersten Frequenzband übertragen werden und einige der elektromagnetischen Wellen reflektiert werden, und Resonanzfrequenzmittel zum Ändern einer elektrischen Länge zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln einschließt, um eine Resonanzfrequenz eines Resonators, der zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln gebildet wird, in dem ersten Frequenzband zu ändern; ein Schritt des Mischens des Ausgabesignals von dem Millimeterwellenbandfilter mit einem ersten lokalen Signal mit einer festen Frequenz, um das Ausgabesignal in ein Signal in einem zweiten Frequenzband zu konvertieren, das unter dem ersten Frequenzband liegt; ein Schritt des Konvertierens jeder Frequenzkomponente des Signals in dem zweiten Frequenzband, das durch den Schritt des Konvertierens der Frequenz in jede Frequenzkomponente in einem festgelegten Zwischenfrequenzband unter Verwendung eines zweiten lokalen Signals konvertiert wird, dessen Frequenz abgetastet werden kann, und des Detektierens des Pegels jeder Frequenzkomponente; und einen Schritt des Speichern von Daten, die vorab die Resonanzfrequenz mit der elektrischen Länge zwischen dem Paar von Radiowellenhalbspiegeln des Millimeterwellenbandfilters assoziieren, des Änderns der Passbandmittenfrequenz des Millimeterwellenbandfilters, um so einen Beobachtungsfrequenzbereich auf Grundlage der Daten abzudecken, wenn Frequenzauflösung und ein gewünschter Beobachtungsfrequenzbereich des ersten Frequenzbands vorgegeben werden, des Steuerns des Abtastens der Frequenz des zweiten lokalen Signals der Spektrumdetektiereinheit und des Detektierens einer Spektrumwellenform eines Signals in dem Beobachtungsfrequenzbereich mit der Frequenzauflösung.