JP6150994B2 - マルチレベルコンバータおよびマルチレベルコンバータを操作する制御方法 - Google Patents

マルチレベルコンバータおよびマルチレベルコンバータを操作する制御方法 Download PDF

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Description

本発明は、マルチレベルコンバータに関し、特に、電気的に分離されるモジュールのマルチレベルコンバータに関する。さらに、本発明は、一定の平均出力ＤＣリンク電圧を提供するマルチレベルコンバータを操作する制御方法に関する。
従来技術
マルチレベルコンバータは、当技術において有名である。輸送目的のために、例えば、中間または低い出力ＤＣ電圧へ中間入力ＡＣ電圧の変換の必要がある。一般に、ＡＣ／ＤＣコンバータは、アクティブフロントエンドステージおよびＤＣ／ＤＣコンバータステージを含んで、２つのステージアプローチの中でインプリメントすることができる。
制御ユニットは、ある意味では一定の平均出力ＤＣリンク電圧を提供するように、アクティブフロントエンドステージおよびＤＣ／ＤＣコンバータステージを制御するように提供される。多数のセンサは、ライン入力電圧、ライン入力電流、ＤＣリンク出力電圧、ＤＣ／ＤＣコンバータの１次側／２次側の共振電流、およびアクティブフロントエンドユニット上のすべてのレベルのＤＣリンク電圧の測定のために使用される。
通常、この種のマルチレベルコンバータは、マルチレベル接続形態（topology）を有する。ここで、分離されたＤＣ／ＤＣコンバータステージが出力で並列する場合、アクティブフロントエンドステージは、直列に接続される。マルチレベルコンバータ接続形態の場合には、センサは、各ＤＣ／ＤＣコンバータの２次側の電流および各アクティブフロントエンドステージのＤＣリンク出力電圧を測定しなければならない。
平均の一定出力ＤＣリンク電圧のおよび力率（例えば、１近く）の制御の重要な制御目標、およびできるだけ低い線電流の全高調波ひずみ（ＴＨＤ：total harmonic distortion）が満たされるように、制御ユニットは、アクティブフロントエンドステージおよびＤＣ／ＤＣコンバータの制御として役立つ。中間電圧アプリケーションにおけるマルチレベルコンバータが、中間電圧ソースから直接操作されるので、感知設備のための分離要求は、かなり厳しい。したがって、制御ユニットの制御スキームを適用するために必要とされる測定用の電圧／電流センサの数を減らすことが好ましい。
文献ＥＰ２１８０５８６Ａ１およびＵＳ６，３４４，９７９Ｂ１は、ＤＣ／ＤＣコンバータを共振コンバータにするために、上記の２つのステージ接続形態を有し、ＬＬＣ共振回路またはＣＬＬ共振回路を使用するＡＣ／ＤＣコンバータをそれぞれ示す。
文献ＤＥ１９８２７８７２Ａ１は、アクティブフロントエンドユニットおよび非共振のＤＣ／ＤＣコンバータを備えた２つのステージ接続形態を有するマルチレベルパワーエレクトロニクス変圧器を示す。
文献ＤＥ１９７５００４１Ｃ１は、共振ステージであるＤＣ／ＤＣ変換ステージおよびアクティブフロントエンドを有するＤＣ／ＤＣコンバータを示す。
さらに、文献ＵＳ６，２１８７９２Ｂ１は、モジュール、機械的な特徴および接続への焦点を備えたモジュール式のコンバータ配置を示す。
文献ＵＳ５，６４６，８３５は、ＩＧＢＴを有するインバータを含んでいる直列共振回路を示す。直列共振回路は、インバータを制御するために対数増幅器とともに、位相および周波数変調を利用するコントローラを含んでいる。
文献ＵＳ２００６／０２２１６５３Ａ１は、高周波変成器を介してスイッチドインバータ回路につながれた連続に相互接続したマルチレベルコンバータを含むマルチレベルコンバータに基づいたインテリジェントユニバーサル変圧器を示す。ユニバーサル変圧器の入力は、高電圧流通システムにつなぐことができる。また、ユニバーサル変圧器の出力は、低電圧アプリケーションにつなぐことができる。
T. Zhao, G. Wang, J. Zeng, S. Dutta, S. Bhattacharya および A. Q. Huangによる「Voltage and power balance control for a cascaded multilevel solid-state transformer」、IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition, APEC 2010, pp.761-767の文献では、デュアルアクティブブリッジコンバータは、ＤＣ／ＤＣコンバータステージに使用される。デュアルアクティブブリッジコンバータの中のパワーフロー（Power flow）は、変圧器リークインダクタンスを横切る入力および出力側に適用される電圧間の位相シフトの制御によって、制御される。ステージ間のバランスを保つパワーを達成するために、両側の各レベルでの電圧および電流のすべてを、測定する必要がある。
一般的なタイプのコンバータは、ＵＳ５，２３３，５０９に定められる。
上記を考慮して、本発明は、多くの感知された電圧および電流を減少させることを可能とするマルチレベルコンバータのための制御方法を提供することを目的とする。
上記の目的は、請求項１によるマルチレベルコンバータ、およびさらなる独立請求項によるマルチレベルコンバータのための制御方法によって達成される。
本発明のさらなる実施形態は、従属請求項の中で示される。
第１の態様によれば、マルチレベルコンバータは、次のものを含んで提供される：
ＡＣ入力におけるＡＣ入力電圧（ｕｉｎ）を中間ＤＣ電圧（ＵＺ）に変換するためのアクティブステージ（２）と；
ＤＣ出力における出力ＤＣ電圧（Ｕｏｕｔ）に中間ＤＣ電圧（ＵＺ）を変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータ（３）であって、共振回路（３２）および変圧器（３３）によって形成される、共振変圧器（３２、３３）を有するＤＣ／ＤＣコンバータ（３）と；
ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）の出力ＤＣ電圧（Ｕｏｕｔ）、入力電圧（ｕｉｎ）およびコンバータ（１）の入力電流のみに基づいて、アクティブステージ（２）をアクティブに操作するように構成され、開ループモードで前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）を操作するように構成された制御ユニット（５）と。
本発明についての１つの考えは、コンバータおよびそのようなコンバータのための制御スキームを提供することである。そこでは、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力ＤＣ電圧、制御可能なパワーファクタ（power factor）のためのシヌソイド入力電流および出力ＤＣリンク電圧の一定平均の制御目標を達成するアクティブステージの入力電圧および入力電流だけを感知するのに十分である。
ＤＣ／ＤＣコンバータに関しては、変圧器を持った共振コンバータが使用される。ＤＣ／ＤＣコンバータは、変圧器の１次側（primary side）および２次側（secondary side）の電圧が、供給された出力電流と無関係に互いに本質的に相互に関連するように、開ループモードで操作される。
したがって、制御方法は、共振ＤＣ／ＤＣコンバータにより、共振コンバータの１次側の電圧が固定値に同様に与えられるので、抑制された量として入力電圧および入力電流、および出力電圧を単に要求する。したがって、１次側電圧の追加の制御は必要ない。また、出力ＤＣ電圧の制御は、単にＤＣ／ＤＣ共振コンバータの１次側および２次側の間の強い結合により十分である。
さらに、制御ユニットは、共振変圧器の共振周波数またはそれ以下に相当するスイッチング周波数を備えたアクティブスイッチを切り替えることにより、開ループモードでＤＣ／ＤＣコンバータを操作するように構成されてもよい。したがって、開ループモードで操作するＤＣ／ＤＣの共振コンバータでは、効率に関して最適化することができる固定動作基点（fixed operating point）を定義することができることを実現することができる。
１つの実施形態によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータは、フリーホイーリングダイオードに各々並列するスイッチング素子を各々有する第１のスイッチングユニットおよび第２のスイッチングユニットを有してもよい。ここで、共振変圧器が、第１のスイッチングユニットと第２のスイッチングユニットの間に配置される。制御ユニットは、約５０％のデューティーサイクルおよびスイッチング周波数でスイッチングユニットのうちの１つを操作するように構成される。特に、制御ユニットは、フリーホイーリングダイオードが受動整流器として働くような、スイッチングユニットの他のそれぞれを駆動しないように構成され、または、能動整流器として働くスイッチングユニットの他の１つのそれぞれを操作するように構成される。
共振周波数の領域またはその共振周波数より下の領域の５０％の固定のデューティーサイクルの操作が十分であることが分かる。共振タンクの設計中にターンオフ電流の値を制御し最小化することができるように、これは、ターンオン中にパルス半導体に対してゼロ電圧スイッチングを提供し、ターンオフ中に疑似（quasi）のゼロ電流スイッチングを提供する。
パワーフロー（power flow）によって、ＤＣ／ＤＣコンバータは、第１または第２のスイッチングユニットのいずれかをアクティブに切り替えるように操作してもよい。一方、それぞれの他のものは、接続形態に依存して、受動整流器として操作されるか、能動整流器として働くように切り替えることにより操作されてもよい。スイッチングユニットのうちの１つが、受動整流器として操作された場合、それはインピーダンス変圧器として働く。そこでは、等価負荷抵抗（equivalent load resistance）は、実際の負荷抵抗とは異なり、容易に導き出すことができる。一定の出力ＤＣリンク電圧については、共振コンバータの１次側の電圧は、変圧器巻数比（transformer turn ratio）によって決定され、共振回路のトランスインピーダンスをわたる電圧によって影響を受ける固定値にクランプされる。
制御ユニットは、制御機能を有し、そのフィードバックは、ＤＣ出力電圧の考慮によるＤＣ出力電圧および入力電流、アクティブステージの入力電圧および入力電流を制御するように提供されてもよい。
さらに、制御機能は、カスケード制御機能でもよい。
アクティブステージは、Ｈ−ブリッジ回路を有してもよい。そこでは、Ｈ−ブリッジ回路は、制御機能の結果である調整インデックスによって操作される。
アクティブステージは、直列に適用された入力インダクタを有するように提供されてもよい。
１つの実施形態によれば、共振変圧器は、共振回路と変圧器によって形成されてもよい。そこでは、共振回路は、共振インダクタ、共振コンデンサおよび並列インダクタを含んでいる。
さらなる態様によれば、複数の上記コンバータを含む配置が、提供されてもよい。そこでは、アクティブステージのＡＣ入力は、直列に接続され、ＤＣ／ＤＣコンバータのＤＣ出力は、並列に接続される。制御ユニットは、並列されたＤＣ／ＤＣコンバータの共通の出力ＤＣ電圧、配置の入力における入力電圧および配置を通る入力電流のみに基づいて、アクティブステージをアクティブに操作するように構成される。
さらに、共通の入力インダクタは、直列に接続しているアクティブステージに直列に提供されてもよい。
コンバータおよびつながれたコンバータに外部から適用された入力線間電圧（input line voltage）に上記の入力電圧が対応することが注目される。通常、入力インダクタは、アクティブステージ内にスイッチ（Ｈ−ブリッジ回路）上の電圧から外部的に提供された入力線間電圧を分断するように提供される。
さらなる態様によれば、次のステップを含む方法が提供されてもよい：
ＤＣ／ＤＣコンバータの出力ＤＣ電圧、入力電圧およびアクティブステージの入力電流のみに基づいて、アクティブステージをアクティブに操作することと、
開ループモードでＤＣ／ＤＣコンバータを操作することと。
本発明の好ましい実施形態は、添付図面とともに、今より詳細に記述される。
図１は、アクティブフロントエンドステージおよびＤＣ／ＤＣコンバータステージを有するＡＣ／ＤＣコンバータの回路図を示す。 図２は、マルチレベルコンバータを操作する制御スキームを例証するブロック図を示す。 図３は、複数のＡＣ／ＤＣコンバータを有するマルチレベルコンバータを示す。
好適な実施の形態
図１は、中間電圧パワーエレクトロニクス変圧器で使用されるＡＣ／ＤＣコンバータ１を示す。そのような種類のコンバータは、例えば、牽引（traction）目的で使用される。
ＡＣ／ＤＣコンバータ１は、アクティブフロントエンドステージ２（アクティブステージ）およびＤＣ／ＤＣコンバータステージ３を有する。そのようなコンバータ１は、双方向に操作することができるが、次の記述は、牽引アプリケーションに一般に使用されるようなアクティブフロントエンドステージ２からＤＣ／ＤＣコンバータステージ３へのエネルギーの流れについて言及する。
アクティブフロントエンドステージ２は、ＡＣ入力電圧ｕｉｎを受け取るＡＣ端子を有する。アクティブフロントエンドステージ２のＤＣ端子は、変換された中間ＤＣリンク電圧Ｕｚを供給するように提供される。中間ＤＣリンク電圧Ｕｚは、出力電圧Ｕｏｕｔへの中間ＤＣリンク電圧Ｕｚの分断および変換として役立つＤＣ／ＤＣコンバータステージ３の第１の端子に接続される。
アクティブフロントエンドステージ２は、アクティブに抑制されたＡＣ／ＤＣ変換ユニットである。本実施形態では、アクティブフロントエンドステージ２は、Ｈ−ブリッジ回路として相互接続された第１から第４のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４を含む。スイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４は、フリーホイーリングダイオードＤ１〜Ｄ４を各々並列にそれぞれ有し、パワーＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＩＧＣＴおよびその他同種のものとして提供することができる。詳細には、第１および第２のスイッチング素子Ｓ１およびＳ２は、中間ＤＣリンク電圧ＵＺを供給する第１のＤＣライン７と第２のＤＣライン８の間に直列に接続される。同じ方法で、第３のスイッチング素子Ｓ３および第４のスイッチング素子Ｓ４は、第１のＤＣライン７と第２のＤＣライン８の間で直列に接続される。
ＡＣ入力線間電圧ｕｉｎは、アクティブフロントエンドの入力インダクタＬｉｎを介して第１のノードＮ１（それは、第１およぶ第２のスイッチング素子Ｓ１、Ｓ２の間に直列に接続される）に接続され、第２のノードＮ２（それは、第３および第４のスイッチング素子Ｓ３、Ｓ４の間に直列に接続される）に接続される。第１のＤＣライン７と第２のＤＣライン８の間で、ＤＣリンクコンデンサＣ１およびＣ２の直列接続が、さらに接続される。
受動のＤＣ／ＤＣコンバータステージ３は、中間ＤＣリンク電圧ＵＺを受け取るために、アクティブフロントエンドステージ２のＤＣライン７および８とつなげられる。受動のＤＣ／ＤＣコンバータステージ３は、第５のスイッチング素子Ｓ５および第６のスイッチング素子Ｓ６の直列接続である第１のハーフブリッジ回路３１を有する。それは、ＤＣ端子（つまり、アクティブフロントエンドステージ２の第１のＤＣライン７および第２のＤＣライン８）とつなげられる。
共振タンク３２は、第５および第６のスイッチング素子Ｓ５、Ｓ６の間の第１のハーフブリッジ３１の第４のノードＮ４につなげられる第１の入力、および、アクティブフロントエンドステージ２の第１および第２のコンデンサＣ１、Ｃ２の直列接続の第３のノードＮ３につなげられる第２の入力が提供される。共振タンク３２のさらなる端子は、変圧器３３の１次側とつなげられる。さらに、共振コンデンサを、第３のノードＮ３の代わりに、第２のＤＣライン８に接続することも可能である。
図１に示すように、共振タンク３２は、第１のハーフブリッジ３１の第４のノードＮ４と共振タンク３２のＴ−ノードＮＴの間に接続される共振コンデンサＣｒを含む。Ｔ−ノードＮＴは、共振タンク３２の共振インダクタＬｒを介して、変圧器３３の１次側の第１の端子に接続される。アクティブフロントエンドステージ２のコンデンサＣ１、Ｃ２の直列接続の第３のノードＮ３は、変圧器３３の１次側の第２の端子に接続される。共振タンク３２の並列インダクタＬｍは、Ｔ−ノードＮＴと変圧器３３の１次側の第２の端子の間に提供される。
または、共振タンク３２は、共振コンデンサＣｒおよび共振インダクタの直列接続を含んでもよい。共振インダクタは、第１のハーフブリッジ３１の第４のノードＮ４と変圧器３３の１次側の第１の端子の間に接続される。アクティブフロントエンドステージ２のコンデンサＣ１、Ｃ２の直列接続の第３のノードＮ３は、変圧器３３の１次側の第２の端子に接続される。共振タンク３２の並列インダクタＬｍは、変圧器３３の１次側の第１の端子と変圧器３３の１次側の第２の端子の間に提供される。
さらなる代替の実施形態によれば、共振タンク３２は、共振インダクタＬｒおよび共振コンデンサＣｒを含んでもよい。共振インダクタＬｒは、第１のハーフブリッジ３１の第４のノードＮ４と変圧器３３の１次側の第１の端子の間に接続される。共振コンデンサＣｒは、アクティブフロントエンド２のコンデンサＣ１、Ｃ２の直列接続の第３のノードと変圧器３３の１次側の第２の端子の間に接続される。並列インダクタＬｍは、変圧器３３の１次側の第１および第２の端子間に提供される。
代替の実施形態では、共振タンク３２の共振インダクタＬｒおよび並列インダクタＬｍは、変圧器３３の磁気構造へ統合されてもよい。
さらに、共振コンデンサが、第３のノードＮ３の代わりに、第２のＤＣライン８に直接接続されることも可能である。共振タンク３２の第２の入力が、第２のＤＣライン８とつなげられる場合に、変圧器３３の１次側の第２端子は、好ましくは、第２のＤＣライン８に直接、つまり、第２のＤＣライン８と変圧器３３の１次側の第２端子の間のコンポーネントなしで、接続されてもよい。
変圧器３３の２次側の第１の端子は、第７および第８のスイッチング素子Ｓ７、Ｓ８の直列接続を含む第２のハーフブリッジ３４の第５のノードＮ５につなげられる。第２のハーフブリッジ３４の直列接続は、第１および第２の出力端子Ｏ１、Ｏ２にそれぞれ接続された第１および第２のＤＣ出力ライン１５、１６間に接続される。
アクティブフロントエンドステージ２のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ４および第１および第２のハーフブリッジ３１、３４のスイッチング素子Ｓ５〜Ｓ８は、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＩＧＣＴおよび同種のものとしてインプリメントされ、統合（内在する）または分離されたフリーホイーリングダイオードＤ１〜Ｄ８を各々並列にそれぞれ有する。それは、個別のスイッチング素子Ｓ１〜Ｓ８に並列におよび逆バイアスされた方法で接続される。
第１および第２の出力端子Ｏ１、Ｏ２間で、第３および第４のコンデンサＣ３、Ｃ４の直列接続が、適用される。そこでは、第３および第４のコンデンサＣ３、Ｃ４の直列接続の第６のノードＮ６は、変圧器３３の第２の側の第２の端子とつなげられる。または、変圧器３３の第２の側の第２の端子は、第２の出力端子Ｏ２と直接つなげられることができる。
共振コンデンサＣｒが、変圧器３３の１次側の第１／第２の端子と接続された１つのコンデンサおよび変圧器３３の２次側の第１／第２の端子と接続された別の１つのコンデンサへ分割されることが規定されてもよい。
ＡＣ／ＤＣコンバータ１は、制御ユニット５によって制御される。制御ユニット５に入力手段を供給するために、電圧感知ユニット１０は、ＡＣ入力電圧ｕｉｎを検知するように提供される。また、電流感知ユニット１１は、ＡＣ入力電流ｉｉｎを検知するように提供される。さらに、出力感知ユニット１２は、出力電圧Ｕｏｕｔを検知するように提供される。
制御ユニット５は、アクティブフロントエンドステージ２の操作を制御し、受動のＤＣ／ＤＣコンバータステージ３を制御する。制御は、所定の所望の出力電圧Ｕｄｅｓと同様に、ＡＣ入力電圧ｕｉｎ、ＡＣ入力電流ｉｉｎおよびＤＣ出力電圧Ｕｏｕｔの入力手段に基づいて、実行される。
ＤＣ／ＤＣコンバータステージ３は、共振変圧器ステージとしてインプリメントされる。そこでは、共振タンク３２は、共振タンク３２および変圧器３３の結合回路の共振周波数を提供する。そこでは、ある共振周波数は、共振インダクタＬｒおよび共振コンデンサＣｒの厳選により、適応させることができる。別の共振周波数は、共振インダクタＬｒおよび共振コンデンサＣｒによって定義された値および並列インダクタＬｍの選択によって、定義される。エネルギーの流れによって、第１のハーフブリッジ３１または第２のハーフブリッジ３４のいずれかが、切り替えられる。一方、それぞれの他のハーフブリッジは、受動である。その結果、関連するフリーホイーリングダイオードは、単に整流器として働く。
この場合では、エネルギーの流れが、アクティブフロントエンドステージ２からＤＣ／ＤＣコンバータステージ３、そして出力端子Ｏ１、Ｏ２であると仮定されている。この場合、第２のハーフブリッジ３４のスイッチング素子Ｓ７、Ｓ８が、切られている間、第１のハーフブリッジ３１だけが、アクティブに切り替えられる。その結果、関連するフリーホイーリングダイオードＤ７およびＤ８は、変圧器３３の２次側に提供される電圧と電流を修正する。
代替の実施形態では、ＤＣ／ＤＣコンバータは、共振タンク３２の両側のマルチレベルトポロジで実現することができる。したがって、スイッチングは、アクティブ整流が得られるような、パワーフローと関係なく、両側に必要とされるだろう。
コンバータ１が、ＡＣ／ＤＣコンバータとして操作されると仮定して、主な制御目標は、出力ＤＣリンク電圧Ｕｏｕｔが平均して一定であること、入力電流ｉｉｎが低いＴＨＤを有すること、１近くの力率が制御されることである。共振変圧器ステージ３の使用により、コンデンサＣ３およびＣ４の直列接続を横切る一定の出力ＤＣリンク電圧Ｕｏｕｔ、コンデンサＣ１およびＣ２を横切る変圧器ステージ３の入力側の中間電圧ＵＺは、同様に固定値に固定され、変圧器巻数比によっておよび共振タンク３２のトランスインピーダンスを横切る電圧によって決定される。
変圧器ステージ３は、最良の可能な効率のために最適化することができる固定動作点（fixed operating point）で、開ループで操作することができる。共振周波数のまたはその共振周波数より下の領域のアクティブに操作されたハーフブリッジの５０％のデューティーサイクルの固定周波数は、十分である。これは、ターンオン中にアクティブハーフブリッジに対するゼロ電圧スイッチングを提供し、ターンオフ中に疑似のゼロ電流スイッチングに提供する。
上記の主な制御目標を達成するために、入力電圧ｕｉｎ、入力電流ｉｉｎおよび出力電圧Ｕｏｕｔ、中間電圧ＵＺと非常に関連する後のものを入力手段として得ることは十分である。
図２に示すように、制御スキームは、例えば、内部ライン電流コントローラ５１および外部出力ＤＣリンク電圧コントローラ５２を備えたカスケード制御ループとしてインプリメントされる。ライン入力電流コントローラ５１は、例えば、所望の電圧Ｕｄｅｓおよび現実の出力電圧Ｕｏｕｔの間の出力電圧差に依存して、（ＰまたはＩ制御ブロックを使用して）制御を実行する。マルチプリケーションブロック５４では、所望の電圧Ｕｄｅｓと現実の出力電圧Ｕｏｕｔの間の差に依存する振幅を有して、シヌソイドＡＣ電流信号が得られるように、フェーズロックドループ回路５３を使用して、ＡＣ入力電圧ｕｉｎから導き出されたシヌソイド波形信号を、内部ライン電流コントローラ５１の出力値に掛ける。制御電流ｉｌｉｎｅが、得られる。
制御電流ｉｌｉｎｅおよび入力電流ｉｉｎは、サブトラクションブロック５５で互いに引かれる。また、その結果の電流差は、アクティブフロントエンドステージ２の操作のために使用される調整インデックスＭを得るために、外部出力ＤＣリンク電圧コントローラ５２に供給される。一般に、調整インデックスは、調整スキームを示し、キャリア信号の調整された変数がその未調整レベルのあたりでどのくらい変化するかによって記述する。したがって、調整インデックスＭに依存して生成された中間リンク電圧Ｕｚは、コンバータ１の入出力側で利用可能な電気的な手段を単に使用して制御することができる。
図３は、入力側で直列に接続される複数のコンバータ１を有するコンバータ配置４０を示す。そこでは、出力端子は、並列に接続される。言い換えれば、各コンバータ１の第１の出力端子Ｏ１は、相互接続される。また、第２の出力端子Ｏ２は、相互接続される。入力側で、アクティブフロントエンドステージ２は、ディジーチェーン（daisy chain）のように直列に接続され、入力電圧は、直列に接続しているアクティブフロントエンドステージ２の上に適用される。
コンバータ配置４０は、制御ユニット５によって制御される。制御ユニット５に供給された手段は、すべての直列に接続しているアクティブフロントエンドステージ２および電流感知ユニット１１に関するＡＣ入力電圧ｕｉｎを検知するために、および、すべてのアクティブフロントエンドステージ２を通るＡＣ入力電流ｉｉｎを検知するために、電圧感知ユニット１０によって得られる。さらに、出力感知ユニット１２は、すべてのＤＣ／ＤＣコンバータステージ３の共通の出力電圧Ｕｏｕｔを検知するために、提供される。
代替の実施形態では、アクティブフロントエンドステージ２のすべてまたは一部の入力インダクタＬｉｎは、直列に接続しているアクティブフロントエンドステージ２に関する電圧からＡＣ入力電圧ｕｉｎを分断するために、アクティブフロントエンドステージ２と直列接続された共通の入力インダクタと置き替えることができる。
さらに、上記の中で提案された制御方法は、図３のコンバータ配置に適用可能である。ＤＣ／ＤＣコンバータステージ３のすべての出力が、並列に接続されるように、それは、変圧器ステージ３の１次側の（またはアクティブフロントエンドステージ２の出力で）フローティングＤＣリンクのすべてが理想的に同一値に固定されるだろうということを示唆する。したがって、中間ＤＣリンク電圧ＵＺの補足制御および出力ＤＣリンク電圧の制御は、それが共振コンバータとして形成されるように、単にＤＣ／ＤＣコンバータステージ３の１次側および２次側の間の密結合により十分である必要がない。
図３の接続形態がかなり強く、これらのパラメータの変化に敏感でないように、１次側で平衡を保つコンデンサおよびバランスのとれたパワー共有に関する異なるコンバータ間のパラメータ変化の影響は低い。特に、共振インダクタＬｒ、共振コンデンサＣｒおよびＤＣリンクキャパシタンスの値の変化に対する感度は、低い。さらに、プラス／マイナス２０％の変化は、許容することができる。
以下に、本願出願の当初の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
［１］ ＡＣ入力におけるＡＣ入力電圧（ｕ ｉｎ ）を中間ＤＣ電圧（Ｕ Ｚ ）に変換するためのアクティブステージ（２）と、
ＤＣ出力における出力ＤＣ電圧（Ｕ ｏｕｔ ）に前記中間ＤＣ電圧（Ｕ Ｚ ）を変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータ（３）であって、共振回路（３２）および変圧器（３３）によって形成される、共振変圧器（３２、３３）を有するＤＣ／ＤＣコンバータ（３）と、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）の出力ＤＣ電圧（Ｕ ｏｕｔ ）、入力電圧（ｕ ｉｎ ）およびコンバータ（１）の入力電流のみに基づいて、前記アクティブステージ（２）をアクティブに操作するように構成され、開ループモードで前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）を操作するように構成された制御ユニット（５）と、
を具備するコンバータ（１）。
［２］ 前記制御ユニット（５）は、前記共振変圧器（３２、３３）の共振周波数またはそれ以下に相当するスイッチング周波数を備えたアクティブスイッチを切り替えることにより、前記開ループモードで前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）を操作するように構成される、［１］に記載のコンバータ（１）。
［３］ 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）は、フリーホイーリングダイオード（Ｄ ５ −Ｄ ８ ）に各々並列するスイッチング素子（Ｓ ５ −Ｓ ８ ）を各々有する第１のスイッチングユニット（３１）および第２のスイッチングユニット（３４）を有し、
前記共振変圧器（３２、３３）は、前記第１のスイッチングユニット（３１）と前記第２のスイッチングユニット（３４）の間に配置され、
前記制御ユニット（５）は、約５０％のデューティーサイクルおよびスイッチング周波数で前記スイッチングユニット（３１、３４）のうちの１つを操作するように構成される、［１］または［２］に記載のコンバータ（１）。
［４］ 制御ユニット（５）は、フリーホイーリングダイオード（Ｄ ５ −Ｄ ８ ）が受動整流器として働くような、前記スイッチングユニット（３１、３４）の他のそれぞれを駆動しないように構成され、または、能動整流器として働く前記スイッチングユニット（３１、３４）の他の１つのそれぞれを操作するように構成される、［３］に記載のコンバータ（１）。
［５］ 制御ユニット（５）は、制御機能を有し、
そのフィードバックは、前記ＤＣ出力電圧（Ｕ ｏｕｔ ）の考慮による前記ＤＣ出力電圧（Ｕ ｏｕｔ ）および前記入力電流、前記アクティブステージ（２）の前記入力電圧（ｕ ｉｎ ）および前記入力電流（ｉ ｉｎ ）を制御する、［１］〜［４］のうちの１つによるコンバータ（１）。
［６］ 前記制御機能は、カスケード制御機能である、［５］に記載のコンバータ（１）。
［７］ 前記アクティブステージ（２）は、Ｈ−ブリッジ回路を有し、
前記Ｈ−ブリッジ回路は、前記制御機能の結果である調整インデックスによって操作される、［５］〜［６］のうちの１つによるコンバータ（１）。
［８］ 前記アクティブステージ（２）は、直列に適用された入力インダクタ（Ｌ ｉｎ ）を有する、［１］〜［７］のうちの１つによるコンバータ（１）。
［９］ 前記共振変圧器（３２、３３）は、共振回路（３２）および変圧器（３３）によって形成され、
前記共振回路（３２）は、共振インダクタ（Ｌ ｒ ）、共振コンデンサ（Ｃ ｒ ）および並列インダクタ（Ｌ ｍ ）を含んでいる、［１］〜［８］のうちの１つによるコンバータ（１）。
［１０］ ［１］〜［９］のうちの１つによる複数のコンバータを具備する配置（４０）であって、
前記アクティブステージの（２）前記ＡＣ入力は、直列に接続され、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）の前記ＤＣ出力は、並列に接続され、
前記制御ユニット（５）は、前記並列されたＤＣ／ＤＣコンバータ（３）の共通の前記出力ＤＣ電圧（Ｕ ｏｕｔ ）、前記配置（４０）の入力における前記入力電圧および前記配置（４０）を通る入力電流のみに基づいて、前記アクティブステージ（２）をアクティブに操作するように構成される、配置（４０）。
［１１］ 共通の入力インダクタは、前記直列に接続しているアクティブステージ（２）に直列に提供される、［１０］に記載の配置（４０）。
［１２］ コンバータ（１）を操作する方法であって、
前記コンバータ（１）は、
ＡＣ入力におけるＡＣ入力電圧（ｕ ｉｎ ）を中間ＤＣ電圧（Ｕ Ｚ ）に変換するためのアクティブステージ（２）と、
ＤＣ出力における出力ＤＣ電圧（Ｕ ｏｕｔ ）に前記中間ＤＣ電圧（Ｕ Ｚ ）を変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータ（３）であって、共振回路（３２）および変圧器（３３）によって形成される、共振変圧器（３２、３３）を有するＤＣ／ＤＣコンバータ（３）と、
を具備し、
前記方法は、
前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）の出力ＤＣ電圧（Ｕ ｏｕｔ ）、前記コンバータ（１）の入力電圧（Ｕ ｉｎ ）および前記アクティブステージ（２）の入力電流のみに基づいて、前記アクティブステージ（２）をアクティブに操作することと、
開ループモードで前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）を操作することと、
を具備する、方法。
参照符号リスト
１ コンバータ
２ アクティブフロントエンドステージ
３ ＤＣ／ＤＣコンバータステージ
５ 制御ユニット
７ 第１のＤＣライン
８ 第２のＤＣライン
１０ 入力電圧感知ユニット
１１ 入力電流感知ユニット
１２ 出力電圧感知ユニット
３１ 第１のハーフブリッジ
３２ 共振タンク
３３ 変圧器
３４ 第２のハーフブリッジ
Ｓ１〜Ｓ８ スイッチング素子
Ｄ１〜Ｄ８ フリーホイーリングダイオード
Ｃｒ 共振コンデンサ
Ｌｒ 共振インダクタ
Ｌｍ 並列インダクタ
Ｌｉｎ 入力インダクタ
５１ 内部ライン電流コントローラ
５２ 外部出力ＤＣリンク電圧コントローラ
５３ フェーズロックドループ
５４ マルチプリケーションブロック
５５ サブストラクションブロック

Claims (12)

  1. ＡＣ入力におけるＡＣ入力電圧（ｕｉｎ）を中間ＤＣ電圧（ＵＺ）に変換するためのアクティブステージ（２）と、
    ＤＣ出力における出力ＤＣ電圧（Ｕｏｕｔ）に前記中間ＤＣ電圧（ＵＺ）を変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータ（３）であって、共振回路（３２）および変圧器（３３）によって形成される、共振変圧器（３２、３３）を有するＤＣ／ＤＣコンバータ（３）と、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）の出力ＤＣ電圧（Ｕｏｕｔ）、コンバータ（１）の入力電圧（ｕｉｎ）および入力電流（ｉｉｎ）のみに基づいて、前記アクティブステージ（２）をアクティブに操作するように構成され、開ループモードで前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）を操作するように構成された制御ユニット（５）と、
    を具備するコンバータ（１）。
  2. 前記制御ユニット（５）は、前記共振変圧器（３２、３３）の共振周波数またはそれ以下に相当するスイッチング周波数で操作される第１および第２のスイッチングユニット（３１、３４）のそれぞれのスイッチング素子を切り替えることにより、前記開ループモードで前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）を操作するように構成される、請求項１に記載のコンバータ（１）。
  3. 前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）は、フリーホイーリングダイオード（Ｄ５、Ｄ６）に各々並列するスイッチング素子（Ｓ５、Ｓ６）を有する第１のスイッチングユニット（３１）、およびフリーホイーリングダイオード（Ｄ７、Ｄ８）に各々並列するスイッチング素子（Ｓ７、Ｓ８）を有する第２のスイッチングユニット（３４）を有し、
    前記共振変圧器（３２、３３）は、前記第１のスイッチングユニット（３１）と前記第２のスイッチングユニット（３４）の間に配置され、
    前記制御ユニット（５）は、スイッチング周波数で、約５０％のデューティーサイクルで前記第１および第２のスイッチングユニット（３１、３４）のうちの１つを駆動するように構成される、請求項２に記載のコンバータ（１）。
  4. 制御ユニット（５）は、駆動しない前記第１および第２のスイッチングユニット（３１、３４）のうちの１つが、フリーホイーリングダイオード（Ｄ５−Ｄ８）を受動整流器として働かせるか、あるいは、能動整流器として働かせるように構成される、請求項３に記載のコンバータ（１）。
  5. 制御ユニット（５）は、制御機能を有し、
    そのフィードバックは、前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）の出力電圧（Ｕｏｕｔ）、コンバータ（１）の入力電圧（ｕｉｎ）および前記入力電流（ｉｉｎ）のフィードバックに基づいて、ＤＣ出力電圧（Ｕｏｕｔ）を制御する、請求項１〜４のうちの１つによるコンバータ（１）。
  6. 前記制御機能は、カスケード制御機能である、請求項５に記載のコンバータ（１）。
  7. 前記アクティブステージ（２）は、Ｈ−ブリッジ回路を有し、
    前記Ｈ−ブリッジ回路は、前記制御機能の結果である調整インデックスによって操作される、請求項５〜６のうちの１つによるコンバータ（１）。
  8. 前記アクティブステージ（２）は、直列に適用された入力インダクタ（Ｌｉｎ）を有する、請求項１〜７のうちの１つによるコンバータ（１）。
  9. 前記共振変圧器（３２、３３）は、共振回路（３２）および変圧器（３３）によって形成され、
    前記共振回路（３２）は、共振インダクタ（Ｌｒ）、共振コンデンサ（Ｃｒ）および並列インダクタ（Ｌｍ）を含んでいる、請求項１〜８のうちの１つによるコンバータ（１）。
  10. 請求項１〜９のうちの１つによる複数のコンバータを具備する配置（４０）であって、
    前記アクティブステージ（２）の前記ＡＣ入力は、直列に接続され、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）の前記ＤＣ出力は、並列に接続され、
    前記制御ユニット（５）は、前記並列されたＤＣ／ＤＣコンバータ（３）の共通の前記出力ＤＣ電圧（Ｕｏｕｔ）、前記配置（４０）の入力における前記入力電圧および前記配置（４０）を通る入力電流のみに基づいて、前記アクティブステージ（２）をアクティブに操作するように構成される、配置（４０）。
  11. 共通の入力インダクタは、アクティブステージ（２）の入力インダクタ（Ｌｉｎ）に代えて前記直列に接続しているアクティブステージ（２）に直列に提供される、請求項１０に記載の配置（４０）。
  12. コンバータ（１）を操作する方法であって、
    前記コンバータ（１）は、
    ＡＣ入力におけるＡＣ入力電圧（ｕｉｎ）を中間ＤＣ電圧（ＵＺ）に変換するためのアクティブステージ（２）と、
    ＤＣ出力における出力ＤＣ電圧（Ｕｏｕｔ）に前記中間ＤＣ電圧（ＵＺ）を変換するためのＤＣ／ＤＣコンバータ（３）であって、共振回路（３２）および変圧器（３３）によって形成される、共振変圧器（３２、３３）を有するＤＣ／ＤＣコンバータ（３）と、
    を具備し、
    前記方法は、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）の出力ＤＣ電圧（Ｕｏｕｔ）、前記コンバータ（１）の入力電圧（Ｕｉｎ）および前記アクティブステージ（２）の入力電流のみに基づいて、前記アクティブステージ（２）をアクティブに操作することと、
    開ループモードで前記ＤＣ／ＤＣコンバータ（３）を操作することと、
    を具備する、方法。
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