JP6138414B2 - 変換器の制御方法 - Google Patents

Description

本発明は電力工学の分野に関する。特に本発明は電気システムのための変換器を制御する方法と、変換器を制御するためのプログラムエレメントと、コンピュータの読取り可能な媒体と、変換器のための制御装置と、変換器とに関する。

変換器は入力電圧を変圧するための電気システムで使用され、この入力電圧は第１のＤＣ電圧または第１の周波数の第１のＡＣ電圧であってもよく、第２のＤＣ電圧または第２の周波数の第２のＡＣ電圧であってもよい。

例えば変換器がインバータとして使用されるならば、入力電圧はＤＣリンク電圧であり、出力電圧は電気マシンのような電気負荷に電流を供給するために使用されることができる。反対に、変換器は整流器として使用されることができ、この場合には、これは配電網に接続され、入力ＡＣ電圧をＤＣ出力電圧に変換する。

ほぼ全ての変換器は例えば電気システムの各相について出力電圧を発生する半導体スイッチを具備する。スイッチは次の切換え転移を決定し、この切換え転移をスイッチへ適用する制御装置によって制御される。切換え転移は切換え状態（即ちそれぞれのスイッチが開かれているか閉じられているか）のセットと、これらの切換え状態が変換器に適用される時刻（即ち時間点）を含むことができる。

これらの切換え転移が制御装置により発生されることができる態様には幾つかの可能性がある。

例えばモデル予測直接トルク制御（ＭＰＤＴＣ）は切換え転移を発生しながら電気システムの内部状態を制御するために使用されることができる。電気駆動装置の内部状態はモーター中のトルクおよび電磁束であることができる。ＭＰＤＴＣでは、切換えシーケンス、即ちある切換えホライズンにわたる切換え転移のシーケンスは実時間で最適化される。例えば対応するトルク、固定子磁束、中性点軌跡は内部マシンモデルを使用して計算されることができ、その後、最低の切換え損失または最低の切換え周波数を特徴とする最適な切換えシーケンスが選択されることができる。切換えシーケンスの第１の切換え転移はその後変換器に供給され、次のシーケンスが最適化されたオンラインである。

直接トルク制御は非常に高速度のトルク応答を実現できるが、これは固定子電流の高調波歪み、切換え周波数の所定値についての制御されたマシンの電磁トルク、または切換え損失の比較的高い値につながる。

別の可能性は最適化されたパルスパターン（ＯＰＰ）の使用である。一般的に、最適化されたパルスパターンはある最適化目標に関して最適化されている切換え転移のシーケンスである。例えば最適化されたパルスパターンはモーターまたは変換器の負荷として作用する任意の他の物理的システムの全ての変調インデックスおよび切換え周波数についてオフラインで計算されることができ、所定の切換え周波数の全体的な電流歪みが最小であるように最適化されることができる。制御装置は最適化されたパルスパターンが記憶されている検索表から最適化されたパルスパターンを選択することができ、選択され最適にされたパルスパターンの切換え転移を変換器に適用できる。しかしながら、最適化されたパルスパターンの適用は動作点を変更するとき非常に長い過渡状態と、固定子電流の高調波エクスカージョンにつながり、動作点の非常に小さい変化でさえも高調波電流の比較的高いエクスカージョンにつながる可能性がある。このような高調波エクスカージョンは電流誤差、または同等に磁束誤差として定量化されることができる。

本発明の目的は、高速度の制御応答、特に高速度のトルク応答と低い高調波歪みを変換器に与えることである。

この目的は独立請求項の主題および以下の実施形態により実現される。さらに例示的な実施形態は従属請求項と以下の説明から明らかである。

本発明の第１の特徴は電気システムの変換器を制御するための方法に関する。電気システムは電気マシン、例えばモーターまたは発電機であることができ、或いは配電網または他の電気負荷であることができる。

本発明の１実施形態によれば、電気システムは多相システム、即ち１相のみだけではなく複数の相、特に３相を有するシステムであることができる。

本発明の１実施形態によれば、変換器はスイッチ、例えば半導体スイッチにより（少なくとも１つの）入力電圧から少なくとも１つの出力電圧を発生するように構成される。例えば変換器は間接的な変換器の一部であることができ、出力電圧の複数の相のＤＣ入力電圧を変換するように構成されることができる。変換器の半導体スイッチは高電力の半導体スイッチであることができ、変換器は１０ｋＡまでの範囲の電流と１ｋＶと３５ｋＶとの間の電圧で動作するように構成されることができる。

本発明の１実施形態によれば、方法は（ａ）電気システムの実際の状態に基づいて変換器の切換えシーケンスを決定するステップを具備している。切換えシーケンスは変換器の切換え転移のシーケンスを含むことができ、ここで各切換え転移は転移時間を含む。通常、切換え転移は転移の時間インスタント、即ち転移時間または切換えインスタント、電圧レベルを含むことができる。時間インスタントは変換器が切換え転移を発生すべきときを指示でき、それによってスイッチの切換え状態は変換器が切換え転移の電圧レベルを発生するようにされている。

例えば、変換器が２レベルのインバータであるならば、インバータの出力電圧は０および＋Ｖ_ｄｃであることができ、インバータは電圧レベル０と＋１を有し、ここで電圧Ｖ_ｄｃはＤＣリンク電圧である。インバータが３レベルの変換器であるならば、出力電圧は−Ｖ_ｄｃ、０、＋Ｖ_ｄｃであることができ、電圧レベルは−１、０、＋１である。

切換え転移の時間インスタントには切換え角度が与えられることができる。切換え転移の時間インスタントはその後電気システムの電流周波数の助けによって切換え角度から得られることができる。

多相システムでは、出力電圧は多相電圧であることができ、切換え転移は出力電圧の各相についての電圧レベルを有することができる。

電気システムの実際の状態の例は駆動装置または配電グリッドの瞬間電流または電圧と、システム中の推定された磁束、例えば推定された回転子磁束及び推定された固定子磁束と、電気モーターの推定されたトルクである。さらに別の例はＤＣリンク電圧と、負荷の実際のおよびリアクチブ電力を含んでいる。電気システムがマシンを具備しない場合でさえも、例えば電気システムが電力網であるときの場合、仮想磁束、例えば仮想回転子磁束及び仮想固定子磁束はグリッドのインピーダンス、変換器とグリッドとの間のフィルタおよび／または変圧器を介して規定されることができることに注意する必要がある。これらの仮想磁束は、仮想トルクを推定するのに使用されてもよい。

本発明の１実施形態によれば、電気システムの実際または現在の状態の値の推定はシステムのモデルに基づくことができる。特に、システムの電流及び電圧、例えばマシン中の電流及び電圧が測定されることができ、それから磁束はマシンの内部モデルの助けにより計算または決定されることができる。

本発明の１実施形態によれば、方法は（ｂ）切換えシーケンスの切換え転移の少なくとも１つの転移時間を変更することによって切換えシーケンスを変更するステップを含んでおり、電気システムの推定された磁束と電気システムの基準磁束との間の差に基づく磁束誤差が除去または最小にされる。

ある最適化目標に到達されるように、例えば電気システムの総高調波歪み（ＴＨ）が最小にされる方法で、切換えシーケンスが発生されることが可能であろう。しかしながら最適化計算期間中、電気システムに関するある仮定が行われている。例えば切換えシーケンスは、電気システムが定常状態で動作しているという仮定下で、電気システムの総高調波歪みが最小にされるように計算される。

これらの誤差を補償するため、切換えシーケンスは磁束誤差が補償されるように変更されることができる。例えば磁束誤差は推定される磁束と基準磁束との差である可能性がある。推定された磁束は電気システムの実際の状態から決定され、例えば基準磁束は切換えシーケンスの発生期間中に既に決定され、切換えシーケンスは切換え転移の転移時間を動かすことにより変更されることができ、即ち転移時間だけが変更されるが、切換え転移の電圧レベルは変更されない。このようにして、磁束誤差は補償され、切換えシーケンスが発生される最適化目標は変更された切換えシーケンスにより依然としてほぼ到達されることができる。

本発明の１実施形態によれば、方法は（ｃ）変更された切換えシーケンスを変換器に適用するステップを含んでいる。例えば変換器の制御装置は、制御装置が定期的な方法で変換器に供給する実際の切換えシーケンスが記憶されているメモリを具備する。変更された切換えシーケンスが推定または計算されているとき、実際の切換えシーケンスは変更された切換えシーケンスにより置換されることができる。

これを要約すると、本発明の要点は、電気システムの変換器が、ある最適化目標に関してオフラインで決定されている変換器の切換えシーケンスが第２のステップで変更される方法で制御されることであり、この第２のステップでは切換えシーケンスは切換えシーケンスの第１の最適化が基づいているある仮定の結果である可能性がある磁束誤差を補正することによって実時間でさらに最適化されることができる。

磁束誤差のさらに別の原因はマシンモデルまたはグリッドモデルのモデル不確定性、或いは正確に予測できないＤＣリンクの変動である可能性がある。過渡動作期間中、これら過渡現象は予測或いは計算されることができず計画されることができないので、ＯＰＰは変更されることができる。過渡動作は異なるＯＰＰ間の切換え、例えばパルス数ｄ＝６を有するＯＰＰからパルス数ｄ＝５を有するＰＰへの切換えを含んでいる。またこれらの場合、磁束誤差が生じる可能性があり、これは補償される必要がある。

本発明の１実施形態によれば、ステップ（ｄ）では、転移時間は時間オフセットを転移時間に付加することにより変更され、ここで時間オフセットは磁束誤差が少なくとも部分的に補償されるように決定される。通常、時間依存電圧に関連される磁束は時間依存電圧の時間にわたる積分に比例する。したがって磁束誤差は時間オフセットを転移時間に付加することによって、即ち転移時間をシフトする（進めるか遅らせる）ことによって補償されることができる。転移時間または転移時回数は変更された切換えシーケンスがほぼ基準磁束に等しい磁束を有するように、即ち磁束誤差が補償されるように、時間において移動されることができる。

多相システムでは、システムの各相は異なる磁束誤差を有する可能性があること、即ちシステムの各相に対して磁束誤差が存在し、磁束誤差はベクトルであることに注意すべきである。

通常、１つの転移時間が変更されるだけではなく、切換えシーケンスの少なくとも幾つかの転移時間または全ての転移時間が変更される可能性がある。この場合、転移時間は同じ時間オフセットを付加することによって、または異なる時間オフセットを付加することによって変更されることが可能であり、即ち各転移時間は別の転移時間の時間オフセットに対して異なる関連される時間オフセットを有する可能性がある。幾つかの転移時間に同じ時間オフセットを付加することは計算を簡単にできる。

本発明の１実施形態によれば、総時間オフセットは磁束誤差から得られる。多相システムの場合、システムの各相に対して総時間オフセットが存在することができる。総時間オフセットは異なる転移時間についての多数の時間オフセットに（少なくとも部分的に）分配されることができ、それによって切換えシーケンスにおける制約が重んじられる。

通常、切換えシーケンスの転移時間を随意選択的に変更することは可能ではない。例えば切換え転移の順序（order）は変更されるべきではないという制約が存在する可能性がある。したがって１つの切換えシーケンスの（負である可能性もある）時間オフセットのサイズは切換え転移がその近傍の切換え転移を超えて移動しないように限定されることができる。さらに、転移時間には下限と上限が存在することができ、例えば第１の転移時間は実際の時間インスタントよりも小さくはできない。

本発明の１実施形態によれば、転移時間の時間オフセットは時間オフセットが最小にされ、切換えシーケンスの制約が重んじられるように決定される。時間オフセットが最小にされる場合、即ち時間オフセットの最大が最小にされるように時間オフセットが選択される場合には、変更されていない切換えシーケンスの最適化により到達されるべき最適化目標は変更された切換えシーケンスによってもほぼ到達されることができる可能性がある。例えば磁束誤差と時間オフセットにおける二次的なペナルティを使用するとき、磁束誤差の最小化と時間オフセットの最小化は時間オフセットにおいて最も二次的であるので、時間オフセットのこのような最小化は二次プログラムの補助により到達されることができる。１つの相の切換え時間について１つのみの時間オフセットが存在するという仮定下で、二次プログラムは数回のみの反復、例えば２回の反復を有するいわゆるアクチブセット二次プログラムとして公式化されることができる。これは計算が簡単な最適化手順につながることが可能である。

本発明の１実施形態によれば、切換えシーケンスの第１の切換え転移についての時間オフセットは、可能な限り多くの磁束誤差が補正され切換えシーケンスの制約が重んじられるように決定される。これはいわゆるデッドビート制御アルゴリズムにより実行されることができる。換言すると、総時間オフセットが計算され、この時間オフセットは切換えシーケンスの第１の切換え転移へ分配される。電気システムが多相システムである場合、デッドビートアルゴリズムは切換えシーケンスが変更されるホライズンを短くすることによって計算が簡単にされることができる。この文脈では、ホライズンは最適手順により変更される切換えシーケンスの最初の部分の切換え転移の数として規定される。ホライズンは２相のみがホライゾン内で切換え転移を有するように選択されることができる。この場合、総時間オフセットの計算は一層簡単にされることができる。

本発明の１実施形態によれば、ステップ（ｂ）で、等しい切換え時間を有する少なくとも２つの切換え転移が切換えシーケンスが変更される前に切換えシーケンスへ挿入される。２つの切換え転移は等しい電圧レベルを有することができ、したがって磁束に対して影響せず、これは電圧にわたる積分に比例し、したがって原理的に出力電圧および電気システムの状態に影響しない。しかしながら最適化アルゴリズムは２つの切換え転移の切換え時間を動かすことができ、２つの切換え転移が変更された切換えシーケンスで異なる切換え時間を有する場合、付加的なパルスが発生される。これらの少なくとも２つの切換え転移を挿入することによって、変更される切換え転移はさらに変更されることができる。

本発明の１実施形態によれば、ステップ（ａ）で、切換えシーケンスは予め計算された切換えシーケンスの表から発生される。例えば予め計算された切換えシーケンスは変換器の制御装置の不揮発性または揮発性メモリに記憶され、ある選択規準に基づいてこのメモリから読取られる。例えば予め計算された切換えシーケンスはいわゆる最適化されたパルスパターン（ＯＰＰ）であることができる。最適化されたパルスパターンはある最適化規準、例えば低い総高調波歪み（ＴＨＤ）に関して予め計算されることができる。最適化されたパルスパターンは変調指数とパルス番号に関して表に記憶されることができる。例えば最適化されたパルスパターンは３６０゜の期間全体について記憶される必要はなく、フル期間の４分の１のみについて記憶される必要がある。４分の１波長対称を示すパルスパターンは３相システムに適用されるとき、奇数で、偶数ではない高調波のみになり、即ち高調波または次数５、７、１１、１３、１７、１９…になる。この４分の１期間から、単一の相パルスパターンは３６０゜の全期間にわたって発生されることができ、多相システムの相の切換えシーケンスはそれぞれの相シフトによる単一の相パルスパターンをシフトすることによって発生されることができる。

本発明の１実施形態によれば、基準磁束は直交基準フレームにおけるベクトルとして決定される。多相システムでは、磁束はベクトル（例えば３相システムの場合には３次元ベクトル）である。しかしながら、例えば３相システムでは、３次元、ゼロ軸、または共通のモード軸はスター接続負荷における任意の電流を駆動せず、そのスター点は接続されていないので、異なる電圧について２つのみの自由度が存在する。このことは３次元の磁束ベクトル、または通常はシステムのあらゆるベクトルを２次元ベクトルへ変換するために使用されることができる。このような直交基準フレームの１例は（α，β）基準フレームである。この場合、（α，β）変換は２つの定常軸、即ちα軸とβ軸への３相の量、例えば電圧、電流、磁束ベクトル成分への投射として考えられることができる。

本発明の１実施形態によれば、基準磁束ベクトルの角度は推定された回転子磁束の角度と基準角度との和に基づいており、ここで基準角度は電気システムの実際の状態から決定される。既に述べたように、システムの実際の状態は推定された回転子磁束と、推定された固定子磁束と、固定子磁束と回転子磁束のクロス積に比例する推定されたトルクと、基準トルクを具備することができる。２つの磁束ベクトルは前述したクロス積関係を実現しなければならないので、２つの磁束ベクトル間の基準角度が決定されることができる。

本発明の１実施形態によれば、基準角度は電気システムの実際の状態の推定された値と対応する基準値との間でフィードバック制御ループにより調節されることができる。例えば推定された値は回転する電気マシンの推定されたトルクであることができ、対応する基準値は基準トルクであることができる。

本発明の１実施形態によれば、磁束ベクトル、例えば基準磁束ベクトルの大きさ、即ち長さは磁束ベクトルの角度と切換えシーケンスから決定される。例えば第１のステップで、基準磁束ベクトルの角度だけが計算され、第２のステップで、磁束ベクトルの長さが決定される。磁束ベクトルの大きさは切換えシーケンスにより規定される時間依存電圧を積分することにより計算されることができ、この積分の上限は既に第１のステップで決定されている磁束ベクトルの角度であることができる。この計算は実時間で行われることができ、または磁束の大きさは検索表に記憶されることができ、各最適化されたパルスパターンで予め計算されることができる。

しかしながら、磁束ベクトルの一定の大きさが仮定されることも可能であり、これは比較的正確な推定であることができる。

本発明の１実施形態によれば、電気システムは回転する電気マシン、即ちモーターまたは発電機を具備する。この場合、磁束誤差は固定子磁束誤差であることができ、推定される磁束は推定される固定子磁束であることができ、基準磁束は基準固定子磁束であることができる。既に述べたように、推定される値は最初に回転する電気マシンの電流及び電圧が測定されこれらの測定された値が電気マシンのモデルに適用される方法で推定されることができる。電気マシンのモデルは測定された値を入力値として受信し推定された値を出力値として出力する変換器の制御装置に記憶されることができる。

本発明の１実施形態によれば、ステップ（ａ）で、切換えシーケンスは変換器の変調指数に基づいて選択されることができ、変調指数は変換器の入力電圧の振幅と変換器の出力電圧の振幅との比を示している。概して、最適化されるパルスパターンはこのような方法で選択される。

本発明の１実施形態によれば、変調指数はシステムの実際の状態の推定された値と対応する基準値との間でフィードバック制御装置により調節される。例えば推定された値は電気的な回転マシンの推定された固定子磁束または推定された回転子磁束であることができ、基準値は回転する電気マシンの基準固定子磁束または基準回転子磁束であることができる。

本発明のさらに別の特徴は変換器を制御するためのプログラムエレメント（コンピュータプログラム）に関し、これは少なくとも１つのプロセッサにより実行されているとき前述及び以下説明する方法のステップを実行するように構成される。例えばプロセッサは制御装置のプロセッサであることができる。

さらに本発明の別の特徴はこのようなプログラムエレメントが記憶されるコンピュータの読取り可能な媒体に関する。

コンピュータの読取り可能な媒体はフロッピー（登録商標）ディスク、ハードディスク、ＵＳＢ（ユニバーサル・シリアル・バス）記憶装置、ＲＡＭ（ランダムアクセスメモリ）、ＲＯＭ（読取り専用メモリ）、ＥＰＲＯＭ（消去可能プログラム可能読取り専用メモリ）またはフラッシュ（ＦＬＡＳＨ）メモリであることができる。コンピュータの読取り可能な媒体はデータ通信ネットワーク、例えばプログラムコードのダウンロードを可能にするインターネットであることもできる。

この方法はＦＰＧＡ（フィールドプログラム可能なゲートアレイ）で実行されることも可能である。通常、この方法を実行するためのアルゴリズムはＤＳＰとＦＰＧＡを含む任意の計算ハードウェアで実行されることができる。

本発明のさらに別の特徴は変換器を制御するための制御装置に関し、それにおいては制御装置は前述及び以下説明する方法を実行するように構成されている。制御装置はプロセッサで実行されるためのプログラムエレメントを有するプロセッサ及びメモリを具備することができる。代わりに制御装置はＦＰＧＡで構成することができる。

本発明のさらに別の特徴は変換器に関する。

本発明の１実施形態によれば、変換器はスイッチを有する変換器回路を具備し、その変換器回路は少なくとも１つの相について出力電圧を発生するように構成されている。インバータの場合、出力電圧はスイッチの状態を切換えることにより発生される異なる電圧レベルに対応できる。

本発明の１実施形態によれば、変換器は前述及び以下説明するようにスイッチを制御するための制御装置を具備している。

前述及び以下説明する方法の特徴は前述及び以下説明する制御装置または変換器の特徴であることができることを理解する必要がある。

技術的に可能であるが明白に述べないが、前述及び以下説明する本発明の実施形態の組み合わせも方法及び装置の実施形態であることができる。

要約すると、前述及び以下説明する制御方法は以下の目的が実現されることができるように変換器のスイッチ位置を選択できる。

マシン、負荷、またはグリッドの量はほぼそれらの基準値で制御されることができる。電気マシンについては、これらの量は典型的に電磁トルク、固定子磁束ベクトルの大きさ及び、空間的方位を含むことができる。変換器が接続されたグリッドについて、これらの量は有効および無効電力であり、またはＤＣリンク電圧および無効電力（または電流）であることができる。

定常状態の動作条件において、変換器半導体装置（即ちスイッチ）の所定の切換え周波数に対して、論理的下限に近い非常に低い電流歪みが実現されることができる。このような小さい電流歪みは所定の切換え周波数について、または同等に、固定子電圧スペースベクトルの回転の１つの基本的期間にわたる所定数の切換え事象（パルス数）についての電流の総高調波歪み（ＴＨＤ）を最小にするためにオフラインでＯＰＰを計算することにより得られることができる。

過渡動作条件期間中に、および外部妨害が存在する場合に、マシンまたはグリッドの量は非常に迅速に制御されることができる。特に、例えば電磁トルクの基準値（設定点）のステップ変化期間、または負荷トルクのステップ変化期間に、直接トルク制御により実現される応答に類似する非常に短い応答時間が実現されることができる。同じことが異なるＯＰＰ間で切換える場合に適用される。このような性能は典型的に数ｍｓの範囲である。

本発明のこれら及び他の特徴は以下説明する実施形態の参照から明白になるであろう。

本発明の１実施形態による電気システムの概略図である。 本発明のさらに別の実施形態による電気システムの概略図である。 本発明の１実施形態による制御装置の設計の概略図である。 本発明の１実施形態によるＯＰＰの図である。 本発明の１実施形態による変調指数の関数である切換え角度の図である。 本発明の１実施形態による切換えシーケンスの図である。 本発明の１実施形態による定常状態の固定子磁束軌跡の図である。 図７の固定子磁束の振幅の図である。 図７の固定子磁束の相角度の図である。 本発明の１実施形態による方法の制御問題を説明した図である。 本発明の１実施形態による固定子および回転子磁束軌跡の図である。 本発明の１実施形態による固定子および回転子磁束軌跡の図である。 本発明の１実施形態による切換えシーケンスの図である。 本発明の１実施形態による転移時間のシフトの効果を説明した図である。 本発明の１実施形態による最適化方法のフロー図である。 本発明の１実施形態による基準固定子磁束の決定を説明した図である。 本発明の１実施形態による二次計画アルゴリズムを説明するための切換えシーケンスの図である。 本発明の１実施形態によるデッドビート制御アルゴリズムを説明するための切換えシーケンスの図である。 本発明の１実施形態による制御装置モジュールの設計の概略図である。 本発明の１実施形態による別の制御装置モジュールの設計の概略図である。

本発明の主題は添付図面に示されている例示的な実施形態を参照して以下の文に詳細に説明されている。
図面で使用されている参照符合とそれらの意味は参照符合のリストで要約形態でリストされている。原理的に、同一の部分には図面で同じ参照符合が設けられている。

図１は変換器12、特にインバータ12と、インバータ12が接続している回転する電気マシン14とを備えた電気システム10を示している。インバータ12は間接的な変換器の一部であることができ、ＤＣ電圧Ｖ_ＤＣを有する変換器のＤＣリンクに接続されることができる。インバータ12はＤＣ電圧を３相のＡＣ電圧に変換するスイッチを備えたインバータ回路16を具備しており、その３相のＡＣ電圧は電気マシン14に供給される。代わりに、インバータ12は１相のＡＣ電圧のみを発生するインバータであることができる。通常、インバータは多相または多レベルのインバータであることができ、システム10は多相システムであることができる。

インバータ10はＦＰＧＡを有する制御装置18または前述及び以下説明するように最適化方法または最適化アルゴリズムを実行するように構成されたプロセッサを具備している。制御装置18はフィードバック制御、即ち入力変数、例えば電気マシン14の電圧及び電流または電気マシン14の速度を受信し、切換えシーケンスを発生し、これらの切換えシーケンスをインバータスイッチ16へ与えるように構成されており、切換えシーケンスはその後入力変数に影響する。

図２は変換器12、特に整流器12を備えた電気システム10’の別の実施形態を示している。図２の実施形態では、整流器12は変圧器及びフィルタ22、例えばＬ、ＬＣまたはＬＣＬフィルタを介してグリッド20へ接続されている。インバータ12を制御するため、制御装置18はグリッド20の電圧及び電流を受取る。この場合、電気マシン14の制御モデルは仮想グリッドインピーダンス24と変圧器及びフィルタ22のインピーダンスを含むグリッド20の制御モデルにより置換されることができる。

図３は制御装置18の設計を概略的に示している。

制御装置18は電気マシン14またはグリッド24から瞬間電流ｉ_ｓと瞬間電圧ｖ_ｓを受信する磁束推定モジュール30を具備している。瞬間電圧ｖ_ｓは必ずしも測定されることができない。これらは既知の切換え状態信号および測定されたＤＣリンク電圧から良好な近似値へ再構成されることができる。磁束制御モジュール30は電気マシン14または電気グリッド24のモデルを含み、瞬間電流ｉ_ｓと瞬間電圧ｖ_ｓから実際の磁束Ψ_ｓ、Ψ_ｒを推定するように構成されている。グリッド20の場合、磁束Ψ_ｓ、Ψ_ｒは仮想磁束であることができる。

電気的な回転マシンの場合、磁束Ψ_ｓは推定された固定子磁束であり、Ψ_ｒは推定された回転子磁束である。推定されたトルクＴ_ｅは磁束Ψ_ｓ、Ψ_ｒのクロス積に比例する。

磁束Ψ_ｓ、Ψ_ｒとトルクＴ_ｅは基準角度モジュール32へ供給され、その基準角度モジュール32は基準角度γ_ｒｅｆである推定された回転子磁束Ψ_ｒと基準回転子磁束Ψ_{ｓ，ｒｅｆ}との間の角度を決定する。また基準トルクＴ_{ｅ，ｒｅｆ}は基準角度γ_ｒｅｆを決定するのに使用されることができる。

基準固定子磁束Ψ_{ｓ，ｒｅｆ}の角度はその後、推定された回転子磁束Ψ_ｒ＋基準角度γ_ｒｅｆとの和である。基準固定子磁束Ψ_{ｓ，ｒｅｆ}の角度は基準磁束モジュール34へ入力され、基準磁束モジュールは基準固定子磁束Ψ_{ｓ，ｒｅｆ}の大きさを決定する。基準固定子磁束Ψ_{ｓ，ｒｅｆ}の大きさの決定では、ＯＰＰパターンセレクタ36から選択された切換えシーケンス38が使用されることができる。

固定子磁束誤差Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}は基準固定子磁束Ψ_{ｓ，ｒｅｆ}と推定された固定子磁束Ψ_ｓとの差である。固定子磁束誤差Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}と選択された切換えシーケンス38は誤差最小化モジュール40へ入力され、その誤差最小化モジュール40は固定子磁束誤差Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}が最小にされるように切換えシーケンス38を変更及び最適化する。

変更された切換えシーケンス42は変更された切換えシーケンス42から切換え位置46のシーケンスを発生するスイッチ位置モジュール44へ入力される。切換えシーケンス42は、インバータ12が発生すべき電圧レベルによる切換え転移を含むだけである。切換え位置モジュール44は切換え転移の電圧レベルを、それぞれの電圧レベルを発生するスイッチの切換え状態を有する切換え位置へ変換する。

切換えシーケンス38を選択するため、ＯＰＰパターンセレクタ36は変調指数モジュール48から変調指数ｍとパルス数ｄを受信する。パルス数ｄはＯＰＰのパルスの番号であり、モーター14の回転周波数と所望の切換え周波数に依存する。

変調指数ｍは固定子周波数ω_ｅとＤＣリンク電圧Ｖ_ＤＣからモジュール48により決定される。随意選択的に、推定された固定子磁束Ψ_ｓの長さと基準固定子磁束Ψ_{ｓ，ｒｅｆ}の長さまたは推定された回転子磁束Ψ_ｒの長さと基準回転子磁束Ψ_{ｓ，ｒｅｆ}の長さは変調指数ｍのフィードバック制御に使用されることができる。

制御装置18の機能モジュール30、32、34、36、40、48はプログラムされたソフトウェアモジュールまたは手順としてそれぞれ実行されることができる。代わりに、機能モジュールは完全に又は部分的にハードウェアで実行されることができる。

以下、ＯＰＰ（最適化されたパルスパターン）の計算とモジュール36の機能の特徴を図４乃至図９に関して説明する。

図４は５つの切換え転移52、即ちパルス数ｄ＝５を有するＯＰＰ50の図を示している。図面では、切換え転移52の切換え角度54は図面のｘ軸上に示されており、切換え転移52の電圧レベル56は図面のｙ軸上に示されている。この場合、ＯＰＰ50は３つの電圧レベル−１、０、１を有する３レベルインバータ12についてのＯＰＰである。ＯＰＰ50は３レベルインバータ12についてｄ＝５の一次切換え角度54（範囲０乃至９０度にわたる切換え角度）を有する単相パターンである。ＯＰＰ50は５つの切換え角度54の関数としてｍ＝０．６の変調指数について切換えシーケンスｕ＝［０１０１０１］を有している。全体の基本期間の４分の１のみが図４に示されている。

図５は図面のｙ軸で示されている変調指数ｍの関数とする一次切換え角度54の図を示している。図４の電圧レベルと図５の切換え角度は変調指数ｍに依存している。これらはパルス数ｄ＝５に対して検索表に記憶され、ＯＰＰ50はパルス数ｄ＝５を有するＯＰＰが選択されるべきであるとき、モジュール36により読み出されることができる。

図６は変調指数ｍ＝０．６に対する３相パルスパターン38または切換えシーケンス38の図を示しており、これはＯＰＰ50からモジュール36により発生されている。

ＯＰＰをオフラインで計算するとき、４分の１波長対称が単相パルスパターン50に典型的に課されている。３相システム10の相ａ、ｂ、ｃのパルスパターン38a、38b、38cはそれぞれ０、１２０、２４０により単相パターン50をシフトすることにより得られる。結果として、３６０度にわたる３相パルスパターンまたは切換えシーケンス38は９０度にわたって単相パターン50により十分に特徴付けされる。

既に述べたように、ＯＰＰ50はオフラインで計算され、モジュール36に記憶される。９０度にわたって単相ＯＰＰ50を計算するため、一次切換え角度の数（パルス数）ｄと単相切換えシーケンスｕが固定される。目的関数が最適化のために選択され、共通の選択は２乗の差動モード電圧高調波の加重された和であり、これは電流ＴＨＤに等しい。変調指数ｍの各値に対して、この目的関数は切換え角度54にわたる最適化により最小にされる。この最適化ステップは全ての変調指数ｍで反復され、図４および図５に示されているように変調指数の関数としてＯＰＰ50を規定する切換え角度54のセットに導かれる。

（例えば図４で示されている）９０度にわたる単相ＯＰＰ50から開始して、３相切換えシーケンス38は４分の１波長対称を適用し、相ｂとｃ、即ち38bと38cのパターンを発生するために１２０または２４０度で相ａのパターン38aをシフトすることにより直接的に得られる。これは図６に示されている切換えシーケンス38につながる。

以下、ＯＰＰ50で得られる定常状態の固定子磁束の特徴を説明する。

Ｐは（ａ，ｂ，ｃ）基準フレームから固定直交（α，β）基準フレームへのピーク不変変換（マトリックス）を示すものとし、Ｖ_ｄｃは電力変換器の総ＤＣリンク電圧を示すものとする。インバータ12に接続される電気マシン14を考慮し、マシン14の固定子抵抗を無視すると、ＯＰＰ50に対応する（α，β）基準フレームの定常状態の固定子磁束軌跡は角度範囲［０，δ］にわたってＯＰＰ50により規定される切換えシーケンス38（即ち式（１）ではｕ（α））を積分することにより得られ、ここでδは電圧ベクトルの実際の角度位置である。

この例では、（α，β）基準フレームの結果的な定常状態の固定子磁束軌跡Ψ_ｓが９０度にわたって図７に示されている。固定子磁束軌跡Ψ_ｓの平均振幅は１(破線)である。図７からさらに明白であることは、固定子磁束ベクトル58の軌跡振幅が図８に示されているように１周辺で振動することである。固定子磁束ベクトル60の相角度は図９で見られるように、この公称値周辺でも振動することに注意する。このリップルは固定子周波数ω_ｅの変化から生じ、それはゼロベクトルを含む異なるディスクリートな大きさの電圧ベクトルを適用することから生じる。それ自体が６０度毎に反復しさらに３０度の対称を示す固定子磁束ベクトル58と60の振幅および角度リップルは電圧高調波のディスクリートな周波数スペクトルを生じる。

モーター14に与えられる電圧が正弦波電圧であるならば、固定子磁束Ψ_ｓは図７に示されている破線の円をたどり、曲線58、60は直線である。振幅または相誤差は存在しない。インバータ12はディスクリートな電圧レベルを発生するようにのみ設計されているので（例えば図６を参照）、ＯＰＰ50は振幅および相誤差が最小にされるように最適化される。しかしながら、最小化はモーター14の定常状態の動作の仮定の下、例えば周波数又は負荷の変化がない状態で行われる。

特に、モーター14の動作状態の突然または急激な変化の期間には、この仮定はもはや満たされず、振幅または位相誤差は選択されたＯＰＰ50または切換えシーケンス38ではもはや最小ではない。しかしながら、定常状態動作に関して最適である切換えシーケンス38が過渡動作に適切な切換えシーケンス42の発生に対する良好な候補であることを想定することは合理的である。

閉ループ制御方式が図３に示されている。切換え位置46のシーケンスは制御装置18によって変換器12へ与えられ、これは電気マシン14のそれぞれの出力電圧を発生する。動作条件の変化は瞬間電流ｉ_ｓと瞬間電圧ｖ_ｓに影響し、それらは制御装置18の入力パラメータである。したがって、閉ループ制御が実現される。

換言すると、ＯＰＰ50に基づく電気マシン14の高速度の閉ループ制御はその基準軌跡に沿って固定子磁束ベクトルΨ_ｓを制御することにより実現されることができる。この目的はＯＰＰ50の切換え転移52を直接操作することにより実現されることができる。この結果として、固定子磁束ベクトルΨ_ｓは電気マシン14が適切に磁化されるように制御され、それによって命令を受けた電磁トルクＴ_{ｅ，ｒｅｆ}は電気マシン14により発生される。

以下、固定子磁束誤差Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}を最小化する制御問題と図３のモジュールの機能を説明する。

結果的な制御問題は、いわゆる後退するホライズンポリシーを有する制約された最適な制御問題、または同等にモデル予測制御問題として公式化される。図１０は前述の制御問題を説明する図を示している。

重要な考えは有限長Ｔのホライズンを使用し、このホライズンにわたって過渡パルスパターンまたは変更された切換えシーケンス42を使用し、したがってその固定子磁束誤差を補正して固定子磁束ベクトルΨ_ｓをその所望の位置へ駆動することである。ホライズンＴの端部から進んで、定常状態動作が仮定される。特に、ｔ＋Ｔから進んで、本来の即ち定常状態のパルスパターンまたは変更されていない切換えシーケンス38が与えられることが仮定される。

ＯＰＰのモデル予測制御は図１０に示されているように境界制御問題として解釈されることができる。切換え位置ｕ（ｔ_０）と固定子磁束Ψ_ｓ（ｔ_０）とを有する時間ｔ_０で開始して、時間間隔Ｔにわたる変更された切換えシーケンス42が得られ、この変更された切換えシーケンス42は固定子磁束ベクトルΨ_ｓを最終的な固定子磁束Ψ_ｓ（ｔ_１）へ駆動する。さらに、変更された切換えシーケンス42は最終的な切換え位置ｕ（ｔ_１）へ導かれる。この境界制御問題では、ｕ（ｔ_０）とΨ_ｓ（ｔ_０）は初期条件であり、ｕ（ｔ_１）とΨ_ｓ（ｔ_１）はしたがって最終条件である。時間間隔ＴをホライズンＴ＝ｔ_１−ｔ_０と呼ぶ。ｔ_１から進んで定常状態のパルスパターンが与えられることが仮定される。

以下説明する切換えシーケンスを変更するためのアルゴリズムは、電気システム10は常に過渡動作状態であり、即ちこれは常に磁束誤差を最小化しようとすることを仮定する。したがってアルゴリズムは常にｔ_０で動作しており、時点ｔ_１には実質的には到達しない。

変更された切換えシーケンス42は電流および／またはトルクの総高調波歪み（ＴＨＤ）を最小にする意味で最適である必要がある。変更された切換えシーケンス42はまた所望である場合、電力インバータスイッチ16の切換え損失を最小化することができる。トルクおよび固定子磁束の大きさはそれらの基準近くに維持される必要がある。さらに、固定子電流はそれらの上限（正）より下に、それらの下限（負）よりも上に維持される必要がある。電流の限度は制限されることができる。

アルゴリズムは切換えシーケンス38の小さい変更がオフラインで最適化されている切換えシーケンス38の最適性に関して小さい変更になるのみであると仮定する。固定子磁束誤差Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}が固定子磁束Ψ_ｓに関して小さい場合、この条件は満たされる。

したがって、アルゴリズムは固定子磁束誤差Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}が小さく、ホライズンＴにわたる固定子磁束誤差Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}を除去するために切換え転移52（切換えインスタント）の小さい補正のみを必要とすると仮定する。切換え転移52におけるこれらの小さい変化はＯＰＰ50の最適性に（大きく）影響しないこと、または同等に電流の総高調波歪み（ＴＨＤ）を劣化しないことが仮定される。したがって、定常状態のＯＰＰ50は切換えシーケンス42（または過渡ＯＰＰ）を得るときベースラインパターンとして使用されることができ、したがって境界制御問題を非常に簡単にする。特に、ホライズンＴ内のＯＰＰ50の切換え転移52の変更を可能な限り少なくすることによって（α，β）基準フレーム中のその所定の基準軌跡に沿って固定子磁束ベクトルΨ_ｓを制御することが目的である。この制御概念はモデル予測パルスパターン制御（ＭＰ^３Ｃ）と呼ばれることができる。

この概念の１例が図１１乃至１３に与えられており、これらの図は２レベルインバータのモデル予測パルスパターン制御を示している。

図１１は（α，β）基準フレームにおける回転子および固定子磁束の図を示している。図１１では、実際又は推定された固定子磁束Ψ_ｓから補正された固定子磁束誤差Ψ_ｓを有する基準固定子磁束Ψ_{ｓ，ｒｅｆ}へのシフトが示されている。

図１２はｍｓの単位の時間の関数として、特に０ｍｓから２．５ｍｓまでのホライズンにおける固定子磁束ベクトルΨ_ｓ、Ψ_{ｓ，ｒｅｆ}と回転子磁束ベクトルΨ_ｒの正規化されたαおよびβ成分の図を示している。図１１の軌跡はこのホライズンにも制限され、したがってΨ_ｒの軌跡は図面の中間で停止している。

図１３はｍｓの単位の時間の関数として３相切換え位置38a、38b、38cと、相ａの切換え転移52の補正（時間オフセット）Δｔの図を示している。

図１４は切換え転移52の転移時間54を変更する効果を説明した図を示している。特に、１つの相、例えば相ａと電圧レベルｕ＝［−１，１］（即ち２レベルインバータ）、ｕ＝［−１，０，１］（即ち３レベルインバータ）またはｕ＝［−１，−０．５，０，０．５，１］（即ち５レベルインバータ）を有するインバータ12を考える。Ｖ_ＤＣは総ＤＣリンク電圧を示すものとする。その後、Δｔによる切換え転移52のシフトは次式による（ａ，ｂ，ｃ）固定子磁束ベクトルにおける変化に導かれる。

ここで、Δｔはｐｕ（正規化された単位）で与えられる。２レベルインバータに基づく１例は図１４に示されている。ここで相ａにおけるΔｕ_ａ１＝−２を有する負の切換え転移52aの遅延はしたがってこの相における電圧−秒と固定子磁束を増加し、他方で切換え転移を進めることは反対の効果を有し、即ち相ａの方向において磁束の振幅を減少させる。

その後、ＭＰ^３Ｃアルゴリズムが図１５に関して要約される。アルゴリズムは５つのステップを有する。これはディスクリートな時間ドメインで動作し、これはＴ_ｓ秒毎に付勢される。サンプリング間隔Ｔ_ｓは典型的に２５マイクロ秒または５０マイクロ秒である。制御問題は固定直交基準フレーム（α，β）で公式化され解かれる。

ステップＳ10で、時間ステップｋにおいて、モジュール30は固定基準フレーム中の固定子および回転子磁束ベクトルを推定し、推定された固定子磁束ベクトルΨ_ｓ＝［Ψ_ｓα，Ψ_ｓβ］と推定された回転子磁束ベクトルΨ_ｒ＝［Ψ_ｒα，Ψ_ｒβ］を生成する。角度（Ψ）は磁束ベクトルの角度位置を示すものとし、｜Ψ｜はその大きさを示すものとする。ベクトルΨ_ｓとΨ_ｒは電気マシン14のマシンモデルに基づいて推定される。グリッド接続インバータ12の場合、磁束は前述したように仮想磁束に基づくことができる。

制御装置の計算時間により誘起される遅延は、時間において前方にω_ｅＴ_ｓによって即ち角度（Ψ_ｓ）＝角度（Ψ_ｓ）＋ω_ｅＴ_ｓにしたがって回転磁束ベクトルΨ_ｒによって、推定された固定子磁束ベクトルΨ_ｓと推定された回転子磁束ベクトルΨ_ｒを回転することにより補償されることができる。ここでω_ｅは電気マシン14の固定子周波数である。

ステップＳ12で、モジュール32は基準角度γ_ｒｅｆを計算する。この量の偏差についての図解要約については図１６を参照のこと。図１６は図７および１１に類似する図であり、（α，β）基準フレームにおける量を示している。

最初に、マシンにより発生される電磁トルクＴｅが次式として書かれることができることを想起する。
Ｔ_ｅ＝ｋ_ｒ｜Ψ_ｓ｜・｜Ψ_ｒ｜ｓｉｎ（γ） （３）
ここでγは固定子磁束ベクトルΨ_ｓと回転子磁束ベクトルΨ_ｒの間の角度であり、ｋ_ｒは定数である。マシン14が十分に磁化されるとき、基準固定子磁束ベクトルΨ_{ｓ，ｒｅｆ}の大きさは１ｐｕに等しい。その後、回転子磁束ベクトル｜Ψ_ｒ｜と所定の基準トルクＴ_{ｅ，ｒｅｆ}の所定の大きさでは、固定子と回転子の磁束ベクトルの間の所望の基準角度は次式のようになる。

回転子磁束Ψ_ｒが非常に正確に推定されることができるので、この導出は可能である。幾つかのケースでは、モーター14は位置センサさえも有し、これは回転子の位置と、さらに回転子磁束の角度を直接測定する。

その後、固定子磁束基準ベクトルΨ_{ｓ，ｒｅｆ}の角度は次式により計算される。
角度（Ψ_{ｓ，ｒｅｆ}）＝角度（Ψ_ｒ）＋γ_ｒｅｆ （５）
基準固定子磁束ベクトルΨ_{ｓ，ｒｅｆ}）はその後モジュール34により、例えばモジュール34に記憶されている表から角度（Ψ_{ｓ，ｒｅｆ}）における固定子磁束ベクトルΨ_{ｓ，ｒｅｆ}の大きさ（長さ）を読み出すことにより得られる。この表は全ての最適化されたパルスパターンについて予め計算されることができる。図１６で、固定子磁束ベクトルの大きさの記憶された値は固定子磁束ベクトルΨ_ｓの軌跡62のコーナー点により示される。別の可能性は選択された切換えシーケンス38から、即ち時間にわたって切換えシーケンスの電圧を積分することによりオンラインで大きさを計算することである。

その後、固定子磁束誤差Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}は基準磁束ベクトルΨ_{ｓ、ｒｅｆ}と推定された固定子磁束ベクトルΨ_ｓとの差を形成することにより計算される。
Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}＝Ψ_{ｓ、ｒｅｆ}−Ψ_ｓ （６）
式（６）から、（ｉ）固定子磁束の基本成分と、（ii）固定子磁束のそれぞれの高調波内容との別々の推定を有する必要なく固定子磁束の誤差は直接的に計算されることができることが明白である。実時間で（ｉ）と（ii）を推定する観察者スキームを有する必要がないことは本発明の方法の簡潔性と確実性を増加する。前述の方法はそれ故、最新技術の軌跡追跡方法と比較するとき産業応用により適切である。

ステップＳ14（図１５参照）は実際のパターン制御装置の応用を示しており、ここでは基準磁束モジュール40は固定子磁束誤差Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}の振幅を最小にするようにあるホライズンＴにわたって切換えシーケンス38を変更する。換言すると、変更された切換えシーケンス42は固定子磁束誤差Ψ_{ｓ、ｅｒｒ}の助けにより切換えシーケンス38から発生される。

パターン制御装置アルゴリズムは３つの形態で利用可能であり、これについては以下説明する。特に（１）二次計画（ＱＰ）に基づく制御アルゴリズム、（２）近似アクチブセットＱＰに基づく制御アルゴリズム、（３）デッドビート制御アルゴリズムに基づく制御アルゴリズムである。

Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}の最小化を試みる前に、付加的なパルスが切換えシーケンス38に挿入されることができる。これは非常に高速度のトルク応答が発生されるとき、例えばトルクコマンドのステップ変化に応答して、有効であり、観察された時間インターバル内で利用可能な適切な切換え転移は存在しない。半導体スイッチの最小のオン及びオフ時間は所望ならば切換え時間インスタントにしたがって制約を付加することにより課される。

特に、付加的なパルスは負及び正の切換え転移52a、52b（例えば図１４参照）、即ち高から低の電圧レベルへの切換え転移と、その後に逆切換え転移（またはその逆）を同じ時間インスタントで挿入することにより挿入されることができる。パターン制御アルゴリズムはその後必要に応じて切換え転移を移動することができる。結果として、時間インスタントが等しくないならば、付加的なパルスが発生される。

ステップＳ16で、サンプリング間隔内で生じる切換え転移は切換えシーケンス42、即ちインバータ12へ与えられる切換え転移から除去される。これは切換えシーケンス42の切換え角度とそれぞれの３相のポテンシャル値を記憶する検索表へのポインタを更新することにより実現されることができる。

ステップＳ18で、サンプリング間隔にわたる切換えコマンド、即ち切換えインスタンス及び関連される変更された切換え位置が得られる。このステップでは、予測平衡アルゴリズムが使用されることができ、そのため多数のサンプリング間隔にわたる切換えコマンドが必要とされる可能性がある。変更された切換えシーケンス42は電圧レベルのみを含むことができ、これらの電圧レベルを発生する切換え位置を含まない。予測平衡アルゴリズムは、インバータ12のある内部状態、例えば中性点ポテンシャルが最適化される方法で切換え位置を選択できる。

その後、アルゴリズムはステップＳ10で再度開始する。

前述したように、切換えシーケンス38を切換えシーケンス42へ変更するアルゴリズムの異なる可能な実施形態が存在する（図３参照）。

第１の実施形態は二次計画（ＱＰ）に基づく最適な制御アルゴリズムである。

制御問題は二次計画（ＱＰ）として公式化されることができ、これは補正されていない磁束誤差（制御された変数）と切換えインスタント中の変化（操作された変数）を最小にする特別なタイプの数理最適化方法である。これは次式により公式化されることができる。

式（７）の第１の項は磁束誤差を最小にするためのものであり、第２の項はエントリΔｔ_ｘｉを有するマトリックスΔｔで集められた時間シフトを最小にするものであり、ここでｘは相であり、ｉは切換えシーケンス38の切換え転移の指数である。加重ｑは非常に小さく選択されることができ、したがって磁束の補正に優先順位を与える。

式（７）の不等式は切換え転移の時間インスタントｔ_ｘｉにおける制約である。時間インスタントは切換え転移の次数（order）を維持しなければならず、ホライズン（即ち０とＴの間）内でなければならない。

式（７）の第１の項では、Ψ_{ｓ，ｃｏｒｒ}は以下の磁束の補正である。

式（８）は式（２）から得られ、式（１）のような３相に一般化される。Δｕ_ｘｉは相ｘにおけるｉ番目の切換え転移の切換え転移（電圧レベルの変化）である。マトリックスＰは式（８）へ積分される。

前述の公式化された問題を解いた後、磁束補正は全ての切換え転移をΔｔシフトすることにより実現され、即ち変更された切換えシーケンス42は時間オフセットまたは時間シフトΔｔ_ｘｉにより変更された転移時間ｔ_ｘｉを有する切換えシーケンス38である。

この１例は図１７で示されており、図６の図と類似の図を有する。図１７はそれぞれ相ａ、ｂ、ｃについてのパルスパターン38a、38b、38cを有する切換えシーケンス38を示している。さらに図１７では、ＱＰに基づく最適な制御のための電流時間インスタントｋＴ_ｓと固定長のホライズンＴが示されている。切換えインスタント（切換え転移の時間インスタント）の下限及び上限(制約)は矢印により示されている。６つの切換え転移はホライズンＴ内に入る。式（７）では、Δｔは切換え時間補正Δｔ_ｘｉのベクトルを示している。例えば相ａでは、ｉ番目の転移の補正は次式により与えられる。
Δｔ_ａｉ＝ｔ_ａｉ−ｔ_{ａｉ，ｒｅｆ} （９）
ここで、ｔ_{ａｉ，ｒｅｆ}は相ａにおけるパルスパターンのｉ番目の公称切換え時間を示している。切換え角度の対応する補正はΔδ＝ω_ｅΔｔであり、ここでω_ｅは０と１により制限され、Δｔはｐｕで与えられることに注意する。

切換え時間は随意選択的に変更されることができず、これらは電流時間ｋＴ_ｓおよび同じ相中の近隣切換え転移により制約される。２レベルインバータに基づいた例では、図１７を参照する。例えば相ｂ中の第１の切換え転移は第２の転移のｋＴ_ｓと公称切換えインスタントとの間に位置するように制限される。相ｂにおける第２の切換え転移は同じ相の第３の転移の公称切換えインスタントまで遅延されるだけである。所定の相の転移のシフトは他の相とは独立して行われることに注意すべきである。

パルスを予測するとき、特別に注意をすることが必要である。そのスケジュールされた時間ｔ_ｒｅｆ前に切換え転移を指令するとき、これは公称切換え時間が経過するまで、即ちｋＴ_ｓ≧ｔ_ｒｅｆ、将来の時間インスタントにおける磁束補正にもつながり、換言すると電流サンプル時間期間に与えられる時間シフト補正が次の幾つかのサンプル期間で与えられるように貢献するならば、これは次のサンプル期間で再度補償されてはならない。したがって、次のサンプル期間において、公称的なスケジュールされた時間ｔ_ｒｅｆがまだ生じていないならば、係属中の補正ｕ_ｘｉ ^＊Δｔは依然として生じ、次の電流磁束誤差補正を決定するときに考慮されなければならない。これは公称的なスケジュールされた時間ｔ_ｒｅｆが経過されるまで、即ちｋＴ_ｓ≧ｔ_ｒｅｆまで継続する。この将来の磁束補正は例えばバッファ中にそれを記憶し、ステップＳ12で磁束誤差を補正し、それに応じてバッファを更新することを考慮する必要がある。

第２の実施形態は近似ＱＰに基づく最適な制御アルゴリズムである。実時間でＱＰを公式化し解くことは計算的に厳しい。しかし、計算は以下の簡潔化及び特徴により近似ＱＰ公式を考慮することにより非常に簡単にされることができる。

第１に、（各切換え転移のための個々の時間変更の代わりに）相当り１つのΔｔのみを考慮する。換言すると、相当り、時間オフセット又はシフトΔｔ_ｘｉは１つのΔｔ_ｘに等しい。

第２に、２つの反復を有するアクチブセットＱＰ公式を使用する。不等式の制約（即ち“≧”）に関する最適化問題では、問題は最初にこれらの制約を無視して解かれることができる。第２のステップで、制約が課され、侵害された制約は等式制約（即ち“＝”）として強化され、これはその後アクチブ制約と呼ばれる。

特に、アクチブセットＱＰの１つの反復は以下のように要約されることができる。

第１のステップで、各相の切換え転移の数を計算する。

第２のステップで、タイミング性約を無視し、相当りの制約されていないΔｔ_ｘを計算する。

ここでＭは相当りの切換え転移の数および加重ｑの関数である３×２マトリックスであり、ｄｅｔ（Ｍ）はＭの決定因子であり、Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}は（α，β）基準フレーム中の固定子磁束誤差である。（１０）は式（７）から得られ、即ちΔｔが式（７）に挿入されるならば、マトリックスＭと係数は式（７）において係数とマトリックスＰを消去する。

（１０）の推定は最大でも２２の乗算と、１８の加算と、１つの除算であり、したがって計算的に簡単である。

第３のステップで、制約を侵害する新しい切換え時間インスタント（即ち新しい切換え時間）を決定する。これらの制約はいわゆるアクチブ制約である。

制約を侵害する新しい切換え時間インスタントを限定し、これらおよびこれらの関連される切換え転移を最適化問題から除去することによってこれらの値を固定する。換言すると、制約を侵害する切換え時間は制約の境界に限定される。例えばｔ_ａｉ≧０が満足されるべきであるが満足されていないならば、ｔ_ａｉは０に設定される。

その後、新しい切換えインスタントから生じる磁束補正を計算し、それに応じて残り（まだ補正されていない）磁束誤差を更新する。

第１の反復後、前述の反復は第２の反復として再度行われる。２つの反復を有するこの手順は計算的にかなり簡単である。最も重要なことは、計算的な複雑性は考慮された切換え転移の数に基本的に基づいておらず、したがってホライズンの長さに効率的に基づいていない。特に、マトリックスＭの寸法は常に３×２である。

第３の実施形態はデッドビート制御アルゴリズムであり、これは３つの制御スキームの中で計算的及び概念的に最も簡単なものである。このデッドビートパルスパターン制御装置は次のような特徴を有する。加重ｑはゼロに設定される。ホライズンＴは変数であり、少なくとも２つの相が切換え転移を有するように電流時間ｋＴ_ｓで開始する最小の時間インターバルとして決定される。

デッドビート制御アルゴリズムを図１８を参照して説明する。図１８は図６と１７に類似しており、３相の２レベルパルスパターン38a、38b、38cと、デッドビート制御のための電流時間インスタントｋＴ_ｓと可変長のホライズンＴを有する図を示している。切換えインスタント（時間インスタント）のための下限及び上限は矢印により示されている。

デッドビート制御アルゴリズムは以下の４つのステップを有する。

第１のステップで、次にスケジュールされた切換え転移を有する２相（この例では相ａとｂ）を決定する。これはデッドビート制御装置の可変長であるホライズンＴの長さを生じる。ホライズンＴ内の全ての切換え転移（切換え位置の公称時間インスタント及び変化）を決定する。

第２のステップで、（α，β）基準フレームからの固定子磁束誤差Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}を（ａ，ｂ，ｃ）基準フレームへ変換し、ここで３相のうち２つだけがアクチブである（ａとｂ、ａとｃ、またはｂとｃ）。

第３のステップで、各相についての必要とされる切換え時間変更Δｔ_ｒｅｑを（ａ，ｂ，ｃ）で計算する。
Δｔ_ｒｅｑ＝Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}／０．５Ｖ_ｄｃ （１１）
ここで、Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}は（ａ，ｂ，ｃ）における磁束誤差ベクトルである。

第４のステップで、ホライズン内に切換え転移を有する第１の相を通過する。公称切換え時間ｔ_ｎｏｍと切換え転移Δｕを有するこの相中の各切換え転移に対して、以下の３つのサブステップを行う。

第１に、ｔ_ｎｅｗ＝ｔ_ｎｏｍ−ｓｇｎ（Δｕ）Δｔ_{ｒｅｑ，ｉ}を設定し、ここでｓｇｎ（Δｕ）∈｛−１，＋１｝はそれぞれの相が切換える方向、即ち正または負の方向を示す。

第２に、切換え時間にそれぞれの制約を課すことによってｔ_ｎｅｗを制約する。

第３に、必要とされる切換え時間変更を更新する。
Δｔ_{ｒｅｑ，ｉ}＝Δｔ_{ｒｅｑ，ｉ}＋ｓｇｎ（Δｕ）（ｔ_ｎｅｗ−ｔ_ｎｏｍ） （１２）
前述したようにｔはｐｕで与えられ、Δｕは［−１，１］にある。

第４のステップで、切換え転移を有する第２の相について前述の手順を反復する。

デッドビート制御装置は可能な限り迅速に固定子磁束誤差を除去することを目的とし、切換え時間における補正は不利益をもたらさないので、デッドビート制御装置は非常に高速度で積極的である傾向がある。しかし切換え時間における制約が重んじられる必要があるので、デッドビート制御装置がホライズン内の磁束誤差を十分に除去する保証はない。

制御方法、即ち特に図１５を参照して前述したような内部ＭＰ^３Ｃ制御ループは図１９および２０に示されている外部制御ループにより強化または補足されることができる。

図１９は基準角度モジュール32の１実施形態を示している。前述したように、基準角度γ_ｒｅｆは基準トルクＴ_{ｅ，ｒｅｆ}および推定された回転子磁束Ψ_ｒに基づいており、Ｔ_{ｅ，ｒｅｆ}はモーター14の速度制御装置から供給されることができる。

基準角度γ_ｒｅｆのフィードフォワード制御サブモジュール64は基準角度γ_ｒｅｆに対するフィードフォワード値を計算するために式（４）を使用する。このフィードフォワード値は基準角度γ_ｒｅｆに対する低速度の制御サブモジュール66のオフセット補償により変更されることができる。サブモジュール66は推定されたトルクＴ_ｅの大きさと基準トルクＴ_{ｅ，ｒｅｆ}の大きさとの差を受信しまたは決定し、例えばＰＩ制御装置を有する基準角度γ_ｒｅｆに対してオフセット補償を決定するため差値を使用する。

このようにして、図１９に示されている第１の制御ループは固定子と回転子磁束ベクトル間の基準角度を調節することによりトルクを調整する。

図２０は変調指数モジュール48の１実施形態を示している。変調指数ｍのフィードフォワード制御サブモジュール68は変調指数ｍのフィードフォワード値を計算するために次式を使用する。

Ｖ_ｄｃは推定されたＤＣリンク電圧であり、Ｖ_{ｄｃ，ｒｅｆ}はそれに基づいてＯＰＰが計算された基準ＤＣリンク電圧である。

フィードフォワード値ｍは変調指数ｍに対する低速度の制御サブモジュール70のオフセット補償により増加されることができる。サブモジュール70は推定された回転子磁束Ψ_ｒの大きさと基準回転子磁束Ψ_{ｒ，ｒｅｆ}の大きさとの差を受信又は決定し、例えばＰＩ制御装置を有する変調指数ｍのオフセット補償を決定するためにこの差値を使用する。代わりに又は付加的に、推定された固定子磁束Ψ_ｓと基準固定子磁束Ψ_{ｓ，ｒｅｆ}はオフセットの決定に使用されることができる。

このようにして、図２０に示されている第２の制御ループは変調指数ｍを調節することにより回転子（または固定子）磁束の大きさを調整する。低速度の回転子（または固定子）磁束制御装置70はしたがって変調指数ｍ、特にボルト−秒補正または実効的な変調指数を調節するためにＭＰ^３Ｃアルゴリズムの内部ループからの幾つかの情報を使用できる。

本発明を図面及び前述の説明で詳細に示し説明したが、このような例示および説明は発明の限定ではなく説明または例示として考えられ、本発明は説明された実施形態に限定されない。説明された実施形態に対する他の変化は、図面、明細書、請求の範囲の研究から当業者により理解され実行され、請求された発明を実施されることができる。請求項の中で、用語「具備する（comprising）」は他のエレメントまたはステップを除外せず、不定冠詞“ａ”または“ａｎ”は複数を除外しない。単一のプロセッサまたは制御装置または他のユニットは請求項で述べられたいくつかのアイテムの機能を満たすことができる。ある方法が相互に異なる従属請求項で述べられている事実は、これらの方法の組み合わせが有利に使用されることを示していない。請求項中の任意の参照符号は技術的範囲を限定すると解釈されてはならない。
以下に、出願当初の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
［Ｃ１］
電気システム（10）の変換器（12）を制御する方法において、
（ａ）前記電気システム（10）の実際の状態に基づいて前記変換器（12）の切換えシーケンス（38）を決定し、
それにおいて前記切換えシーケンス（38）は前記変換器（12）の切換え転移（52）のシーケンスを含み、ここで各切換え転移（52）は転移時間を含んでおり、
（ｂ）前記切換えシーケンスの切換え転移の少なくとも１つの転移時間を変更することによって前記切換えシーケンス（38）を変更し、それによって前記電気システムの評価された磁束と前記電気システムの基準磁束との間の差に基づく磁束誤差が最小にされ、
ここで前記評価された磁束は前記電気システムの前記実際の状態から決定されており、
（ｃ）前記変更された切換えシーケンス（42）を前記変換器へ適用するステップを含んでいる方法。
［Ｃ２］
前記ステップ（ｂ）において、転移時間（54）は時間オフセットを前記転移時間に付加することにより変更され、
前記時間オフセットは前記磁束誤差は少なくとも部分的に補償されるように決定されるＣ１記載の方法。
［Ｃ３］
全体的な時間オフセットは磁束誤差から得られ、
前記全体的な時間オフセットは転移時間のための時間オフセットに分配され、それによって切換えシーケンス（38）における制約が考慮に入れられるＣ１または２記載の方法。
［Ｃ４］
転移時間のための時間オフセットは時間オフセットが最小にされ、前記切換えシーケンス（38）における制約が考慮に入れられるように決定されるＣ１乃至３のいずれか１項記載の方法。
［Ｃ５］
前記切換えシーケンス（38）の前記第１の切換え転移のための時間オフセットはそれが可能な限り大きく、前記切換えシーケンス（38）における制約が考慮に入れられるように決定されるＣ１乃至４のいずれか１項記載の方法。
［Ｃ６］
ステップ（ｂ）において、等しい切換え時間を有する少なくとも２つの切換え転移は前記切換えシーケンス（38）が変更される前に前記切換えシーケンスへ挿入されるＣ１乃至５のいずれか１項記載の方法。
［Ｃ７］
ステップ（ａ）において、前記切換えシーケンス（38）は予め計算された切換えシーケンスの表から発生されるＣ１乃至６のいずれか１項記載の方法。
［Ｃ８］
前記基準磁束は直交基準フレーム中のベクトルとして決定され、
それにおいて前記基準磁束ベクトルの角度は評価された回転子磁束ベクトルの角度と基準角度との和に基づいており、
前記基準角度は前記電気システム（10）の実際の状態から決定されるＣ１乃至７のいずれか１項記載の方法。
［Ｃ９］
前記基準角度は前記電気システムの前記実際の状態の評価された値と対応する基準値との間でフィードバック制御装置（66）により調節されるＣ１乃至８のいずれか１項記載の方法。
［Ｃ１０］
前記磁束ベクトルの前記大きさは前記磁束ベクトルの前記角度と前記切換えシーケンス（38）から決定されるＣ１乃至９のいずれか１項記載の方法。
［Ｃ１１］
ステップ（ａ）において、前記切換えシーケンス（38）は前記変換器（12）の変調指数に基づいて選択され、前記変調指数は前記変換器（12）の入力電圧の振幅と前記変換器（12）の出力電圧の振幅との比を示しており、
前記変調指数は前記システムの前記実際の状態の評価された値と対応する基準値との間でフィードバック制御装置（70）により調節されるＣ１乃至１０のいずれか１項記載の方法。
［Ｃ１２］
少なくとも１つのプロセッサにより実行されるときＣ１乃至１１のいずれか１項記載の方法の各ステップを実行するように構成されている変換器を制御するためのプログラムエレメント。
［Ｃ１３］
Ｃ１２記載のプログラムエレメントが記憶されているコンピュータの読取り可能な媒体。
［Ｃ１４］
Ｃ１乃至１１のいずれか１項記載の方法を実行するように構成されている変換器を制御するための制御装置（18）。
［Ｃ１５］
スイッチを備え、少なくとも１相に対して出力電圧を発生するように構成されている変換器回路（16）と、
前記スイッチを備え、Ｃ１乃至１１のいずれか１項記載の方法を実行するように構成されている制御装置（18）とを具備している変換器。

符合の説明

10、10’・・・電気システム、12・・・変換器、インバータ、Ｖ_ＤＣ・・・ＤＣリンク電圧、14・・・電気マシン（モーターまたは発電機）、16・・・変換器回路、スイッチ、18・・・制御装置、20・・・グリッド、22・・・変圧器及びフィルタ、24・・・グリッドインピーダンス、30・・・磁束推定モジュール、ｉ_ｓ・・・瞬間電流、ｖ_ｓ・・・瞬間電圧、Ψ_ｓ・・・推定された固定子磁束、Ψ_ｒ・・・推定された回転子磁束、Ｔ_ｅ・・・推定されたトルク、32・・・基準角度モジュール、γ_ｒｅｆ・・・基準角度、Ψ_{ｓ，ｒｅｆ}・・・基準固定子磁束、Ｔ_{ｅ，ｒｅｆ}・・・基準トルク、34・・・基準磁束モジュール、36・・・ＯＰＰパターンセレクタ、38・・・選択された切換えシーケンス、Ψ_{ｓ，ｅｒｒ}・・・固定子磁束誤差、40・・・誤差最小化モジュール、42・・・変更された切換えモジュール、44・・・切換え位置モジュール、46・・・切換え位置のシーケンス、ｍ・・・変調指数、ｄ・・・パルス数、48・・・変調指数モジュール、50・・・最適化されたパルスパターン、52,52a,52b・・・切換え転移、54・・・切換え角度、56・・・電圧レベル、a, b,c・・・相、38a,38b,38c・・・相のパルスパターン、58・・・固定子磁束ベクトルの振幅、60・・・固定子磁束ベクトルの角度、62・・・固定子磁束ベクトルの軌跡、64・・・基準角度のフィードフォワード制御サブモジュール、66・・・基準角度の低速度の制御サブモジュール、68・・・変調指数のフィードフォワード制御サブモジュール、70・・・変調指数の低速度の制御サブモジュール。

Claims (14)

1. 電気システム（10）の変換器（12）を制御する方法において、
   （ａ）前記電気システム（10）の実際の状態に基づいて、予め計算された切換えシーケンスの表から前記変換器（12）の切換えシーケンス（38）を発生し、
   前記切換えシーケンス（38）は前記変換器（12）の切換え転移（52）のシーケンスを含み、ここで各切換え転移（52）は転移時間を含んでおり、前記予め計算された切換えシーケンスは、最適化されたパルスパターンであり、
   （ｂ）前記切換えシーケンスの切換え転移の少なくとも１つの転移時間を変更することによって前記切換えシーケンス（38）を変更し、前記切換えシーケンス(38)を変更することによって前記電気システムの推定された磁束と前記電気システムの基準磁束との間の差に基づく磁束誤差が最小にされ、
   ここで前記基準磁束は前記電気システムの前記実際の状態と前記電気システムの前記実際の状態に対応する最適化されたパルスパターンとに基づいて得られており、
   ここで前記推定された磁束は前記電気システムの前記実際の状態から決定されており、
   （ｃ）前記変更された切換えシーケンス（42）を前記変換器へ適用するステップを含んでいる方法。
2. 前記ステップ（ｂ）において、転移時間（54）は時間オフセットを前記転移時間に付加することにより変更され、
   前記時間オフセットは、前記磁束誤差が少なくとも部分的に補償されるように決定される請求項１記載の方法。
3. 全体的な時間オフセットは前記磁束誤差から得られ、
   前記全体的な時間オフセットが転移時間のための時間オフセットに分配されることによって切換えシーケンス（38）における制約が考慮に入れられる請求項１または２記載の方法。
4. 転移時間のための時間オフセットは、時間オフセットが最小にされ、前記切換えシーケンス（38）における制約が考慮に入れられるように決定される請求項１乃至３のいずれか１項記載の方法。
5. 前記切換えシーケンス（38）の第１の切換え転移のための時間オフセットは、可能な限り多くの前記磁束誤差が補正され、前記切換えシーケンス（38）における制約が考慮に入れられるように決定される請求項１乃至４のいずれか１項記載の方法。
6. ステップ（ｂ）において、等しい切換え時間を有する少なくとも２つの切換え転移は前記切換えシーケンス（38）が変更される前に前記切換えシーケンスへ挿入される請求項１乃至５のいずれか１項記載の方法。
7. 前記基準磁束は、角度と大きさとを有する直交基準フレーム中の基準磁束ベクトルとして決定され、
   前記基準磁束ベクトルの前記角度は推定された回転子磁束ベクトルの角度と基準角度との和に基づいて得られ、
   前記基準角度は前記電気システム（10）の実際の状態から決定される請求項１乃至６のいずれか１項記載の方法。
8. 前記基準角度は前記電気システムの前記実際の状態の推定された値と対応する基準値との間でフィードバック制御装置（66）により調節される請求項７に記載の方法。
9. 前記基準磁束ベクトルの大きさは前記基準磁束ベクトルの前記角度と前記切換えシーケンス（38）から決定される請求項７記載の方法。
10. ステップ（ａ）において、前記切換えシーケンス（38）は前記変換器（12）の変調指数に基づいて選択され、前記変調指数は前記変換器（12）の入力電圧の振幅と前記変換器（12）の出力電圧の振幅との比を示しており、
    前記変調指数は前記電気システムの前記実際の状態の推定された値と対応する基準値との間でフィードバック制御装置（70）により調節される請求項１乃至９のいずれか１項記載の方法。
11. 少なくとも１つのプロセッサにより実行されるとき請求項１乃至１０のいずれか１項記載の方法の各ステップを実行するように構成されている変換器を制御するためのプログラムエレメント。
12. 請求項１１記載のプログラムエレメントが記憶されているコンピュータの読取り可能な媒体。
13. 請求項１乃至１０のいずれか１項記載の方法を実行するように構成されている変換器を制御するための制御装置（18）。
14. スイッチを備え、少なくとも１相に対して出力電圧を発生するように構成されている変換器回路（16）と、
    請求項１乃至１０のいずれか１項記載の方法を実行するように構成され、前記スイッチを制御するための制御装置（18）とを具備している変換器（12）。

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