JP6143171B2

JP6143171B2 - 発電機用電力変換器

Info

Publication number: JP6143171B2
Application number: JP2013098699A
Authority: JP
Inventors: 田英明藤; 畑健太郎川
Original assignee: Tokyo Institute of Technology NUC
Current assignee: Tokyo Institute of Technology NUC
Priority date: 2013-05-08
Filing date: 2013-05-08
Publication date: 2017-06-07
Anticipated expiration: 2033-05-08
Also published as: JP2014220917A

Description

本発明は、交流発電機の出力を電力変換する変換器に係り、とくにその低コスト化、高効率化および小型軽量化に適した発電機用電力変換器に関する。

従来、三相発電機を用いて単相交流電力を供給する場合、交流−交流電力変換器を用いる。この種の電力変換器は、半導体スイッチング素子を用いて三相／単相変換を行っている。この場合、半導体素子のスイッチング動作に伴い、電圧、電流のリップルが生じ、このリップルを除去するために交流インダクタを用いる（例えば特許文献１参照）。

特開２００８‐９２７８６号公報

交流インダクタは、電力変換器を構成する他の要素に比べて重量、体積が遥かに大きく、また高価であるため、問題とされている。

そして、ポータブルな比較的小型のエンジン発電機の場合であると、設置すべき場所へ人が移動させる上で、重量の大小は可搬性に大きく影響する。

そこで、軽量化策として、インダクタの小型化を図る観点からスイッチング周波数を高周波化することが考えられる。しかし、インダクタは高周波化により鉄損が増すため、鉄心材料を周波数特性に優れたものとする、等の他の対策を要することになる。

本発明は上述の点を考慮してなされたもので、交流インダクタを必要としない発電機用電力変換器を提供することを目的とする。

上記目的達成のため、本発明では、
それぞれ独立した複数の相巻線を有する交流発電機に接続されて交流−交流変換を行う発電機用電力変換器において、
前記交流発電機の各相巻線の各一端に接続される第１の交直変換器と、
前記交流発電機の各相巻線の各他端に接続される第２の交直変換器と、
前記第１の交直変換器の直流出力端間に接続される第１のコンデンサと、
前記第２の交直変換器の直流出力端間に接続される第２のコンデンサと
をそなえ、前記第１および第２の交直変換器における一方の同極出力端間に交流負荷を接続して他方の同極出力端間を相互接続し、前記第１および第２の交直変換器を、位相が反転された正弦波成分が重畳した直流電力を出力するように制御することを特徴とする発電機用電力変換器、
を提供するものである。

本発明は上述のように、交流インダクタを含まない構成であるため、機器全体を小型化、軽量化、低価格化することができる。そして、スイッチング周波数を高周波化することにより高効率化も達成できる。

図1(ａ)は本発明の一実施例の構成を示す回路図、図1(ｂ)は図1(ａ)の回路における発電機ＰＭＳＧの巻線構成を示す説明図。図１に示した実施例の回路各部の電圧、電流を示した波形図。発電機起電力と単相出力電圧との関係を示す波形図。発電機を無負荷起電力と同期インダクタンスとを用いて表した等価回路図。

以下、添付図面を参照して本発明の実施の形態を説明する。

図１(ａ)は、本発明の一実施例の構成を示す回路図である。この実施例は、発電機として永久磁石交流発電機ＰＭＳＧを用い、この発電機ＰＭＳＧに２台の交直変換器としてのブリッジ型コンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２が組み合わされている。

そして、各コンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２の交流側端子は発電機ＰＭＳＧに接続され、直流側端子はコンデンサＣ１，Ｃ２に接続されるとともに、各コンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２の一方の極性端子、この場合、Ｐ端子相互間に負荷が接続され、他方の極性端子、この場合Ｎ端子は相互に接続されている。なお、負荷には、フィルタコンデンサＣｆが並列接続されている。

ここで、コンデンサＣ１，Ｃ２は、出力フィルタコンデンサとして作用するものであり、コンデンサＣ１，Ｃ２の容量は、発電機ＰＭＳＧの出力、換言すれば負荷の大きさに応じて定まるものである。また、フィルタコンデンサＣｆの容量は、負荷に供給される電力の中に含まれるリップルの大小に応じて定まるものである。

図１(ｂ)は発電機ＰＭＳＧの巻線構成を示すもので、発電機ＰＭＳＧは、それぞれ独立した三相巻線を有し、各巻線が第１のコンバータＣＯＮ１の交流側端子と第２のコンバータＣＯＮ２の交流側端子との間に接続されている。

そして、各巻線ｗ_ａ，ｗ_ｂ，ｗ_ｃの各電圧端子v1a,v1b,v1cは、図１(ａ)に示すように、第１のコンバータＣＯＮ１の交流端子に接続され、もう一つの各電圧端子v2a,v2b,v2cは、第２のコンバータＣＯＮ２の交流端子に接続されて発電機電流ia,ib,icを出力する。

再び図１(ａ)に戻り、各コンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２において、ブリッジ回路を構成するスイッチング素子Ｓ（Ｓa11，Ｓa12，Ｓb11，Ｓb12，Ｓc11，Ｓc12，Ｓa21，Ｓa22，Ｓb21，Ｓb22，Ｓc21，Ｓc22）はＩＧＢＴであり、それぞれフリーホイールダイオードＤが接続されている。

図２(ａ)−(ｅ)は、図１に示した実施例における回路各部の電圧、電流波形を示した無負荷時波形タイミングチャートである。

具体例を挙げれば、永久磁石式発電機ＰＭＳＧは、相電圧実効値１２０Ｖ、定格出力３ｋＷ、出力周波数５０Ｈｚのものを用い、直流コンデンサＣ１，
Ｃ２は３０μＦ、負荷に並列接続したフィルタコンデンサＣｆは１０μＦとした。

この条件で、負荷を無負荷から１ｋＷ、２ｋＷ、３ｋＷと増していったところ、発電機電流ia,ib,ic,負荷電圧ｖＬ、負荷電流ｉＬに含まれるスイッチング歪は漸増していく傾向はあるものの、実用上の問題が生じることはなかった。

発電機起電力ea,eb,ecは、図２(ａ)に示すように、電気角１２０度ずつ位相のずれた３相交流正弦波電圧であり、発電機ＰＭＳＧの３相巻線ｗ_ａ,ｗ_ｂ,ｗ_ｃの電圧端子v1a,v2a間、v1b,v2b間、およびv1c,v2c間に発生する。そして、各巻線ｗ_ａ，ｗ_ｂ，ｗ_ｃからコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２に対して発電機電流ia,ib,icが供給される。

発電機電流の制御は、コンバータ１つに６個ずつで、２つのコンバータでは合計１２個のスイッチング素子Ｓ（Ｓa11，Ｓa12，Ｓb11，Ｓb12，Ｓc11，Ｓc12，Ｓa21，Ｓa22，Ｓb21，Ｓb22，Ｓc21，Ｓc22）のスイッチングにより行われて、例えば商用周波数の交流電流となる。この発電機電流には、図２(ｂ)に示すように、発電機ＰＭＳＧの起電力周波数成分に負荷電圧周波数成分の零相電流が重畳した波形となる。

そして、コンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２におけるスイッチング素子Ｓの動作により、各コンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２の直流端子Ｐ，Ｎ間には直流出力が送出され、図２(ｃ)に示すように直流コンデンサＣ１，Ｃ２に畜電され、かつ図２(ｄ)に示すように負荷に給電される。

すなわち、コンデンサＣ１，Ｃ２それぞれに蓄積される２つのコンデンサ電圧v1d,v2dは、位相が互いに１８０°ずれたものであるから（図２(ｃ））、２つのコンデンサＣ１，Ｃ２間に接続された負荷には、これら２つの電圧の差分である正弦波電圧vLが加わる（図２(ｄ)）。

この結果、負荷に流れる電流iLは、図２(e)に示すような正弦波電流となる。発電機電流に重畳した零相電流は、直流コンデンサ電圧v_１d，v_２dを制御するものであり、零相電流は負荷電流iLの振幅にほぼ比例する。

このように構成することにより、本発明によれば、電力変換器に必須の構成要素と考えられてきたインダクタを一切用いることなく変換器を構成でき、交流負荷に所望の交流給電を行うことができる。

図３は、発電機ＰＭＳＧの起電力と単相出力電圧との関係を示す波形図である。この波形図に示すように、２つの直流コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧v_１d，
v_２dの差が単相出力電圧になるので、各直流コンデンサＣ１，Ｃ２の電圧を互いに位相が反転した正弦波成分を有する脈流に制御する。

一方、三相ブリッジ構成のコンバータＣＯＮが適切に電流制御を行うには、三相入力端子電圧である発電機起電力は、常に直流コンデンサ電圧v_１d v_２d以下であることが必要である。したがって、直流コンデンサ電圧v_１d，v_２dの最大値は、発電機起電力の相電圧波高値と出力電圧波高値との和である√２E+√２vLとなる。

実際の動作実験には、三相永久磁石同期発電機ＰＭＳＧとして１４極型のものを３０００ｒｐｍで運転したとき、出力相電圧（実効値）１００Ｖ、周波数３５０Ｈｚであり、このとき直流コンデンサ電圧v_１d，v_２dの最大値は２８３[Ｖ]であった。

図４は、発電機ＰＭＳＧを、無負荷起電力e_a，e_b，e_cおよび同期インダクタンスＬ、抵抗ｒを用いて表した等価回路である。

以上、図２に示した各部波形に基づき回路動作を説明したが、続いて図４および数式を用いて本発明に係る変換器の動作を説明する。

動作原理
図４に示した等価回路各部の電圧、電流につき_、発電機PMSGの起電力e_a,e_ｂ, e_ｃを、

と仮定し、発電機PMSGの出力電流i_a, i_b ,i_c を、

このとき、発電機の端子電圧va,vb,vcは、

ここで、二台のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２で発電機PMSGの端子電圧v_1a, v_1b, v_1cおよびv_2a, v_2b, v_2cを均等に分担したとすれば、

および

負荷電圧v_Lについても、2台のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２で分担すると、

制御法
以上より、コンバータの電圧指令値v_1a*,v_1b*,v_1c* およびv_2a*,v_2b*,v_2c* を

および

となる。上式のa相に注目すると、

であるので、コンバータＣＯＮの出力電圧が指令値によく追従すると仮定すれば、

となる。上式をラプラス変換して整理すると、

となる。このため、発電機PMSGの電流は電流指令値に対して一次遅れ応答で追従する。したがって、二台のコンバータＣＯＮ１，ＣＯＮ２の電圧指令値v_1a*，v_2a*の差、

によって、発電機電流を制御できる。

次に、電流指令値I* にコンデンサ電圧v_1d，v_2dのフィードバック項を付加して以下のように与える。

このとき、

となり、コンバータＣＯＮ１の直流コンデンサC1へ流入する電力とコンバータＣＯＮ２の直流コンデンサC2へ流入する電力とを，それぞれ独立に制御できる。

このとき、コンバータＣＯＮ１の直流コンデンサC1の電圧v_1dに関して

であるので、

と定義し、ラプラス変換すると、

であるので、正弦波電圧に制御できる。

そして、負荷に対して正弦波電力を給電することができる。

他の実施例

上記実施例では、発電機として永久磁石同期発電機ＰＭＳＧを用いたが、発電機は各種同期発電機でよく、たとえば高い周波数の起電力が得易い誘導子型発電機であってもよい。

また、スイッチング素子Ｓは、ＩＧＢＴ以外にもＭＯＳＦＥＴ等の電力制御用スイッチングを用いてもよい。

さらに、負荷に並列に接続したフィルタコンデンサＣfは、リップル分を除去する上では有効であるが必須ではない。

ＰＭＳＧ交流発電機、ＣＯＮコンバータ、Ｓスイッチング素子、
Ｄフリーホイールダイオード、Ｃコンデンサ、ｗ発電機巻線、
ｅ起電力、ｖ発電機電圧、ｉ発電機電流、ｐ電力。

Claims

それぞれ独立した複数の相巻線を有する交流発電機に接続されて交流−交流変換を行う発電機用電力変換器において、
前記交流発電機の各相巻線の各一端に接続される第１の交直変換器と、
前記交流発電機の各相巻線の各他端に接続される第２の交直変換器と、
前記第１の交直変換器の直流出力端間に接続される第１のコンデンサと、
前記第２の交直変換器の直流出力端間に接続される第２のコンデンサと
をそなえ、前記第１および第２の交直変換器における一方の同極出力端間に交流負荷を接続して他方の同極出力端間を相互接続し、前記第１および第２の交直変換器を、位相が反転された正弦波成分が重畳した直流電力を出力するように制御することを特徴とする発電機用電力変換器。
請求項1記載の発電機用電力変換器において、
前記交流負荷に並列に接続されたコンデンサをそなえることを特徴とする発電機用電力変換器。