CN102545588A - 用于控制转换器的方法 - Google Patents

Abstract

本发明涉及用于控制转换器的方法。控制电气系统10的转换器12，其方式是使得相对于一定第一优化目标已经确定的转换器12的开关序列在第二步骤中按照如下方式来修改：使得通过校正通量误差，进一步优化开关序列，该通量误差可以是作为开关序列的第一优化的基础的假设的结果。

Description

用于控制转换器的方法

技术领域

本发明涉及功率电子器件领域。具体来说，本发明涉及用于控制电气系统的转换器的方法、用于控制转换器的程序元件、计算机可读介质、用于转换器的控制器和转换器。 

背景技术

转换器在电气系统中用于将可以是第一DC电压或第一频率的第一AC电压的输入电压变换为可以是第二DC电压或第二频率的第二AC电压。 

例如，如果转换器用作逆变器，则输入电压可以是DC环节电压(DC link voltage)，而输出电压可用于向诸如电机之类的电力负载供应电流。相反，转换器可用作整流器，在这种情况下，它连接到电力网，并且将输入AC电压变换为DC输出电压。 

几乎所有转换器都包括例如为电气系统的各相生成输出电压的半导体开关。开关由控制器来控制，控制器确定下一个开关转变，并且将这个开关转变应用于开关。开关转变可包括一组开关状态(即，相应开关是断开还是闭合)以及将这些开关状态应用于转换器的时刻(即，时间点)。 

对于如何由控制器来生成这些开关转变存在若干可能性。 

例如，模型预测直接转矩控制(MPDTC)可用于在生成开关转变的同时来控制电气系统的内部状态。电驱动的内部状态可以是电动机中的转矩和电磁通量。在MPDTC中，实时优化开关序列、即在某个开关时域(switching horizon)上的开关转变的序列。例如，对应转矩、定子通量和中性点轨迹可使用内部机器模型来计算，并且然后可选择 具有最低开关损耗或者最低开关频率的特征的最佳开关序列。然后，可将开关序列的第一开关转变应用于转换器，并且可在线优化下一个序列。 

直接转矩控制可实现极快速转矩响应，但是它对于开关频率或开关损耗的给定值可引起可控机器的定子电流和电磁转矩的谐波失真的较高值。 

另一种可能性是优化脉冲图形(OPP)的使用。一般来说，优化脉冲图形可以是相对于某个优化目标经过优化的开关转变序列。例如，优化脉冲图形可对于电动机或者充当转换器的负载的任何其它物理系统的所有调制指数和开关频率来离线计算，并且可优化成使得给定开关频率的总电流失真为最小。控制器可从存储了优化脉冲图形的查找表来选择优化脉冲图形，并且可将所选优化脉冲图形的开关转变应用于转换器。但是，当改变操作点时，优化脉冲图形的应用可导致极长的转变以及定子电流的谐波偏移：甚至操作点的很小变化也可导致谐波电流的较高偏移。这类谐波偏移可量化为电流误差或者等效地量化为通量误差。 

发明内容

本发明的一个目的是提供一种具有快速控制响应、特别是具有快速转矩响应和低谐波失真的转换器。 

这个目的通过独立权利要求的主题和以下实施例来实现。通过从属权利要求和以下描述，其它示范实施例是显而易见的。 

本发明的第一方面涉及一种用于控制电气系统的转换器的方法。电气系统可以是电机、如电动机或发电机，或者可以是电力网或任何其它电力负载。 

按照本发明的一个实施例，电气系统可以是多相系统，即，不仅包括一相、而且还包括多相、特别是三相的系统。 

按照本发明的一个实施例，转换器适合通过开关、例如半导体开 关从(至少一个)输入电压来生成至少一个输出电压。例如，转换器可以是间接转换器的一部分，并且可适合于转换DC输入电压DC至输出电压的多相。转换器的半导体开关可以是高功率半导体开关，并且转换器可适合与范围高达10kA的电流和1kV与35kV之间的电压配合操作。 

按照本发明的一个实施例，该方法包括(a)基于电气系统的实际状态来确定转换器的开关序列的步骤。开关序列可包括转换器的开关转变序列，其中各开关转变包括转变时间。一般来说，开关转变可包括转变的时刻、即转变时间或开关时刻以及电压电平。时刻可指示转换器应当生成开关转变以使得开关的开关状态使得转换器生成开关转变的电压电平的时间。 

例如，如果转换器是二级逆变器，则逆变器的输出电压可以是0和+V_dc，并且逆变器具有电压电平0和+1，其中电压V_dc是DC环节电压。如果逆变器是三级逆变器，则输出电压可以是-V_dc、0、+V_dc，其中电压电平为-1、0、+1。 

开关转变的时刻可采用开关角给出。开关转变的时刻则可借助于电气系统的电流频率从开关角来得出。 

在多相系统中，输出电压可以是多相电压，并且开关转变可包括输出电压的各相的电压电平。 

电气系统的实际状态的示例是驱动或电网的瞬时电流或电压，系统中的所估计通量、例如所估计转子通量和所估计定子通量，以及电动机的所估计转矩。其它示例包括DC环节电压以及负载的实际和无功功率。必须注意，甚至在电气系统没有包括机器的情况下，例如在电气系统是电力网的情况下，虚通量(virtual flux)、例如虚转子通量和虚定子通量可经由电网、滤波器和/或转换器与电网之间的变压器的阻抗来定义。这些虚通量可用于估计虚转矩。 

按照本发明的一个实施例，电气系统的实际或当前状态的值的估计可基于系统的模型。具体来说，可测量系统的电流和电压、例如机 器中的电流和电压，并且由此可借助于机器的内部模型来计算或确定通量。 

按照本发明的一个实施例，该方法包括下列步骤(b)：通过改变开关序列的开关转变的至少一个转变时间来修改开关序列，使得基于电气系统的所估计通量与电气系统的参考通量之间的差的通量误差被消除或者为最小。 

可能的是，已经生成开关序列，其方式是使得达到某个优化目标，例如使电气系统的总谐波失真(THD)为最小。但是，在优化计算期间，已经进行关于电气系统的某些假设。例如，已经计算开关序列，使得在关于电气系统正工作在稳态的假设下，电气系统的总谐波失真为最小。 

为了补偿这些误差，开关序列可按照使得补偿通量误差的方式来改变。例如，通量误差可以是所估计通量与参考通量之间的差。可从电气系统的实际状态已经确定所估计通量，例如在开关序列的生成期间已经确定参量通量；并且开关序列可通过移动开关转变的转变时间来改变，即，仅改变转变时间，但不改变开关转变的电压电平。通过这种方式，可补偿通量误差，并且用以生成了开关序列的优化目标仍然可通过经修改的开关序列几乎达到。 

按照本发明的一个实施例，该方法包括(c)将经修改的开关序列应用于转换器。例如，转换器的控制器包括存储器，其中存储了控制器周期地应用于转换器的实际开关序列。当已经估计或计算经修改的开关序列时，实际开关序列可由经修改的开关序列取代。 

概括来说，本发明的要点可在于，控制电气系统的转换器，其方式是使得相对于某个优化目标离线确定的转换器的开关序列在第二步骤中按照如下方式来修改：可通过校正通量误差(可以是作为开关序列的第一优化的基础的某些假设的结果)，实时地进一步优化开关序列。 

通量误差的其它来源可以是机器模型或电网模型中的模型不定 性或者不可准确预测的DC环节波动。在瞬态操作期间，OPP可改变，因为这些瞬态不可预计或计算并且不可计划。瞬态操作可包括不同OPP之间的切换，例如从脉冲数d＝6的OPP切换到脉冲数＝5的OPP。另外，在这些情况下，通量误差可发生，这可必须经过补偿。 

按照本发明的一个实施例，在步骤(d)，通过将时间偏移加入转变时间来改变转变时间，其中时间偏移确定成使得至少部分补偿通量误差。一般来说，与时间相关电压关联的通量与时间相关电压对时间的积分成比例。因此，可通过将时间偏移加入转变时间，即，通过使转变时间移位(提前或延迟)，来补偿通量误差。转变时间或多个转变时间可在时间上移动，使得经修改的开关序列具有几乎等于参考通量的通量，即，使得补偿通量误差。 

应当注意，在多相系统中，系统的各相可具有不同的通量误差，即，存在系统的各相的通量误差，并且通量误差是向量。 

一般来说，不仅将改变一个转变时间，而且还可改变转变时间的至少一部分或者开关序列的全部转变时间。在这种情况下，有可能的是，通过加入相同时间偏移或者通过加入不同时间偏移来修改转变时间，即，各转变时间可具有与另一个转变时间的时间偏移不同的关联时间偏移。将相同时间偏移加入若干转变时间可简化计算。 

按照本发明的一个实施例，从通量误差来得出总时间偏移。在多相系统的情况下，可存在系统的各相的总时间偏移。总时间偏移可(至少部分)分配至多个时间偏移以用于不同转变时间，使得遵守对开关序列的约束。 

一般来说，不可能任意改变开关序列的转变时间。例如，可存在关于不应当修改开关转变的顺序的约束。因此，一个开关序列的时间偏移的大小(也可以为负)可限制成使得开关转变没有移动到超出其相邻开关转变。此外，可存在转变时间的下限和上限，例如，第一转变时间不可小于实际时刻。 

按照本发明的一个实施例，转变时间的时间偏移确定成使得时间 偏移为最小并且遵守开关序列的约束。在使时间偏移为最小、即时间偏移选择成使得时间偏移的最大数为最小的情况下，可能应当通过未经修改的开关序列的优化来达到的优化目标也可通过经修改的开关序列几乎达到。例如，时间偏移的这种最小化可借助于二次程序来达到，因为在对通量误差和时间偏移使用二次罚时，通量误差的最小化和时间偏移的最小化在时间偏移上最多是二次的。在关于对于一相的开关时间仅存在一个时间偏移的假设下，二次程序能够描述为仅具有几次、例如两次迭代的所谓活动集二次程序。这可引起计算简单的优化过程。 

按照本发明的一个实施例，开关序列的第一开关转变的时间偏移确定成使得校正尽可能多的通量误差并且遵守开关序列的约束。这可通过所谓的无差拍控制算法来实现。换言之，计算总时间偏移，并且将这个时间偏移分配至开关序列的第一开关转变。如果电气系统是多相系统，则可通过缩短改变开关序列的时域，进一步在计算上简化无差拍算法。在这个上下文中，时域可定义为可通过优化过程来修改的开关序列的开始部分的开关转变的数量。时域可选择成使得只有两相具有时域中的开关转变。在这种情况下，总时间偏移的计算可更进一步简化。 

按照本发明的一个实施例，在步骤(b)，在修改开关序列之前将具有相等开关时间的至少两个开关转变插入开关序列中。两个开关转变可具有相等电压电平，因而对通量(与对电压的积分成比例)没有贡献，并且因而大体上对输出电压和电气系统的状态没有贡献。但是，优化算法可移动两个开关转变的开关时间，并且在经修改的开关序列中的两个开关转变具有不同开关时间的情况下，生成附加脉冲。通过插入这至少两个开关转变，可进一步修改经修改的开关序列。 

按照本发明的一个实施例，在步骤(a)，从预先计算的开关序列的表来生成开关序列。例如，预先计算的开关序列存储在转换器的控制器的非易失性或易失性存储器中，并且基于某个选择判据从这个存储 器中读取。例如，预先计算的开关序列可以是所谓的优化脉冲图形(OPP)。优化脉冲图形可相对于某个优化判据、如低总谐波失真(THD)来预先计算。优化脉冲图形可相对于调制指数和脉冲数存储在表中。例如，优化脉冲图形不需要存储360°的整个周期、而仅需要存储全周期的四分之一。呈现四分之一波对称性的脉冲图形在施加到三相系统时仅产生奇数、非偶数谐波，即谐波或阶5、7、11、13、17、19、...。从这个四分之一周期，可在360°的总周期中生成单相脉冲图形，并且可通过使单相脉冲图形移位相应的相移来生成对于多相系统的相的开关序列。 

按照本发明的一个实施例，作为正交参考帧中的向量来确定参考通量。在多相系统中，通量是向量(例如三相系统的情况下的三维向量)。但是，例如，在三相系统中，对于不同电压仅存在两个自由度，因为三维、零轴或共模轴没有驱动其星点未连接的星形连接负载中的任何电流。这个事实可用于将三维通量向量或者一般来说的系统的每一个向量变换为二维向量。这种正交参考帧的一个示例是(α，β)参考帧。在这种情况下，(α，β)变换可被认为是三相参量(例如电压、电流、通量向量成分)到两个固定轴、即α轴和β轴上的投影。 

按照本发明的一个实施例，参考通量向量的角基于所估计转子通量向量的角和参考角之和，其中参考角从电气系统的实际状态来确定。如前所述，系统的实际状态可包括所估计转子通量和所估计定子通量、与定子通量和转子通量的叉积成比例的所估计转矩以及还有参考转矩。由于两个通量向量必须满足上述叉积关系，所以可确定两个通量向量之间的参考角。 

按照本发明的一个实施例，参考角可由反馈控制环路在电气系统的实际状态的所估计值与对应参考值之间进行调整。例如，所估计值可以是旋转电机的所估计转矩，并且对应参考值可以是参考转矩。 

按照本发明的一个实施例，通量向量、如参考通量向量的幅值、即长度从通量向量的角和开关序列来确定。例如，在第一步骤中，仅 计算参考通量向量的角，以及在第二步骤中，确定通量向量的长度。通量向量的幅值可通过对开关序列所定义的时间相关电压求积分来计算；这个积分的上限可以是在第一步骤中已经确定的通量向量的角。这个计算可实时进行，或者通量的幅值可存储在查找表中，并且其可对每个优化脉冲图形已经预先计算。 

但是，也有可能的是，取通量向量的恒定幅值，这可以是比较准确的估计。 

按照本发明的一个实施例，电气系统包括旋转电机、即电动机或发电机。在这种情况下，通量误差可以是定子通量向量，所估计通量可以是所估计定子通量，以及参考通量可以是参考定子通量。如前所述，所估计值可按照如下方式来估计：使得首先测量旋转电机的电流和电压，并且将这些所测量值应用于电机的模型。电机的模型可存储在转换器的控制器中，转换器的控制器接收所测量值作为输入值，并且输出所估计值作为输出值。 

按照本发明的一个实施例，在步骤(a)，开关序列可基于转换器的调制指数来选择，调制指数指示转换器的输入电压的幅度与转换器的输出电压的幅度之间的比率。通常，优化脉冲图形按照这种方式来选择。 

按照本发明的一个实施例，调制指数由反馈控制器在系统的实际状态的所估计值与对应参考值之间进行调整。例如，所估计值可以是旋转电机的所估计定子通量或者所估计转子通量，以及参考值可以是旋转电机的参考定子通量或参考转子通量。 

本发明的另一方面涉及用于控制转换器的程序元件(计算机程序)，该程序元件在由至少一个处理器运行时适合运行如上文和下文所述的方法的步骤。例如，处理器可以是控制器的处理器。 

本发明的另一方面涉及其中存储这种程序元件的计算机可读介质。 

计算机可读介质可以是软盘、硬盘、USB(通用串行总线)存储装 置、RAM(随机存取存储器)、ROM(只读存储器)、EPROM(电可擦可编程只读存储器)或FLASH存储器。计算机可读介质还可以是允许下载程序代码的数据通信网络、如因特网。 

还有可能的是，方法采用FPGA(现场可编程门阵列)来实现。一般来说，用于运行该方法的算法可在包括DSP和FPGA的任何计算硬件上实现。 

本发明的另一方面涉及用于控制转换器的控制器，其中控制器适合运行如上文和下文所述的方法。控制器可包括处理器和存储器，其中程序元件将在处理器上运行。备选地，控制器可包括FPGA。 

本发明的另一方面涉及一种转换器。 

根据本发明的一个实施例，转换器包括具有开关的转换器电路，转换器电路适合生成至少一相的输出电压。在逆变器的情况下，输出电压可对应于通过开关的不同开关状态所生成的不同电压电平。 

按照本发明的一个实施例，转换器包括用于控制开关的控制器，如上文和下文所述。 

必须理解，如上文和下文所述的方法的特征可以是如上文和下文所述的控制器或转换器的特征。 

如果技术上可能但没有明确提出，则上文和下文所述的本发明的实施例的组合也可以是方法和装置的实施例。 

概括来说，上文和下文所述的控制方法可选择转换器开关位置，使得可实现如下目标： 

机器、负载或电网参量可控制在其参考值附近。对于电机，这些参量通常可包括电磁转矩以及定子通量向量的幅值和空间取向。对于电网连接转换器，这些参量可以是有效和无功功率或者DC环节电压和无功功率(或电流)。 

在稳态操作条件下并且对于转换器半导体装置(即开关)的给定开关频率，可实现接近理论下限的极低电流失真。可通过离线计算OPP，以便在定子电压空间向量(脉冲数)的一个基本旋转周期上对于 给定开关频率、或者等效地对于给定数量的开关事件最小化电流的总谐波失真(THD)，来得到这种小电流失真。 

在瞬态操作条件期间，并且在外部扰动存在的情况下，可很快地控制机器或电网参量。具体来说，例如，在电磁转矩的参考(设置点)值的阶跃变化期间或者在负载转矩的阶跃变化期间，可实现与通过直接转矩控制所实现的相似的极短响应时间。这同样适用于在不同OPP之间进行切换的情况。这种性能通常可在数ms的范围之内。 

通过参照以下所述实施例进行的说明，本发明的这些方面及其它方面将会显而易见。 

附图说明

下文中参照附图示出的示范实施例更详细地说明本发明的主题。 

图1示意示出按照本发明的一个实施例电气系统。 

图2示意示出按照本发明的另一个实施例电气系统。 

图3示意示出按照本发明的一个实施例的控制器的设计。 

图4示出根据本发明的一个实施例的OPP的简图。 

图5示出按照本发明的一个实施例、作为调制指数的函数的开关角的简图。 

图6示出按照本发明的一个实施例的开关序列的简图。 

图7示出按照本发明的一个实施例的稳态定子通量轨迹的简图。 

图8示出图7的定子通量的幅度的简图。 

图9示出图7的定子通量的相位角的简图。 

图10是示出按照本发明的一个实施例的方法的控制问题的简图。 

图11示出按照本发明的一个实施例的定子和转子通量轨迹的简图。 

图12示出按照本发明的一个实施例的定子和转子通量轨迹的简图。 

图13示出按照本发明的一个实施例的开关序列的简图。 

图14是示出按照本发明的一个实施例的转变时间的移位的效果的简图。 

图15示出根据本发明的一个实施例的优化方法的流程图。 

图16是示出按照本发明的一个实施例的参考定子通量的确定的简图。 

图17是示出按照本发明的一个实施例的二次编程算法的开关序列的简图。 

图18是示出按照本发明的一个实施例的无差拍控制算法的开关序列的简图。 

图19示意示出按照本发明的一个实施例的控制器模型的设计。 

图20示意示出按照本发明的一个实施例的另一个控制器模型的设计。 

附图中所使用的参考标号及其含义在参考标号的列表中以概括形式列出。原则上，附图中，相同部分提供有相同参考标号。 

具体实施方式

图1示出具有转换器12、特别是逆变器12以及逆变器12与其连接的旋转电机14的电气系统10。逆变器12可以是间接转换器的一部分，并且可连接到具有DC电压V_DC的转换器的DC环节。逆变器12包括具有开关的逆变器电路16，其中开关将DC电压变换为提供给电机14的三相AC电压。备选地，逆变器12可以是仅生成一相AC电压的逆变器。一般来说，逆变器12可以是多相或多级逆变器，系统10可以是多相系统。 

逆变器10包括具有适合运行如上文和下文所述的优化方法或优化算法的FPGA或处理器的控制器18。控制器18适合运行反馈控制，即，输入变量、如接收电机14中的电压和电流或者电机14的速度，生成开关序列，并且将这些开关序列应用于逆变器开关16，它们则 影响输入变量。 

图2示出具有转换器12、特别是整流器12的电气系统10’的一个备选实施例。在图2的实施例中，整流器12经由变压器和滤波器22、例如L、LC或LCL滤波器连接到电网20。为了控制逆变器12，控制器18接收电网20中的电压和电流。在这种情况下，电机14的控制模型可由包括虚电网阻抗24以及变压器和滤波器22的阻抗的电网20的控制模型来取代。 

图3示意示出控制器18的设计。 

控制器18包括通量估计模块30，通量估计模块30从电机14或电网24接收瞬时电流i_s和瞬时电压v_s。可以不一定测量瞬时电压v_s。它们可从已知开关状态信号和所测量DC环节电压来重构成良好近似。通量估计模块30包括电机14或电力网24的模型，并且适合从瞬时电流i_s和瞬时电压v_s来估计实际通量Ψ_s、Ψ_r。在电网20的情况下，通量Ψ_s、Ψ_s可以是虚通量。 

在旋转电机的情况下，Ψ_s是所估计定子通量，以及Ψ_r是所估计转子通量。所估计转矩T_e与通量Ψ_s、Ψ_r的叉积成比例。 

将通量Ψ_s、Ψ_r和转矩T_e提供给参考角模块32，参考角模块32确定参考角γ_ref，即所估计转子通量Ψ_r与参考定子通量Ψ_s，ref之间的角。另外，参考转矩T_e，ref可用于确定参考角γ_ref。 

参考定子通量Ψ_s，ref的角则为所估计转子通量Ψ_r的角加上参考角γ_ref之和。将参考定子通量Ψ_s，ref的角输入参考通量模块34，参考通量模块34确定参考定子通量Ψ_s，ref的幅值。在确定参考定子通量Ψ_s，ref的幅值中，可使用从OPP图形选择器36所选的开关序列38。 

定子磁通量误差Ψ_s，err是参考定子通量Ψ_s，ref与所估计定子通量Ψ_s之间的差。将定子通量误差Ψ_s，err和所选开关序列38输入到误差最小化模块40，误差最小化模块40按照使定子通量误差Ψ_s，err为最小的方式来修改并且优化开关序列38。 

将经修改的开关序列42输入开关位置模块44，开关位置模块44 从经修改的开关序列42来生成开关位置46的序列。开关序列42仅包含具有逆变器12应当产生的电压电平的开关转变。开关位置模块44将开关转变的电压电平转换为包括产生相应电压电平的开关的开关状态的开关位置。 

为了选择开关序列38，OPP图形选择器36从调制指数模块48接收调制指数m以及脉冲数d。脉冲数d是OPP的脉冲的数量，并且取决于电动机14的旋转频率和预期开关频率。 

调制指数m由模块48从定子频率ω_e和DC环节电压V_DC来确定。可选地，所估计定子通量Ψs的长度和参考定子通量Ψ_s，ref的长度或者所估计转子通量Ψ_r的长度以及参考转子通量Ψ_s，ref的长度可用于调制指数m的反馈控制。 

控制器18的功能模块30、32、34、36、40和48可分别实现为编程软件模块或过程。备选地，功能模块可完全或部分通过硬件来实现。 

下面针对图4至图9来描述OPP(优化脉冲图形)的计算和模块36的功能性的方面。 

图4示出具有五个开关转变52、即脉冲数d＝5的OPP 50的简图。简图中，开关转变52的开关角54示为在简图的x轴上，而开关转变52的电压电平56示为在简图的y轴上。在当前情况下，在当前情况下，OPP 50是具有电压电平-1、0、1的三级逆变器12的OPP。OPP50是三级逆变器12的d＝5个主开关角54(在范围0至90度的开关角)的单相脉冲图形。OPP 50包括作为五个开关角54的函数并且对于m＝0.6的调制指数的开关序列u＝[010101]。图4中仅示出全基本周期的四分之一。 

图5示出作为在简图的y轴上示出的调制指数的函数的主开关角54的简图。图4的电压电平和图5的开关角取决于调制指数m。它们存储在查找表中对应于脉冲数d＝5，并且在应当选择脉冲数d＝5的OPP时，OPP 50可由模块36读出。 

图6示出由模块36从OPP 50已经生成的调制指数m＝0.6和脉冲数d＝5的三相脉冲图形38或开关序列38的简图。 

当离线计算OPP时，四分之一波对称性通常施加于单相脉冲图形50。通过分别使单相图形50移位0、120和240度，来得到三相系统10的相a、b和c的脉冲图形38a、38b、38c。因此，360度范围的三相脉冲图形或开关序列38由90度范围的单相图形50完全表征。 

如前所述，OPP 50经过离线计算，并且存储在模块36中。为了计算90度范围的单相OPP 50，固定主开关角的数量(脉冲数)d和单相开关频率。为优化而选择目标函数：一般选择是相当于电流THD的平方微分模式电压谐波的加权和。对于调制指数m的每一个值，通过对开关角54进行优化来使目标函数为最小。这个优化步骤对于所有调制指数m重复进行，从而得到一组开关角54，其定义作为调制指数的函数的OPP 50，如图4和图5所示。 

从90度范围的单相OPP 50开始(例如图4所示)，通过应用四分之一波对称性，并且通过使相a图案38a分别移位120和240度以产生相b和c的图形38b、38c，直接得到三相开关序列38。这得到图6所示的开关序列38。 

下面说明采用OPP 50所得到的稳态定子通量的性质。 

设P表示从(a，b，c)参考帧到固定正交(α，β)参考帧的峰值不变量变换(矩阵)，并且设V_dc表示电力转换器的总DC环节电压。考虑连接到逆变器12的电机14而忽略电机14的定子电阻，通过对角范围[0，δ]上求OPP 50所定义的开关序列38的积分(即，公式(1)中的u(α))，来得到(α，β)参考帧中与OPP 50对应的稳定定子通量轨迹，其中δ是电压向量的实际角位置。 

${\mathrm{\Ψ}}_s\left(\mathrm{\δ}\right)={\mathrm{\Ψ}}_s\left(0\right)+\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}\underset{0}{\overset{\mathrm{\δ}}{\∫}}P\·u\left(\mathrm{\α}\right)\mathrm{d\α}---\left(1\right)$

在这个示例中，(α，β)参考帧中的所得稳态定子通量轨迹Ψ_s示为 在90度范围。定子通量轨迹Ψ_s的平均幅度为一(虚线)。从图7中又显而易见，定子通量向量58的轨迹幅度围绕一振荡，如图8所示。注意，定子通量向量60的相位角还围绕其标称值振荡，如在图9中能够看到。这个纹波产生于定子频率ω_e的变化，该变化产生于应用包括零向量的不同和离散幅值的电压向量。每60度反复进行并且还呈现30度对称性的定子通量向量58、60的幅度和角纹波产生电压谐波的离散频谱。 

如果施加到电动机14的电压是正弦电压，则定子通量Ψ_s按照图7所示的虚线圆，并且曲线58、60为直线。没有幅度或相位误差会存在。由于逆变器12仅设计成生成离散电压电平(参见例如图6)，所以OPP 50优化成使得幅度和相位误差为最小。但是，最小化在关于电动机14的稳态操作、例如没有频率或负载变化的假设下进行。 

具体来说，在电动机14的操作条件的突然或陡变化期间，不再满足这个假设，并且幅度或相位误差对于所选OPP 50或开关序列38不再为最小。但是，合理的是假定相对于稳态操作是最佳的开关序列38是用于生成适合于瞬态操作的开关序列42的良好候选。 

闭环控制方案如图3所示。开关位置46的序列由控制器18应用于转换器12，转换器12生成电机14的相应输出电压。变化操作条件影响作为控制器18的输入参数的瞬时电流i_s和瞬时电压v_s。因此，实现闭环控制。 

换言之，基于OPP 50的电机14的快速闭环控制可通过沿其参考轨迹控制定子通量向量Ψ_s来实现。这个目标可通过直接操纵OPP 50的开关转变52来实现。因此，定子通量向量Ψ_s控制成使得电机14充分磁化，以使得所命令的电磁转矩T_e，ref由电机14产生。 

下面将描述用于使定子通量误差Ψ_s，err为最小的控制问题和图3的模块的功能性。 

所产生的控制问题可公式化为所谓的后退时域策略的受约束的最佳控制问题或者等效地公式化为模型预测控制问题。图10是示出 上述控制问题的简图。 

关键思路是使用有限长度T的时域，并且使用瞬时脉冲图形或者经修改的开关序列24在这个时域上将定子通量向量Ψ_s驱动到其预期位置，因而校正定子通量误差。从时域T结束开始，假定稳态操作。具体来说，假定从t+T之后，将应用原始、即稳态脉冲图形或者经修改的开关序列38。 

OPP的模型预测控制能够被解释为如图10所示的边界控制问题。在时间t₀以开关位置u(t₀)和定子通量Ψ_s(t₀)开始，将得出在时间间隔T上的经修改的开关序列42；这个经修改的开关序列42将定子通量向量Ψ_s驱动到末端定子通量Ψ_s(t₁)。此外，经修改的开关序列42得出末端开关位置u(t₁)。在这个边界控制问题中，u(t₀)和Ψ_s(t₀)是初始条件，而u(t₁)和Ψ_s(t₁)相应地是末端条件。时间间隔T称作时域T＝t₁-t₀。从t₁开始，假定应用稳态脉冲图形。 

下面说明的用于修改开关序列的算法假定电气系统10始终处于瞬时操作条件，即，它始终设法使通量误差为最小。因此，算法始终工作在t0，而实际上从不达到时间点t₁。 

在它使电流和/或转矩总谐波失真(THD)为最小的意义上，要求经修改的开关序列42是最佳的。如果需要，则经修改的开关序列42还可使电力逆变器开关16的开关损耗为最小。转矩和定子通量幅值可必须保持在其参考附近。另外，定子电流可必须保持在低于其上(正)限而高于其下(负)限。电流极限可以是一个约束。 

该算法假定开关序列38的小修改仅引起相对于经过离线优化的开关序列38的最优性的小修改。如果定子通量误差Ψ_s，err相对定子通量Ψ_s较小，则满足这个条件。 

因此，该算法假定定子通量误差Ψ_s，err较小，并且为了去除对时域T上的定子通量误差Ψ_s，err，仅要求对开关转变52(开关时刻)的小校正。假定开关转变52的这些小变化没有(明显)影响OPP 50的最优性，或者等效地，没有使电流总谐波失真1(THD)退化。因此，稳态OPP 50 能够在得出开关序列42(或瞬时OPP)时用作基线图形，因而极大地简化边界控制问题。具体来说，目标则可以是通过在时域T之内尽可能小地修改OPP 50的开关转变52，在(α，β)参考帧中沿其给定参考轨迹来控制定子通量向量Ψ_s。这个控制概念可称作模型预测脉冲图形控制(MP³C)。 

图11至13中给出这个概念的一个示例，其中示出两级逆变器的模型预测脉冲图形控制。 

图11示出(α，β)参考帧中的定子和转子通量的简图。图11中，示出具有校正的定子通量误差Ψ_s的实际或者所估计定子通量Ψ_s向参考定子通量Ψ_s，ref的移位。 

图12示出作为单位为ms的时间的函数、特别是具有从0ms至2.5ms的时域的定子通量向量Ψ_s、Ψ_s，ref和转子通量向量Ψ_r的归一化α和β分量的简图。图11中的轨迹也约束到这个时域，因而Ψ_r的轨迹在简图的中间停止。 

图13示出作为单位为ms的时间的函数的三相开关位置38a、38b、38c以及相a中的开关转变52的校正(时间偏移)Δt的简图。 

图14是示出改变开关转变52的转变时间54的效果的简图。具体来说，考虑一相、如相a，以及电压电平u＝[-1，1](即，两级逆变器)、u＝[-1，0，1](即，三级逆变器)或u＝[-1，-0.5，0，0.5，1](即，五级逆变器)的逆变器12。设V_DC表示DC环节电压。则，使开关转变52移位Δt引起按照下式的(a，b，c)定子通量向量的变化 

${\mathrm{\Δ\Ψ}}_s\left(\mathrm{\Δt}\right)=\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}\mathrm{\Δu}\·\mathrm{\Δt}---\left(2\right)$

其中Δt以pu(量化单位)给出。基于两级逆变器的一个示例如图14所示。在这里，在相a中以Δu_a1＝-2使负开关转变52a延迟增加了这个相中的伏秒并且相应地增加了定子通量，而使开关转变提前具有相反效果，即，它降低相a的方向的通量幅度。 

下面将针对图15来概括MP³C算法。该算法包括五个步骤。它 工作在离散时域，并且每T_s秒被激活。取样间隔T_s通常为25微秒或50微秒。控制问题在固定正交参考帧(α，β)中来公式化和求解。 

在步骤S10，在时间步阶k，模块30在固定参考帧中估计定子和转子通量向量，从而产生所估计定子通量向量Ψ_s＝[Ψ_sα，Ψ_sβ]和所估计转子通量向量Ψ_r＝[Ψ_rα，Ψ_rβ]。设angle(Ψ)表示通量向量的角位置，以及|Ψ|表示其幅值。向量Ψ_s和Ψ_r基于电机14的机器模型来估计。在电网连接逆变器12的情况下，通量可基于虚通量，如上所述。 

能够通过将所估计定子通量向量Ψ_s和所估计转子通量向量Ψ_r在时间上向前旋转ω_eT_s、即angle(Ψ_s)＝angle(Ψ_s)+ω_eT_s，并且相应地对于转子通量向量Ψ_r进行，来补偿控制器计算时间所引入的延迟。在这里，ω_e是电机14的定子频率。 

在步骤S12，模块32计算参考角γ_ref。对于得出这个参量的图形概括，请参见图16。图16是与图7和图11的简图相似的简图，并且示出(α，β)参考帧中的参量。 

首先，记得机器所产生的电磁转矩T_c能够写作 

T_e＝k_r|Ψ_s|·|Ψ_r|sin(γ)    (3) 

其中γ是定子通量向量Ψ_s与转子通量向量Ψ_r之间的角，以及k_r是常数。当机器14完全磁化时，参考定子通量向量Ψ_s，ref的幅值等于1pu。然后，对于转子通量向量|Ψ_r|的给定幅值和给定参考转矩T_e，ref，定子与转子通量向量之间的预期参考角为 

${\mathrm{\γ}}_{\mathrm{ref}}={\sin }^{-1}\left(\frac{T_{e,\mathrm{ref}}}{k_r\left|{\mathrm{\Ψ}}_r\right|}\right)---\left(4\right)$

这个推导是可能的，因为可非常准确地估计转子通量Ψ_r。在一些情况下，电动机14甚至具有直接测量转子的位置并且因而测量转子通量的角的位置传感器。 

此后，定子通量参考向量Ψ_s，ref的角通过下式来计算 

angle(Ψ_s，ref)＝angle(Ψ_r)+γ_ref    (5) 

然后，由模块34例如通过从模块34中存储的表读出angle(Ψ_s，ref)处的定子通量向量Ψ_s，ref的幅值(长度)来得到参考定子通量向量Ψ_s，ref。这个表可对所有优化脉冲图形来预先计算。图16中，定子通量向量的幅值的所存储值由定子通量向量Ψ_s的轨迹62的隅角点(corner point)来表示。另一种可能性是从所选开关序列38来在线计算幅值，即通过对时间求开关序列的电压的积分。 

此后，通过形成参考通量向量Ψ_s，ref与所估计定子通量向量Ψ_s之间的差，来计算定子磁通量误差Ψ_s，err， 

Ψ_s，err＝Ψ_s，ref-Ψ_s    (6) 

从(6)显而易见，定子通量的误差能够直接计算，而无需具有(i)定子通量的基本分量和(ii)定子通量的相应谐波含量的单独估计。不需要具有实时估计(i)和(ii)的观察器方案增加了本方法的简单性和可靠性。因此，与现有技术轨迹跟踪方法相比，所述的方法可更适合工业应用。 

步骤S14(参见图15)是实际图形控制器的应用，其中参考通量模块40在某个时域T上来修改开关序列38，以便使定子通量误差Ψ_s，err的幅度为最小。换言之，经修改的开关序列42借助于定子通量误差Ψ_s，err从开关序列38来生成。 

图形控制器算法可通过三种形式是可用的，下面将进行说明。具体来说，控制算法基于(1)二次程序(QP)、(2)基于近似活动集QP的控制算法和(3)无差拍控制算法。 

在尝试定子通量误差Ψ_s，err的最小化之前，能够将附加脉冲插入开关序列38。这在将要生成极快转矩响应时(例如响应转矩命令的阶跃变化)会是有利的-并且在观测时间间隔中没有适当开关转变是可用的。如果需要，则能够通过相应地将约束加入开关时刻，来施加半导体开关的最小通和断时间。 

具体来说，可通过在相同时刻插入负和正开关转变52a、52b(参见例如图14)，即，从较高到较低电压电平，然后相反开关转变(或者 反之)，来插入附加脉冲。然后，图形控制算法能够根据需要来移动开关转变。因此，如果时刻不相等，则已经生成附加脉冲。 

在步骤S16，从开关序列42、即将要应用于逆变器12的开关转变中去除在取样间隔中将发生的开关转变。这能够通过更新指向存储开关序列42的开关角和相应三相电位值的查找表的指针来实现。 

在步骤S18，得出在取样间隔上的开关命令，即，开关时刻和关联的经修改开关位置。在这个步骤中，可使用预测平衡算法，对于该算法可要求在多个取样间隔上的开关命令。经修改的开关序列42可以仅包含电压电平而没有包含生成这些电压电平的开关位置。预测平衡算法可选择开关位置，其方式是使得优化逆变器12的某些内部状态、如中性点电位。 

此后，该算法再次以步骤S10开始。 

如上所述，存在将开关序列38修改为开关序列42(参见图3)的算法的不同可能的实施例。 

第一实施例是基于二次程序(QP)的最佳控制算法。 

控制问题能够公式化为二次程序(QP)、即一种特殊类型的数学优化方法，它使未校正通量误差(可控变量)以及开关时刻的变化(被操纵变量)为最小。这可公式化为 

$\underset{\mathrm{\Δt}}{\min }{|{\mathrm{\Δ\ψ}}_{s,\mathrm{corr}}\left(\mathrm{\Δt}\right)-{\mathrm{\Δ\ψ}}_{s,\mathrm{err}}|}^2+{\mathrm{q\Δt}}^T\mathrm{\Δt}$

s.t.0≤t_a1≤t_a2≤...≤T 

    0≤t_b1≤t_b2≤...≤T 

    0≤t_c1≤t_c2≤...≤T    (7) 

(7)的第一项用于使通量误差为最小；第二项用于使在具有条目Δt_xi的矩阵Δt中收集的时间移位为最小，其中x是相，以及i是开关序列38的开关转变的索引。加权q可选择成很小，因而将优先级放在校正通量。 

(7)中的不等式是对开关转变的时刻t_xi的约束。时刻必须保持开 关转变的顺序，并且必须处于时域之内(即，0与T之间)。 

在(7)的第一项中，Ψ_s，corr(Δt)是通量的校正，即 

${\mathrm{\Δ\ψ}}_{s,\mathrm{corr}}\left(\mathrm{\Δt}\right)=-\frac{1}{3}\frac{V_{\mathrm{dc}}}{2}\left[\begin{array}{c}2\mathrm{\Σ}\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{ai}}{\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{ai}}-\mathrm{\Σ}{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{bi}}{\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{bi}}-\mathrm{\Σ}{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{ci}}{\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{ci}}\\ \sqrt{(}3)\mathrm{\Σ}\mathrm{\Δ}{u}_{\mathrm{bi}}{\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{bi}}-\sqrt{(}3)\mathrm{\Σ}{\mathrm{\Δu}}_{\mathrm{ci}}{\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{ci}}\end{array}\right]---\left(8\right)$

公式(8)从公式(2)得出，并且一般化到三相，例如公式(1)。Δu_xi是相x上的第i个开关转变的开关转变(电压电平的变化)。矩阵P已经结合到公式(8)中。 

在解决上述公式化问题之后，通过将所有开关转变移位Δt，即，经修改的开关序列42是转变时间t_xi通过时间偏移或时间移位Δt_xi所改变的开关序列38，来实现通量校正。 

它的一个示例在图17中以与图6的简图相似的简图示出。图17示出分别具有相a、b、c的脉冲图形38a、38b、38c的开关序列38。此外，图17中，示出基于QP的用于最佳控制的固定长度的当前时刻kT_s和时域T。开关时刻(开关转变的时刻)的下限和上限(限制)由箭头示出。六个开关转变落入时域T中。 

在(7)中，Δt表示开关时间校正Δt_xi的向量。对于相a，例如，第i个转变的校正表示为 

Δt_ai＝t_ai-t_ai，ref    (9) 

其中，t_ai，ref表示相a中的脉冲图形的第i个标称开关时间。注意，开关角中的对应校正为Δδ＝ω_eΔt，其中ω_e由0和1来定界，以及Δt按照pu给出。 

开关时间不能任意修改-它们受到当前时间kT_s和相同相中的相邻开关转变约束。对于基于两级逆变器的一个示例，参见图17。例如，相b中的第一开关转变约束到位于kT_s与第二转变的标称开关时刻之间。相b中的第二开关转变只能延迟到同一相中的第三转变的标称开关时刻。注意，给定相中的转变的移位与其它相无关地进行。 

当预期脉冲时，需要特别注意。在其所调度时间t_ref之前命令开 关转变时，这还引起在将来时刻的通量校正，直到经过标称开关时间，即，kT_s≥t_ref。换言之，如果在当前样本时间期间所应用的时间移位校正将在随后若干样本期中应用，则在即将到来的样本期中必定不对它重新补偿。因此，在下一个样本期中，如果标称调度时间t_ref尚未发生，则挂起校正u_xi*Δt仍然将发生，并且在确定下一个电流通量误差校正时必须考虑。这将持续到经过标称调度时间t_ref，即，kT_s≥t_ref。这个将来通量校正必须考虑，例如通过将它存储在缓冲器中，在步骤S12校正通量误差，并且相应地更新缓冲器。 

第二实施例是基于近似QP的最佳控制算法。实时公式化和求解QP可能是大计算量的。然而，能够通过考虑具有如下简化和特征的近似QP公式化，极大地简化计算： 

首先，仅考虑每相的Δt(而不是各开关转变的单独时间修改)。换言之，每相的时间偏移或移位Δt_xi等于一个Δt_x。 

其次，使用具有两次迭代的活动集QP公式化。在具有不等式约束(即，“≥”)的优化问题中，可首先忽略这些约束来求解该问题。在第二步骤中，施加约束，并且作为然后称作活动约束的等式约束(即，“＝”)来执行所违反的约束。 

具体来说，活动集QP的一次迭代能够概括如下： 

在第一步骤中，计算各相的开关转变的数量。 

在第二步骤中，忽略定时约束，并且计算每相的无约束Δt_x。 

${\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{unconstrained}}=\frac{3}{{2V}_{\mathrm{dc}}}\frac{1}{\det \left(M\right)}M{\mathrm{\Ψ}}_{s,\mathrm{err}}---\left(10\right)$

其中，M是作为每相的开关转变的数量和加权q的函数的3×2矩阵，det(M)是M的行列式，以及Ψ_s，err是(α，β)参考帧中的定子通量误差。(10)从(7)得出，即，如果将Δt插入(7)，则矩阵M和因子消去(7)中的因子和矩阵P。 

(10)的求值要求最多22个乘法、18个加法和一个除法，并且并且因而是计算简单的。 

在第三步骤中，确定违反约束的新开关时刻(即，新开关时间)。这些约束将是所谓的活动约束。 

限制违反约束的新开关时刻，并且通过从优化问题中去除它们及其关联开关转变，来固定其值。换言之，违反约束的开关时间局限到约束的边界。例如，如果应当满足t_ai≥0但没有满足，则t_ai设置为0。 

此后，计算产生于新开关时刻的通量校正，并且相应地更新其余(尚未校正的)通量误差。 

在第一迭代之后，上述迭代作为第二迭代再次运行。具有两次迭代的这个过程在计算上是相当简单的。最重要的是，计算复杂度基本上不取决于所考虑开关转变的数量，因而实际上不取决于时域的长度。具体来说，矩阵M的维始终为3×2。 

第三实施例是无差拍控制算法，它在计算和概念上是三种控制方案中最简单的一个。这个无差拍脉冲图形控制器具有如下特征：加权q设置为零。时域T是变量，并且确定为在当前时间kTs开始的最小时间间隔，使得至少两相呈现开关转变。 

将参照图18来说明无差拍控制算法，图18与图6和图17相似，并且示出三相两级脉冲图形38a、38b、38c的简图，其中具有当前时刻kT_s和用于无差拍控制的可变长度的时域T。开关时间(时刻)的下限和上限由箭头示出。 

无差拍控制算法具有如下四个步骤： 

在第一步骤中，确定具有下一个调度开关转变的两相(在本例中为相a和b)。这产生时域T的长度，它对于无差拍控制器具有可变长度。确定时域T中的所有开关转变(标称时刻和开关位置的变化)。 

在第二步骤中，将定子通量误差Ψ_s，err从(α，β)参考帧转换到(a，b，c)参考帧，其中三相中只有两个是活动的(a和b、a和c或者b和c)。 

在第三步骤中，将各相的(a，b，c)中的所需开关时间修改Δt_req 计算为 

${\mathrm{\Δt}}_{\mathrm{req}}=\frac{{\mathrm{\Ψ}}_{s,\mathrm{err}}}{{0.5V}_{\mathrm{dc}}}---\left(11\right)$

其中，Ψ_s，err是(a，b，c)中的通量误差向量。 

在第四步骤中，检查在时域中具有开关转变的第一相。对于具有标称开关时间t_nom和开关转变Δu的这一相中的各开关转变，进行下列三个子步骤： 

首先，设置t_new＝t_nom-sgn(Δu)Δt_req，i，其中sgn(Δu)∈{-1，+1}表示相应相开关的方向，即，在正或负方向。 

其次，通过对开关时间施加相应约束来约束t_new。 

第三，更新所需开关时间修改： 

Δt_req，i＝Δt_req，i+sgn(Δu)(t_new-t_nom)    (12) 

记得它按照pu给出，并且Δu处于[-1，1]中。 

在第四步骤中，对呈现开关转变的第二相重复上述过程。 

由于无差拍控制器针对尽可能快地去除定子通量误差，并且由于没有使开关时间的校正不利，所以无差拍控制器趋向于很快并且是积极的。然而，不保证无差拍控制器完全去除时域中的通量误差，因为必须遵守对开关时间的约束。 

控制方法、即以上具体参照图15所述的内MP³C控制环路可通过外控制环路来增强或补充，如图19和图20所示。 

图19示出参考角模块32的一个实施例。如上所述，参考角γ_ref基于参考转矩T_e，ref和所估计转子通量Ψ_r。T_e，ref可从电动机14的速度控制器来提供。 

参考角γ_ref的前馈控制子模块64将公式(4)用于计算参考角γ_ref的前馈值。可通过参考角γ_ref的慢控制子模块66的偏移补偿来修改这个前馈值。子模块66接收或确定所估计转矩T_e的幅值与参考转矩T_e，ref的幅值的差，并且将该差值用于例如采用PI控制器来确定参考角γ_ref的偏移补偿。 

按照这种方式，图19所示的第一控制环路通过调整定子与转子通量向量之间的参考角来调节转矩。 

图20示出调制指数模块48的一个实施例。调制指数m的前馈控制子模块68将公式 

$m={\mathrm{\ω}}_e\frac{V_{\mathrm{dc},\mathrm{ref}}}{V_{\mathrm{dc}}}{\mathrm{\Ψ}}_{s,\mathrm{ref}}---\left(13\right)$

用于计算调制指数m的前馈值。V_dc是所估计DC环节电压，以及V_dc，ref是作为计算OPP的基础的参考DC环节电压。 

可通过调制指数m的慢控制子模块70的偏移补偿来增强前馈值m。子模块70接收或确定所估计转子通量Ψ_r的幅值与参考转子通量Ψ_r，ref的幅值的差，并且将该差值用于例如采用PI控制器来确定调制指数m的偏移补偿。作为替代或补充，所估计定子通量Ψ_s和参考定子通量Ψ_s，ref可用于确定偏移。 

按照这种方式，图20所示的第二控制环路通过调整调制指数m来调节转子(或定子)通量幅值。因此，慢转子(或定子)通量控制器70可使用来自MP³C算法的内环的某个信息来调整调制指数m；具体来说是伏秒校正或有效调制指数。 

虽然在附图和以上描述中详细说明和描述了本发明，但是这种说明和描述被认为是说明性或示范性而不是限制性的；本发明并不局限于所公开的实施例。通过研究附图、本公开和所附权利要求书，对所公开的实施例的其它变更是实施要求保护的本发明的本领域的技术人员可以理解和实施的。在权利要求书中，词语“包括”并不排除其它元件或步骤，以及不定冠词“一”并不排除多个。单个处理器或控制器或者其它单元可完成权利要求书中所述的若干项的功能。在互不相同的从属权利要求中陈述某些量度的事实并不表示这些量度的组合不能用于产生良好效果。权利要求书中的任何参考标号不应当理解为限制范围。 

参考标号列表 

10，10′ 电气系统 

12       转换器，逆变器 

V_DC      DC环节电压 

14       电机(电动机或发电机) 

16       转换器电路，开关 

18       控制器 

20       电网 

22       变压器和滤波器 

24       电网阻抗 

30       通量估计模块 

i_s       瞬时电流 

v_s       瞬时电压 

Ψ_s      所估计定子通量 

Ψ_r      所估计转子通量 

T_e       所估计转矩 

32       参考角模块 

γ_ref    参考角 

Ψ_s，ref 参考定子通量 

Ts，_err  参考转矩 

34       参考通量模块 

36       OPP图形选择器 

38       所选开关序列 

Ψ_s，err 定子通量误差 

40       误差最小化模块 

42       经修改的开关序列 

44       开关位置模块 

46       开关位置序列 

m             调制指数 

d             脉冲数 

48            调制指数模块 

50            优化的脉冲图形 

52，52a，52b  开关转变 

54            开关角 

56            电压电平 

a，b，c       相 

38a，38b，38c 相的脉冲图形 

58            定子通量向量的幅度 

60            定子通量向量的角 

62            定子通量向量的轨迹 

64            参考角的前馈控制子模块 

66            参考角的慢控制子模块 

68            调制指数的前馈控制子模块 

70            调制指数的慢控制子模块 。

Claims (15)

1.一种用于控制电气系统(10)的转换器(12)的方法，所述方法包括下列步骤：

(a)基于所述电气系统(10)的实际状态来确定所述转换器(12)的开关序列(38)，

其中，所述开关序列(38)包括所述转换器(12)的开关转变(52)序列，其中各开关转变(52)包括转变时间；

(b)通过改变所述开关序列的开关转变的至少一个转变时间来修改所述开关序列(38)，使得基于所述电气系统的所估计通量与所述电气系统的参考通量之间的差的通量误差为最小，

其中从所述电气系统的实际状态已经确定了所述所估计通量；

(c)将经修改的开关序列(42)应用于所述转换器。

2.如权利要求1所述的方法，

其中，在步骤(b)，通过将时间偏移加入转变时间来改变转变时间(54)，

其中确定所述时间偏移，使得至少部分补偿所述通量误差。

3.如权利要求1或2所述的方法，

其中，从所述通量误差来得出总时间偏移，

所述总时间偏移分配至转变时间的时间偏移，使得遵守对所述开关序列(38)的约束。

4.如权利要求1-3中的任一项所述的方法，

其中，转变时间的时间偏移确定成使得所述时间偏移为最小并且遵守对所述开关序列(38)的约束。

5.如权利要求1-4中的任一项所述的方法，

其中，开关序列(38)的所述第一开关转变的时间偏移确定成使得其尽可能大并且遵守对所述开关序列(38)的约束。

6.如权利要求1-5中的任一项所述的方法，

其中，在步骤(b)，在修改所述开关序列(38)之前将具有相等开关时间的至少两个开关转变插入所述开关序列中。

7.如权利要求1-6中的任一项所述的方法，

其中，在步骤(a)，从预先计算的开关序列的表来生成所述开关序列(38)。

8.如权利要求1-7中的任一项所述的方法，

其中，作为正交参考帧中的向量来确定所述参考通量，

其中所述参考通量向量的角基于所估计转子通量的角与参考角之和，

其中从所述电气系统(10)的实际状态确定所述参考角。

9.如权利要求1-8中的任一项所述的方法，

其中，所述参考角由反馈控制器(66)在所述电气系统的实际状态的所估计值与对应参考值之间进行调整。

10.如权利要求1-9中的任一项所述的方法，

其中，所述通量向量的幅值从所述通量向量的角以及所述开关序列(38)来确定。

11.如权利要求1-10中的任一项所述的方法，

其中，在步骤(a)，所述开关序列(38)基于所述转换器(12)的调制指数来选择，所述调制指数指示所述转换器(12)的输入电压的幅度与所述转换器(12)的输出电压的幅度之间的比率；

其中所述调制指数由反馈控制器(70)在所述系统的实际状态的所估计值与对应参考值之间进行调整。

12.一种用于控制转换器的程序元件，所述程序元件在由至少一个处理器来运行时适合运行如权利要求1至11中的任一项所述的方法的步骤。

13.一种计算机可读介质，其中存储了如权利要求12所述的程序元件。

14.一种用于控制转换器的控制器(18)，

其中，所述控制器适合运行如权利要求1至11中的任一项所述的方法。

15.一种转换器(12)，包括：

具有开关的转换器电路(16)，所述转换器电路适合生成至少一相的输出电压；

用于控制所述开关的控制器(18)，所述控制器适合运行如权利要求1至11中的任一项所述的方法。

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