BRPI1107034B1 - processo para controlar um conversor para um sistema elétrico, controlador e conversor" - Google Patents

Abstract

PROCESSO PARA CONTROLAR UM CONVERSOR. A presente invenção refere-se a um conversor (12) para um sistema elétrico (10) que é controlado em tal modo que, sequências de comutação para o conversor (12) que têm sido determinadas com relação á uma certa primeira meta de otimização são modificadas em uma segunda etapa em tal modo que, a sequência de comutação é ainda otimizada por corrigir um erro de fluxo que pode ser o resultado de suposições nas quais a primeira otimização da sequência de comutação está baseada.

Description

CAMPO TÉCNICO DA INVENÇÃO

[001] A presente invenção refere-se à eletrônica do campo de força. Em particular, a invenção refere-se a um processo para controlar um conversor para um sistema elétrico, um elemento de programa para controlar um conversor, um meio legível de computador, um con-trolador para um conversor e um conversor.

ANTECEDENTES DA INVENCÀO

[002] Os conversores são usados nos sistemas elétricos para transformar uma tensão de entrada, que pode ser uma primeira tensão de CC ou uma primeira tensão de CA de uma primeira frequência, em uma tensão de saída, que pode ser por uma segunda tensão de CC ou uma segunda tensão de CA de uma segunda frequência.

[003] Por exemplo, se o conversor for usado como um inversor, a tensão de entrada pode ser uma tensão de ligação de CC e a tensão de saída pode ser usada para fornecimento de uma carga elétrica tal como uma máquina elétrica com corrente elétrica. Inversamente, um conversor pode ser usado como um retificador em cujo caso é conectado à uma grade elétrica e transforma uma tensão de CA de entrada em uma tensão de CC de saída.

[004] Quase todos os conversores compreendem chaves semicondutores que geram a tensão de saída, por exemplo para cada fase do sistema elétrico. As chaves são controladas por um controlador que determina a seguinte transição de co mutação e aplica esta transição de comutação às chaves. A transição de comutação pode compreender um conjunto de estados de comutação (isto é, se a respectiva chave está aberta ou fechada) e o instante de tempo (isto é, o ponto de tempo) em que estes estados de comutação são aplicados ao conver- sor.

[005] Existem várias possibilidades para estas transições de co- mutação serem geradas pelo controlar.

[006] Por exemplo, o controle do torque direto preditivo do modelo (MPDTC) pode ser usado para controlar os estados internos do sistema elétrico enquanto operando as transições de comutação. Os estados internos de um propulsor elétrico pode ser o torque e os fluxos eletromagnéticos no motor. No MPDTC, as sequências de comutação, isto é, as sequências de transições de comutação sobre um certo horizonte de comutação são otimizadas no tempo real. Por exemplo, os correspondentes torque, o fluxo do estator e trajetórias do ponto neutral podem ser computados usando um modelo de máquina interna e então uma sequência de comutação ótima pode ser escolhida que caracterize as perdas de comutação baixíssima ou frequência de comutação baixíssima. A primeira transição de comutação da sequência de comutação pode então ser aplicada ao conversor e a sequência seguinte pode ser otimizada on-line.

[007] O controle de torque direto pode conseguir uma resposta muito rápida, porém pode conduzir a valores relativamente altos de distorção harmônica da corrente do estator e do torque eletromagnético da máquina controlada para um dado valor da frequência de comutação ou das perdas de comutação.

[008] Uma outra possibilidade é o uso de padrões de pulso otimizados (OPPs). Geralmente um padrão de pulso otimizado pode ser uma sequência de transições de comutação que tem sido otimizada com relação a uma certa meta de otimização. Por exemplo, os padrões de pulso otimizados podem ser computados off-line para todos os índices de modulação e frequências de comutação do motor, ou de qualquer outro sistema físico que atua como carga do conversor e podem ser otimizados de tal modo que a distorção da corrente toda para uma dada frequência de comutação é mínima. O controlador pode selecionar um padrão de pulso otimizada de uma tabela de consulta em que os padrões de pulso otimizados são armazenados e pode aplicar as transições de comutação do padrão de pulso otimizado para o conversor. Todavia, a aplicação de padrões de pulso otimizados pode conduzir a transientes muito longos e aos desvios harmônicos das correntes de estator quando mudar o ponto de operação; mesmo mudanças muito pequenas do ponto de operação podem conduzir aos desvios relativamente altos da corrente harmônica. Tais desvios harmônicos podem ser quantificados como erros de corrente ou, equivalentemente, como erros de fluxo.

DESCRIÇÃO DA INVENÇÃO

[009] É um objetivo da invenção prover um conversor com uma resposta rápida de controle, em particular com resposta rápida de torque e baixa distorção harmônica.

[0010] Este objetivo é atingido pelo objeto da invenção e pelas seguintes concretizações. Ainda, concretizações exemplares são evidentes da seguinte descrição.

[0011] Um primeiro aspecto da invenção refere-se a um processo para controlar um conversor para um sistema elétrico. Um sistema elétrico pode ser uma máquina elétrica, por exemplo, um motor ou um gerador, ou pode ser uma grade de força ou qualquer outra carga elétrica.

[0012] De acordo com uma concretização da invenção, o sistema elétrico pode ser um sistema de multifases, isto é, um sistema que compreende não apenas uma fase mas uma pluralidade de fases, em particular três fases.

[0013] De acordo com uma concretização da invenção, o conversor é adaptado para gerar pelo menos uma tensão de saída da tensão de entrada (pelo menos uma) pelas chaves, por exemplo, chaves se- micondutoras. Por exemplo, o conversor pode ser parte de um conversor indireto e pode ser adaptado para converter uma tensão de entrada de CC em uma pluralidade de fases de tensão de saída. As chaves semi condutoras do conversor podem ser chaves semicondutores de alta potência e o conversor pode ser adaptado para ser operado com corrente na faixa para cima para 10kA e tensão entre 1 kV e 35 kV.

[0014] De acordo com uma concretização da invenção, o processo compreende a etapa de (a) determinar uma sequência de comutação para o conversor com base em um estado atual do sistema elétrico. A sequência de comutação pode compreender uma sequência de transições de comutação do conversor, em que cada transição de comutação compreende um tempo de transição. Em geral, uma transição de comutação pode compreender um instante de tempo da transição, isto é, de tempo de transição ou de instante de comutação, e um nível de tensão. O instante de tempo pode indicar quando o conversor deverá gerar a transição de comutação, de tal modo que os estados de comutação e as chaves são tais que o conversor gera o nível de tensão da transição de comutação.

[0015] Por exemplo, se o conversor for um inversor de dois níveis, a tensão de saída do inversor pode ser 0 e +Vcc e o inversor tem os níveis de tensão 0 e +1, em que a tensão Vcc é a tensão de ligação de CC. Se o inversor for um conversor de três níveis, as voltagens de saída podem ser -Vcc, 0, +Vcc com níveis de tensão -1, 0, +1.

[0016] O instante de tempo da transição de co mutação pode ser dado com o ângulo de comutação. O instante de tempo da transição de comutação pode então ser derivado do ângulo de comutação com o auxílio da frequência de corrente do sistema elétrico.

[0017] Em um sistema de multifases, a tensão de saída pode ser uma tensão de multifases e as transições de comutação podem compreender níveis de tensão para cada uma das fases da tensão de saí- da.

[0018] Exemplos para o estado real do sistema elétrico são as correntes ou voltagens instantâneas do acionador ou da grade, os fluxos estimados no sistema, por exemplo, um fluxo de rotor estimado e um fluxo de estator estimado e um torque estimado para um motor elétrico. Outros exemplos incluem a tensão de ligação de CC, e as forças reais e reativas da carga. Deve se notar que, mesmo no caso que o sistema elétrico não compreenda uma máquina, por exemplo, no caso em que o sistema elétrico é uma grade de força, os fluxos virtuais, por exemplo, um fluxo de rotor virtual e fluxo de estator virtual podem ser definidos via impedâncias da grade, um filtro e/ou um transformador entre o conversor e a grade. Estes fluxos virtuais podem ser usados para estimar um torque virtual.

[0019] De acordo com uma concretização da invenção, a estimação dos valores do estado real ou corrente do sistema elétrico pode ser baseada em um modelo do sistema. Em particular, as correntes e as voltagens do sistema, por exemplo, as correntes e voltagens na máquina, podem ser medidas e daí os fluxos podem ser calculados ou determinados com o auxílio de um modelo interno da máquina.

[0020] De acordo com uma concretização da invenção, o processo compreende a etapa de (b) modificar a sequência de comutação pela alteração pelo menos de um tempo de transição de uma transição de comutação da sequência de comutação, de tal modo que um erro de fluxo com base em uma diferença entre um fluxo estimado do sistema elétrico e um fluxo de referência do sistema elétrico é eliminado ou minimizado.

[0021] Pode ser possível, que a sequência de comutação tenha sido gerada em tal modo que uma certa meta de otimização é atingida, por exemplo, a distorção harmônica total do sistema elétrico (THD) tenha sido minimizada. Todavia, durante o cálculo de otimização, certas suposições com relação aos sistemas elétricos têm sido feitas. Por exemplo, a sequência de comutação tem sido calculada de tal modo que a distorção harmônica total do sistema elétrico é minimizada sob a suposição de que o sistema elétrico esteja operando no estado estável.

[0022] Para compensar estes erros, a sequência de comutação pode ser alterada em tal modo que um erro do fluxo é compensado. Por exemplo, o erro do fluxo pode ser a diferença entre o fluxo estimado e o fluxo de referência. O fluxo estimado pode ter sido determinado do estado real do sistema elétrico, por exemplo, o fluxo de referência tem já sido determinado durante a geração da sequência de comutação; e a sequência de comutação pode ser alterada pelo movimento dos tempos de transição das transições da comutação, isto é, apenas os tempos de transição são alterados mas não o nível de tensão das transições de comutação. Em tal modo, o erro do fluxo pode ser com-pensado e a meta da otimização com a qual a sequência de comutação tem sido gerada pode ainda ser quase atingida pela sequência de comutação modificada.

[0023] De acordo com uma concretização da invenção, o processo compreende a etapa de (c) aplicar uma sequência de comutação mo-dificadas ao conversor. Por exemplo, o controlador do conversor com-preende uma memória na qual uma sequência de comutação real é armazenada, que o controlador aplica ao conversor em um modo pe-riódico. Quando uma sequência de comutação modificada tem sido estimada ou calculada, a sequência de comutação real pode ser substituída pela sequência de comutação modificada.

[0024] Para resumir, pode ser um objetivo da invenção que um conversor para um sistema elétrico seja controlado em tal modo que as sequências de comutação para o conversor que têm sido determinados off-line com relação à uma certa meta de otimização são modificadas em uma segunda etapa em tal modo que a sequência de comu- tação pode ser otimizada mais em tempo real por corrigir um erro do fluxo que pode ser o resultado de certas suposições sobre as quais a primeira otimização da sequência de comutação é baseada.

[0025] Outras fontes de erro de fluxo podem ser incertezas de modelo no modelo de máquina ou modelo de grade ou flutuações de ligação de CC que não podem ser previstas exatamente. Durante a operação transiente, OPPs podem ser alterados, desde que tais transientes não possam ser preditas ou calculadas e não possam ser planejadas. As operações de transiente podem compreender a comutação entre diferentes OPPs, por exemplo de um OPP com número de pulso d=6 para um OPP com número de pulso d=5. Também nestes casos, um erro de fluxo pode ocorrer, o que poderá ser compensado.

[0026] De acordo com uma concretização da invenção, na etapa (d) um tempo de transição é alterado pela adição de um deslocamento de tempo ao tempo de transição, em que o deslocamento de tempo é determinado de tal modo que o erro de fluxo é pelo menos parcial mente compensado. Em geral, o fluxo associado com uma tensão dependente do tempo é proporcional a hora extra integral da tensão dependente de tempo. Assim, um erro de fluxo pode ser compensado pela adição de um deslocamento de tempo a um tempo de transição, isto é, pelo deslocamento (avanço ou retardo) do tempo de transição. O tempo de transição ou inúmeros tempos de transição podem ser movidos em tempo de tal modo que a sequência de comutação modificada tem um fluxo que é quase igual ao fluxo de referência, isto é, tal modo que o erro de fluxo é compensado.

[0027] Deverá ser notado que, em um sistema de multifases, cada fase do sistema pode ter um erro de fluxo diferente, isto é, há um erro de fluxo para cada fase do sistema e o erro de fluxo é um vetor.

[0028] Em geral, não apenas um tempo de transição será alterado, porém pelo menos alguns dos tempos de transição ou todos os tem- pos de transição da sequência de comutação podem ser alterados. Neste caso, é possível que os tempos de transição sejam modificados pela adição do mesmo deslocamento do tempo ou pela adição de diferentes deslocamentos de tempo, isto é, cada tempo de transição pode ter um deslocamento de tempo associado que seja diferente do deslocamento de tempo de um outro tempo de transição. A adição do mesmo deslocamento de tempo aos vários tempos de transições pode simplificar os cálculos.

[0029] De acordo com uma concretização da invenção, um deslocamento de tempo total é derivado do erro de fluxo. No caso de um sistema de multifases, pode haver um deslocamento de tempo total para cada fase do sistema. Offset de tempo total pode ser (pelo menos parcialmente) distribuído para inúmeros deslocamentos de tempo para diferentes tempos de transição, de tal modo que as restrições sobre a sequência de comutação sejam consideradas.

[0030] Em geral, não é possível alterar arbitrariamente os tempos de transições da sequência de comutação. Por exemplo, pode haver restrição, que a ordem das transições da comutação não deverá ser modificada. Assim, o tamanho do deslocamento de tempo (que também pode ser negativo) de uma sequência de comutação pode ser limitado de tal modo que a transição de co mutação não é movimentada além das transições de comutação da sua vizinha. Ainda pode haver limites inferior e superior para tempos de transição, por exemplo, o primeiro tempo de transição pode não ser melhor do que o instante de tempo real.

[0031] De acordo com uma concretização da invenção, os deslocamentos de tempo para tempos de transição são determinados de tal modo que os deslocamentos de tempo são minimizados e restrições da sequência de comutação são consideradas. No caso em que os deslocamentos de tempo são minimizados, isto é, os deslocamentos de tempo são es∞lhidos de tal modo que o máximo dos deslocamentos de tempo é mínimo, pode ser que a meta de otimização que deverá ser alcançada pela otimização da sequência de comutação não modificada pode também ser quase alcançada pela sequência de comutação modificada. Por exemplo, tal minimização de deslocamentos de tempo pode ser alcançada com o auxílio de um programa quadrático, uma vez que a minimização do erro de fluxo e a minimização dos "offsets"de tempo são no máximo quadráticos nos deslocamentos de tempo quando usar penalidades quadráticas no erro de fluxo e deslo-camentos de tempo. Sob a suposição que há apenas um deslocamento de tempo para tempos de co mutação de uma fase, o programa quadrático pode ser formulado como um chamado programa quadrático de ajuste ativo com apenas algumas iterações, por exemplo, duas. Isto pode conduzir a um procedimento de otimização que é em termos computacionais simples.

[0032] De acordo com uma concretização da invenção, um deslocamento de tempo para a primeira transição de comutação da sequência de comutação é determinado de tal modo que o erro de fluxo é corrigido tanto quanto possível e as restrições da sequência de comutação são consideradas. Isso pode ser implementado por um chamado algoritmo de controle de aperiodicidade. Em outras palavras, um deslocamento de tempo total é calculado e este deslocamento de tempo é distribuído para as primeiras transições de comutação da sequência de comutação. No caso, do sistema elétrico ser um sistema de multifases, o algoritmo aperiódico pode ser simplificado de modo computacional ainda pela redução do horizonte para o qual a sequência de comutação é alterada. Neste contexto, o horizonte pode ser definido como número de transições de co mutação na parte inicial da sequência de comutação que pode ser modificada pelo procedimento de otimização. O horizonte pode ser escolhido de tal modo que apenas duas fases tenham transições de comutação dentro do horizonte. Neste caso, a computação do deslocamento de tempo total pode ser simplificada mesmo mais.

[0033] De acordo com uma concretização da invenção, na etapa (b), pelo menos duas transições de comutação com iguais tempos de comutação são inseridas na sequência de comutação antes da sequência de comutação ser modificada. As duas transições de comutação podem ter iguais níveis de tensão e assim não realizam contribuição ao fluxo, que é proporcional ao inteiro sobre a tensão, e assim em princípio não há contribuição à tensão de saída e ao estado do sistema elétrico. Todavia, o algoritmo de otimização pode mover os tempos de comutação das duas transições de comutação e no caso de as duas transições de comutação terem diferentes tempos de comutação na sequência da comutação modificada, um pulso adicional é gerado. Pela inserção destas pelo menos duas transições de comutação, a sequência de comutação modificada pode ser ainda mais modificada.

[0034] De acordo com uma concretização da invenção, na etapa (a), a sequência de comutação é gerada de uma tabela das sequências de comutação pré-calculadas. Por exemplo, as sequências de comutação pré-calculadas são armazenadas em uma memória não volátil ou volátil do controlador do conversor e são lidos desta memória com base em certo critério de seleção. Por exemplo, as sequências de comutação pré-calculadas podem ser chamadas de padrões de pulso otimizados (OPP). O padrão de pulso otimizado pode ser pré- calculado com relação a um certo critério de otimização, por exemplo, uma baixa distorção harmônica total (THD). Os padrões de pulso otimizados podem ser armazenados na tabela com relação a um índice de modulação e um número de pulso. Por exemplo, os padrões de pulso otimizados não necessitam ser armazenados para período total de 360° porém para apenas um quarto do período total. Os padrões de pulso que exibem simetria de quarto de onda geram apenas harmônico ao ímpar, não par, isto é, harmônico ou ordem 5, 7, 11, 13, 17,19, ... quando aplicado a um sistema de três fases. Deste período de quarto, um padrão de pulso de fase simples pode ser gerado ao longo de todo o período de 360° e a sequência de comutação para as fases de um sistema de multifases pode ser gerada pelo deslocamento do padrão de pulso de fase simples pelo respectivo deslocamento da fase.

[0035] De acordo com uma concretização da invenção, o fluxo de referência é determinado como um vetor em um quadro de referência ortogonal. Em um sistema de multifases, os fluxos são vetores (por exemplo vetores tridimensionais no caso do sistema trifásico).

[0036] Todavia, por exemplo, em um sistema trifásico, existem apenas dois graus de liberdade para diferentes voltagens, uma vez que a terceira dimensão, o eixo zero ou o eixo do modo comum, não acionam qualquer corrente em uma carga conectada em estrela, cujo ponto de estrela não está conectado. Este fato pode ser usado para transformar os vetores de fluxo tri-dimensional ou em geral cada vetor do sistema em um vetor bi-dimensional. Um exemplo para tal quadro de referência ortogonal é o (α, β)-quadro de referência . Neste caso, a (a,p)-transformação pode ser considerada como uma projeção das quantidades de trifases (por exemplo, voltagens, correntes,componentes de vetor de fluxo) nos dois eixos estacionários, eixo α e eixo β.

[0037] De acordo com uma concretização da invenção, o ângulo do vetor de fluxo de referência é baseado na soma do ângulo do vetor do fluxo de rotor estimado e um ângulo de referência, em que o ângulo de referência é determinado do estado real do sistema elétrico. Como já descrito, o estado real do sistema pode compreender o fluxo do rotor estimado, e fluxo do estator estimado, o torque estimado que é proporcional ao produto cruzado do fluxo de estator e fluxo de rotor, e também um torque de referência. Uma vez que os dois vetores de fluxo têm de satisfazer acima mencionada relação de produto cruzado acima mencionado, um ângulo de referência entre os dois vetores de fluxo pode ser determinado.

[0038] De acordo com uma concretização da invenção, o ângulo de referência pode ser ajustado por um loop de controle de realimen- tação entre um valor estimado do estado real do sistema elétrico e um valor de referência correspondente. Por exemplo, o valor estimado pode ser o torque estimado de uma máquina elétrica rotativa e um valor de referência correspondente pode ser o torque de referência.

[0039] De acordo com uma concretização da invenção, a magnitude, isto é, a extensão, do vetor de fluxo, por exemplo, o vetor de fluxo de referência, é determinado de um ângulo do vetor de fluxo e sequência de comutação. Por exemplo, em uma primeira etapa, apenas o ângulo do vetor de fluxo de referência é calculado e em uma segunda etapa, a extensão do vetor defluxo é determinada. A magnitude do vetor de fluxo pode ser calculada pela integração da tensão dependente do tempo definida pela sequência de comutação; o limite superior desta integração pode ser o ângulo do vetor de fluxo que já tem sido determinado na primeira etapa. Este cálculo pode ser feito em tempo real ou a magnitude do fluxo pode ser armazenada em uma tabela de consulta e pode ter sido pré-calculada para cada padrão de pulso otimizado.

[0040] Todavia, é também possível que uma magnitude constante do vetor de fluxo seja admitida, que pode ser uma estimação relativamente precisa.

[0041] De acordo com uma concretização da invenção, o sistema elétrico compreende uma máquina elétrica rotativa, isto é, um motor ou um gerador. Neste caso, o erro do fluxo pode ser um erro do fluxo de estater, o fluxo estimado pode ser o fluxo de estater estimado e o fluxo de referência pode ser um fluxo de estator de referência. Como já dito, os valores estimados podem ser estimados em tal modo que primeiro as correntes e as voltagens da máquina elétrica rotativa são medidas e que estes valores medidos são aplicados a um modelo da máquina elétrica. O modelo da máquina elétrica pode ser armazenado em um controlador do conversor que recebe os valores medidos como valores de entrada e emite os valores estimados como valores de saída.

[0042] De acordo com uma concretização da invenção, na etapa (a),a sequência de comutação pode ser selecionada com base em um índice de modulação do conversor, o índice de modulação indicando uma razão entre uma amplitude de uma tensão de entrada do conversor e uma amplitude de uma tensão de saída do conversor. Como uma regra, os padrões de pulso otimizados são selecionados em tal maneira.

[0043] De acordo com uma concretização da invenção, o índice de modulação é ajustado por um controlador de realimentação entre um valor estimado do estado real do sistema e um valor de referência cor-respondente. Por exemplo, um valor estimado pode ser um fluxo do estator estimado ou fluxo do rotor estimado de uma máquina rotativa elétrica e o valor de referência pode ser um fluxo de estator de referência ou fluxo de rotor de referência da máquina elétrica rotativa.

[0044] Um outro aspecto da invenção refere-se a um elemento de programa (um programa de computador) para controlar um conversor, que na execução pelo menos por um processador é adaptado para executar as etapas do processo como descrito na acima e na seguinte. Por exemplo, o processador pode ser um processadordo controlador.

[0045] Um outro aspecto da invenção refere-se a um meio legível do computador, em que tal um elemento de programa é armazenado.

[0046] Um meio legível do computador pode ser um disco flexível, um disco rígido, um dispositivo de armazenamento USB (Barramento Serial Universal), uma RAM (Memória de Acesso Aleatório), uma ROM (Memória Apenas de Leitura), uma EPROM (Memória Apenas de Leitura Programável Apagável) ou uma memória instantânea. Um meio legível de computador pode também ser uma rede de comunicação de dados, por exemplo, a Internet, que permite o downloading de um código de programa.

[0047] É também possível que o processo seja implementado com um FPGA (arranjo de circuito programável de campo). Em geral, o algoritmo para executar o processo pode ser implementado em qualquer hardware computacional incluindo DSPs E FPGAs.

[0048] Um outro aspecto da invenção refere-se a um controlador para controlar um conversor, em que o controlador é adaptado para executar o processo ramo descrito acima e seguinte. O controlador pode compreender um processador e uma memória com o elemento de programa a ser executado no processador. Alternativamente, o controlador pode compreender o FPGA.

[0049] Um outro aspecto da invenção refere-se a um conversor.

[0050] De acordo com uma concretização da invenção, o conver sor compreende um circuito de conversor que comuta, o circuito de conversor sendo adaptado para gerar uma tensão de saída para pelo menos uma fase. No caso de um inversor, a tensão de saída pode corresponder aos diferentes níveis de tensão gerados pelos estados de comutação das chaves.

[0051] De acordo com uma concretização da invenção, o conversor compreende um controlador para controlar as chaves como descrito acima e seguinte.

[0052] É preciso que se entenda que as características do processo ramo descrito acima e seguinte podem ser características do ran- trolador ou do conversor como descrito acima e em seguida.

[0053] Se tecnicamente possível, porém não explicitamente men- cionado, também as ∞mbinações das concretizações da invenção descritas acima e seguinte podem ser concretizações do processo e dos dispositivos.

[0054] Para resumir, o processo de controle como descrito acima e em seguida pode selecionar as posições da chave do conversor de tal modo que os objetivos seguintes podem ser atingidos.

[0055] A máquina, as quantidades de carga ou de grade podem ser controladas em torno de seus valores. Para uma máquina elétrica, estas quantidades podem tipicamente incluir o torque eletromagnético e a magnitude e orientação espacial do vetor do fluxo do estator. Para um conversor conectado a grade, estas quantidades podem ser a força ativa e reativa ou tensão de ligação de CC e força reativa (ou corrente).

[0056] Nas condições de operação no estado estável e para uma dada frequência de comutação dos dispositivos semicondutores do conversor (isto é, as chaves), uma distorção de corrente muito baixa próxima ao limite inferior teórico pode ser conseguida. Tal pequena distorção de corrente pode ser obtida computando OPPs off-line de modo a minimizar a distorção harmônica total (THD) da corrente para uma dada frequência de comutação ou equivalentemente, para um dado número de casos de comutação ao longo de um período funda-mental de rotação do vetor do espaço de tensão do estator (número de pulso).

[0057] Durante as condições de operação transiente, e na presença de distúrbios externos, a máquina ou quantidades de grade podem ser controladas muito rapidamente. Especificamente, por ex., durante uma mudança da etapa do valor de referência (ponto de ajuste) do torque eletromagnético ou durante uma mudança de etapa do torque de carga, um tempo de resposta muito curto pode ser conseguido que pode ser similar a aquele conseguido pelo controle de torque direto. O mesmo se aplica ao caso quando comutar entre diferentes OPPs. Tal desempenho pode estar tipicamente na faixa de alguns ms.

[0058] Estes e outros aspectos da invenção serão tornados evidentes a partir de e elucidados com referência às concretizações a seguir descritas. BREVE DESCRIÇÃO DOS DESENHOS

[0059] O assunto da invenção será explicado em maiores detalhes através do seguinte texto com referência às concretizações exemplares que são ilustradas nos desenhos anexos.

[0060] A figura 1 esquematicamente mostra um sistema elétrico de acordo com uma concretização da invenção.

[0061] A figura 2 esquematicamente mostra um sistema elétrico de acordo com uma outra concretização da invenção.

[0062] A figura 3 esquematicamente mostra o desenho de um controlador de acordo com uma concretização da invenção.

[0063] A figura 4 mostra um diagrama de um OPP de acordo com uma concretização da invenção.

[0064] A figuras 5 mostra um diagrama com ângulo de comutação como uma função do índice de modulação de acordo com uma concretização da invenção.

[0065] A figura 6 mostra um diagrama com uma sequência de comutação de acordo com uma concretização da invenção.

[0066] A figura 7 mostra um diagrama com uma trajetória do fluxo de estator de estado estável de acordo com uma concretização da invenção.

[0067] A figura 8 mostra um digrama com a amplitude do fluxo do estator da figura 7.

[0068] A figura 9 mostra um diagrama com o ângulo de fase do fluxo de estator da figura 7.

[0069] A figura 10 mostra um diagrama explicando o problema de controle do processo de acordo com uma concretização da invenção.

[0070] A figura 11 mostra um diagrama com trajetórias de fluxo de estator e rotor de acordo com uma concretização da invenção.

[0071] A figura 12 mostra um diagrama com trajetórias do fluxo de estator e rotor de acordo com uma concretização da invenção.

[0072] A figura 13 mostra um diagrama com uma sequência de comutação de acordo com uma concretização da invenção.

[0073] A figura 14 mostra um diagrama explicando o efeito de des-locamento de um tempo de transição de acordo com uma concretização da invenção.

[0074] A figura 15 mostra um fluxograma de um processo de otimização de acordo com uma concretização da invenção.

[0075] A figura 16 mostra um diagrama explicando a determinação do fluxo de estator de referência de acordo com uma concretização da invenção.

[0076] A figura 17 mostra um diagrama com uma sequência de comutação para explicar um algoritmo de programação quadrática de acordo com uma concretização da invenção.

[0077] A figura 18 mostra um diagrama com uma sequência de comutação para explicar um algoritmo de controle de aperiodicidade.

[0078] A figura 19 mostra esquematicamente o desenho de um módulo de controlador de acordo com uma concretização da invenção.

[0079] A figura 20 mostra esquematicamente o desenho de um outro módulo de controlador de acordo com a concretização da invenção.

[0080] Os símbolos de referência usados nos desenhos, e seus significados são listados na forma sumária na lista de símbolos de referência. Em princípio, partes idênticas são providas com mesmos símbolos de referência nas figuras. DESCRIÇÃO DETALHADA DAS CONCRETIZAÇÕES EXEMPLARES

[0081] A figura 1 mostra um sistema elétrico 10 com um conversor 12, em particular um inversor 12, e uma máquina elétrica rotativa 14 a qual o inversor 12 é conectado. O inversor 12 pode ser parte de um conversor indireto e pode ser conectado à ligação de CC do conversor com uma tensão de CC Vcc. O inversor 12 compreende um circuito inversor 16 com chaves que transformam a tensão de CC em uma tensão de CA trifásica que é alimentada à máquina elétrica 14. Alternativamente, o inversor 12 pode ser um inversor que gera apenas uma tensão de CA monofásica. Em geral, o inversor 12 pode ser um inversor de multifase ou multi-nível e o sistema 10 pode ser um sistema de multifase.

[0082] O inversor 10 compreende um controlador 18 com um FPGA ou um processador que é adaptado para executar o processo de otimização ou o algoritmo de otimização como descrito acima e seguinte. O controlador 18 é adaptado para executar o controle de realimentação, isto é, recebe as variáveis de entrada, por exemplo, as voltagens e as correntes na máquina elétrica 14 ou as velocidades da máquina elétricas 14, gera sequências de comutação e aplica-se estas sequências de comutação às chaves de inversor 16, que então influencia as variáveis de entrada.

[0083] A figura 2 mostra uma concretização alternativa de um sistema elétrico 10' com o conversor 12, em particular um retificador 12. Na concretização da figura 2, o retificador 12 é conectado à uma grade 20 via um transformador e um filtro 22, por exemplo um filtro L, LC ou LCL. Para controlar o inversor 12, o controlador 18 recebe as voltagens e as correntes nas grades 20. Neste caso, o modelo de controle da máquina elétrica 14 pode ser substituído por um modelo de controle da grade 20 compreendendo uma impedância da grade virtual 24 e uma impedância do transformador e filtro 22.

[0084] A figura 3 mostra esquematicamente o desenho do contro- lador 18.

[0085] O ∞ntrolador 18 ∞mpreende um módulo de estimação de fluxo 30 que recebe as ∞rrentes instantâneas is e as voltagens instantâneas Vs da máquina elétrica 14 ou grade 24. As voltagens instantâneas Vs podem não necessariamente ser medidas. As mesmas podem ser reconstruídas para boa aproximação dos sinais de estado de co- mutação conhecidos e da tensão de ligação de CC medida. O módulo de estimação defluxo 30 compreende um modelo da máquina elétrica 14 ou da grade elétrica 24 e é adaptado para estimar os fluxos atuais ψs, ψr, das ∞rrentes instantâneas is e voltagens instantâneas Vs. No caso de uma grade 20, osfluxos ψs, ψrpodem ser fluxos virtuais.

[0086] No caso da máquina rotativa elétrica, ψsé o fluxo do estator estimado e ψré o fluxo do rotor estimado. O torque estimado Te é pro-porcional ao produto cruzado dos fluxos ψs, ψr.

[0087] Os fluxos ψs, ψre o torque Te são fornecidos a um módulo de ângulo de referência 32 que determina o ângulo de referência yref, o ângulo entre o fluxo do rotor estimado ψre o fluxo de estator de referência ψs,ref. Também, o torque de referência Te,ref pode ser usado para deter minar o ângulo de referência yref.

[0088] O ângulo do fluxo do estator de referência ψs,ref0 então a soma do ângulo do fluxo de rotor estimado ψrmais o ângulo de referência yref. O ângulo do fluxo do estator de referência ψs,ref é entrada no módulo de fluxo de referência 34, que determina a magnitude do fluxo do estator de referência ψs,ref. Na determinação da magnitude do fluxo do estator de referencia ψs,ref., a sequência de comutação selecionada 38 do seletor de padrão de OPP 36 pode ser usado.

[0089] O erro do fluxo do estator ips,erré a diferença entre o fluxo do estator de referência ψs,ref. e o fluxo do estator estimado ψs. O erro do fluxo do estator ψs,errθ a sequência de comutação selecionada 38 são entrada no módulo de minimização de erro 40 que modifica e otimiza a sequência de comutação 38 em tal modo que o erro do fluxo do estator ips,erré minimizado.

[0090] A sequência de comutação modificada 42 é entrada em um módulo de posição de chave 44 que gera uma sequência de posições da chave a partir da sequência de comutação modificada 42. A sequência de comutação 42 apenas contém as transições de comutação com os níveis de tensão, que o inversor 12 deva produzir. O módulo da posição de chave 44 converte os níveis de tensão das transições de chave em posições de chave compreendendo os estados de comutação das chaves que produzem o respectivo nível de tensão.

[0091] Para selecionar a sequência de comutação 38, o seletor de padrão OPP 36 recebe o índice de modulação m do módulo de índice de modulação 48 e o número de pulso d. O número de pulso 4d é o número de pulsos do OPP e depende da frequência rotacional do motor 14 e a frequência de comutação desejada.

[0092] O índice de modulação m é determinado pelo módulo 48 a partir da frequência do estator ωθ e a tensão de ligação de CC Vcc. Opcioalmente a extensão do fluxo de estator estimado ψse a extensão do fluxo do estator de referência ψs,rθfθu a extensão do fluxo do rotor estimado ψre a extensão do fluxo do rotor de referência ψs,ref pode ser usado para o controle de realimentação do índice de modulação m.

[0093] Os módulos funcionais 30, 32, 34, 36, 40 e 48 do controlador 18 podem ser implementados como módulos de software programados ou procedimentos, respectivamente. Alternativamente, os módulos funcionais podem ser implementados inteiro ou parcialmente no hardware.

[0094] Em seguida, os aspectos do cálculo de OPPs (padrões de pulso otimizado) e a funcionalidade do módulo 36 são descritos com relação às figuras 4 a 9.

[0095] A figura 4 mostra um diagrama com um OPP 50 com cinco transições de comutação 52, isto é, com número de pulso d=5. No diagrama, o ângulo de comutação 54 das transições de comutação 52 é descrito no eixo-x do diagrama e os níveis de tensão 56 das transições de comutação 52 são descritos no eixo-y do diagrama. No presente caso, o OPP 50 é um OPP para um inversor de três níveis 12 com três níveis de tensão -1, 0,1. O OPP 50 é um padrão de pulso de fase simples com ângulos de comutação primários 54 de d=5 (ângulos de comutação acima da faixa 0 a 90 graus) para o inversor de três níveis 12. O OPP compreende uma sequência de comutação u= [010101] como uma função dos cinco ângulos de comutação 54 e para um índice de modulação de m= 0,6. Apenas um quarto do período fundamental integral é mostrado na figura 4.

[0096] A figura 5 mostra um diagrama com ângulos de comutação primários 54 como uma função do índice de modulação m que é descrito no eixo -y do diagrama. Os níveis de tensão da figura 4 e os ângulos de ∞mutação da figura 5 dependem do índice de modulação m. Os mesmos são armazenados na tabela de consulta para o número de pulso d=5 e o OPP 50 pode ser lido pelo módulo 36, quando um OPP com número de pulso d= 5 deverá ser selecionado.

[0097] A figura 6 mostra um diagrama com um padrão de pulso de três fases 38 ou sequência de comutação 38 para o índice de modulação m= 0,6 e número de pulso d=5, que tem sido gerado pelo módulo 6 a partir do OPP 50.

[0098] Quando computar OPPs off-line, a simetria de quarto de onda é tipicamenhte imposta sobre um padrão de pulso de fase simples 50. Os padrões de pulso 38a, 38b, 38c das fases a, b e c do sistema de três fases 10 são obtidos pelo deslocamento do padrão de fase simples 50 em 0, 120 e 240 graus, respectivamente. Como um resultado, o padrão de pulso de três fases ou sequência de comutação 38 sobre 360 graus é inteiramente caracterizado pelo padrão de fase simples 50 sobre 90 graus.

[0099] Como já dito, os OPPs 50 são computados off-line e armazenados no módulo 36. Para computar OPP 50 de fase simples acima de 90 graus, o número de ângulos de comutação primários (o número de pulso) da sequência de comutação de fase simples u é fixado. Uma função objetiva é escolhida para otimização: uma seleção comum é a soma pesada dos harmônicos da tensão de modo diferencial elevado ao quadrado, que é equivalente à corrente THD. Para cada valor do índice de modulação m, esta função objetiva é minimizada pela otimização sobre os ângulos de comutação 54. Esta etapa de otimização é repetida para todos os índices de modulação m que conduzem a um ajuste de ângulos de comutação 54 que define o OPP 50 como uma função do índice de modulação, como mostrado nas figuras 4 e 5.

[00100] A partir do OPP 50 de fase simples sobre 90 graus (mostrado por exemplo na figura 4), a sequência de comutação de três fases 38 é diretamente obtida pela aplicação da simetria de quarto de onda e pelo deslocamento da fase de um padrão, 38a, em 120 e 240 graus para produzir padrões para fase b e c: 38b, 38c, respectivamente. Isto conduz à sequência de comutação 38 mostrada na figura 6.

[00101] A seguir, as propriedades do fluxo de estator de estado estável obtido com OPP 50 são explicadas.

[00102] Admite-se que P indique a transformação do pico invariável (matriz) da (a,b,c)-quadro de referência para (alfa,beta)-quadro de re-ferência ortogonal estacionário, e Vcc indique a tensão de CC-ligação do conversor de força. Considerando uma máquina elétrica 14 conectada ao inversor 12 e negligenciando a resistência do estator da máquina 14, a trajetória do fluxo do estator de estado estável no (α, β)- quadro de referência que corresponde a OPP 50 é obtida pela integração da sequência de comutação 38 (isto é, u(a) na fórmula (1) definida pelo OPP 50 acima da faixa angular [0, δ], em que δ é a posição angu- lar real do vetor de tensão.

[00103] Neste exemplo, a trajetória do fluxo de estator de estado estável resultante ψs no (alfa,beta)-quadro de referência é mostrada na figura 7 acima de 90 graus. A amplitude média da trajetória do fluxo do estator ψsé uma (linha tracejada). Ainda é óbvia da figura 7 que a amplitude da trajetória do vetor do fluxo de estator 58 oscile em torno de uma, como mostrado na figura 8. Note-se que o ângulo de fase do vetor do fluxo de estator 60 também oscila em torno do valor nominal, como pode ser visto na figura 9. Esta ondulação resulta das variações na frequência de estator ωθ, que resultam da aplicação de vetores de tensão de diferentes e discretas magnitudes incluindo vetores zero. A amplitude e ondulação angular do vetor de fluxo do estator 58, 60, que repete por si cada 60 graus e também exibe uma simetria de 30 graus, gera na frequência discreta espectro dos harmônicos da tensão.

[00104] Se as voltagens aplicadas ao motor 14 fossem voltagens senoidais, o fluxo do estator ψsseguiria o círculo tracejado mostrado na figura 7 e as curvas 58, 60 seriam linhas retas. Nenhum erro de amplitude ou fase estaria presente. Uma vez que o inversor 12 é apenas projetado para gerar discretos níveis de tensão (ver por ex. figuras 6), o OPP 50 é otimizado de tal modo que os erros de amplitude e fase são minimizados. Todavia, a minimização é feita sob a pressuposição de que na operação em estado estável do motor 14, por exemplo, nenhuma frequência ou carga muda.

[00105] Em particular, durante repentinas ou acentuadas mudanças das condições de operação do motor 14, esta pressuposição não é mais satisfeita e os erros de amplitude ou de fase não são mais mínimos para OPP 50 selecionado ou sequência de comutação 38. Todavia, é razoável admitir que a sequência de comutação 38 que é ótima com relação à operação em estado estável é uma boa candidata para gerar uma sequência de comutação 42 que é apropriada para operação transiente.

[00106] O esquema de controle de circuito fechado é mostrado na figura 3. A sequência das posições de chave 46 é aplicada pelo controlador 18 ao conversor 12, que gera as respectivas voltagens de saída para a máquina elétrica 14. As condições de operação que mudam influenciam a corrente instantânea is e a tensão instantânea vs que são parâmetros de entrada do controlador 18. Assim, o controle de circuito fechado é realizado.

[00107] Em outras palavras, o controle rápido de circuito fechado de uma máquina elétrica 14 com base em OPPs 50 pode ser realizado controlando o vetor de fluxo de estator ψsao longo da sua trajetória de referência. Este objetivo pode ser atingido por manipular diretamente as transições de comutação 52 do OPP 50. Como um resultado, o vetor de fluxo de estator ψsé controlado de tal modo que a máquina elétrica 14 é adequadamente magnetizada, de tal modo que o torque eletromagnético comandado Te,ref é produzido pela máquina elétrica 14.

[00108] A seguir, o problema de controle para minimizar o erro do fluxo de estator ψserr e a funcionalidade dos módulos da figura 3 será descrito.

[00109] O problema de controle resultante pode ser formulado como um problema de controle ótimo restringido com a chamada política de horizonte recuado ou, de modo equivalente, como um problema de controle preditivo de modelo. A figura 10 mostra um diagrama explicando o problema de controle acima mencionado.

[00110] A ideia chave é usar um horizonte de extensão finita e acionar o vetor do fluxo de estator ψssobre este horizonte até sua posição desejada usando padrões de pulso transiente ou sequências de comutação modificada 42 assim corrigindo o erro do fluxo do estator. Do final do horizonte T para frente, a operação do estado estável é admitida. Em particular, é admitida que de t + T para frente o original, isto é, o padrão de pulso do estado estável ou a sequência de comutação não modificada 38 será aplicada.

[00111] O controle preditivo de modelo de OPPs pode ser interpretado como um problema de controle de limite como ilustrado na figura 10. A partir do tempo to com a posição de chave u (to) e o fluxo do estator ψs(to), uma sequência de comutação modificada 42 ao longo do intervalo de tempo T deve ser derivado; esta sequência de comutação modificada 42 aciona o vetor de fluxo de estator ψspara o fluxo do estator de terminal ψs(ti). Além do mais, a sequência de comutação modificada 42 é conduzir para a posição da chave de terminal u (ti). Neste problema de controle de limite, u(t0) e ψs(to) são as condições iniciais, enquanto u(ti) e ψs(ti) são consequentemente as condições de terminal. O intervalo de tempo T é referido como horizonte T= ti -10; do ti em diante, o padrão de pulso de estado estável é admitido que seja aplicado.

[00112] O algoritmo para modificar a sequência de comutação explicado a seguir admite que o sistema elétrico 10 esteja sempre em uma condição de operação transiente, isto é, tenta minimizar o erro do fluxo todo o tempo. Assim, o algoritmo está sempre trabalhando em to e o ponto de tempo ti praticamente nunca é alcançado.

[00113] A sequência de comutação modificadas 42 é requerida qued seja ótima no sentido que minimize a corrente e/ou a distorção harmônica total do torque (THD). A sequência de comutação modificada 42 pode também minimizar as perdas de comutação das chaves de inversor de força 16, se desejado. O torque e a magnitude de fluxo de estator devem ser mantidos próximos de suas referências. Em adição, as ∞rrentes de estator devem ser mantidas abaixo de suas ligações superiores (positiva) e acima de suas ligações inferiores (negativa). O limite de corrente pode ser uma restrição.

[00114] O algoritmo admite que pequenas modificações da sequência de comutação 38 conduzem apenas à pequenas modificações com respeito à otimização da sequência de comutação 38 que tem sido otimizada off-line. Em caso de erro de fluxo do estator ψs,errser pequeno com relação ao fluxo de estator ψs, esta condição é satisfeita.

[00115] Assim, o algoritmo admite que o erro de fluxo do estator ips.erré pequeno e que a firn de remover o erro ψs,err acima do horizonte T, apenas pequenas correções das transições de comutação 52 (instantes de comutação) são requeridas. Estas pequenas variações nas transições de comutação 52 são admitidas não (significativamente) afetarem a otimização do OPP 50 ou de modo equivalente, não deteriorar a distorção harmônica total da corrente (THD). Assim, OPP 50 de estado estável pode ser usado como um padrão de linha de base quando derivar a sequência de comutação 42 (ou OPP tansiente) assim simplificando grandemente o problema de controle de limite. Especificamente, o objetivo pode então ser o controle do vetor de fluxo do estator ψsao longo de sua dada trajetória de referência no (α, β)- quadro de referência pela modificação tão pouca quanto possível das transições de comutação 52 do OPP 50 dentro do horizonte T. Este conceito de controle pode ser referido como Controle de Padrão de Pulso Preditivo do Modelo (MP3C).

[00116] Um exemplo para este conceito é dado nas figuras 11 a 13, que mostram um controle de padrão de pulso preditivo do modelo para um inversor de dois níveis.

[00117] A figura 11 mostra um diagrama com os fluxos de estator e rotor no (a, β)-quadro de referência. Na figura 11, o deslocamento do real ou estimado fluxo de estator ψspara o fluxo de estator de referência ψs.refcom o erro de fluxo do estator corrigido ψsé indicado.

[00118] A figura 12 mostra um diagrama com componentes α e β normalizados dos vetores defluxo de estator ψs, ψs,ref. e o vetor de fluxo do rotor ψrcomo uma função de tempo em ms, em particular com um horizonte de 0 ms a 2,5 ms. As trajetórias na figura 11 são também restringidas a este horizonte, assim a trajetória de ψrpara no meio do diagrama.

[00119] A figura 13 mostra um diagrama com as posições de chave de três fases 38a, 38b, 38c como uma função do tempo em ms e uma correção (deslocamento de tempo) Δt em uma transição de comutação 52 em fase a.

[00120] A figura 14 mostra um diagrama explicando o deslocamento de alteração do tempo de transição 54 de uma transição de comutação 52. Em particular, considerar uma fase, por exemplo fase a, em um inversor 12 com os níveis de tensão u = [-1,1]-1,1 ] (isto é, um inversor de dois níveis), u-[1, 0, 1] (isto é, um inversor de três níveis) ou u = [-1, -0,5,0,05, 1] (isto é, um inversor de cinco níveis). Deixa-se Vcc indicar a tensão de ligação de CC. Então, o deslocamento de uma transição de comutação 52 por Δt conduz à uma mudança no vetor de fluxo de estator (a,b,c) por

[00121] em que Δt é dada em pu (unidades normalizadas). Um exemplo com base em um inversor de dois níveis é mostrado na figura 14. Aqui, retardando a transição de comutação negativa 52a com

[00122] ΔUai = -2 em fase alfa aumenta o volt-segundos nesta fase e o fluxo de estator consequentemente, enquanto avançando a transição de ∞mutação tem o efeito oposto, isto é decresce a amplitude de fluxo na direção da fase a .

[00123] A seguir, o algoritmo de MP3C é resumido com relação à figura 15. O algoritmo compreende cinco etapas. Opera-se no domínio de tempo discreto e é ativado a cada Ts segundos. O intervalo de amostragem é tipicamente 25 microssegundos ou 50 microssegundos. O problema de controle é formulado e solucionado no quadro de referência ortogonal estacionário (alfa, beta).

[00124] Em uma etapa S10, na etapa de tempo k, o módulo 30 estima os vetores do fluxo de estator e do rotor no quadro de referência estacionário que produz o vetor de fluxo de estator estimado ψs- [ψsα, ψSβ] e o vetor de fluxo de rotor estimado ψr= [ ψra, ψrp]. Indica-se o ângulo (ψ) a posição angular de um vetor do fluxo e Iψl sua magnitude. Os vetores ψse ψrsão estimados com base em um modelo de máquina da máquina elétrica 14. No caso de um inversor conectado a grade 12, os fluxos podem ser baseados nos fluxos virtuais como indicado acima.

[00125] O retardo introduzido pelo tempo de computação do controlador pode ser compensado pela rotação do vetor de fluxo do estator estimado ψse o vetor de fluxo do rotor estimado ψrpor ωeTsavançado em tempo, isto é, ângulo (ψs)= ângulo (ψs) + ωsTse consequentemente para o vetor de fluxo de rotor ψr. Aqui ωθ é a frequência do estator da máquina elétrica 14.

[00126] Em uma etapa S12, o módulo 32 calcula o ângulo de referência yref. Para um resumo gráfico da derivação desta quantidade, refira-se à figura 16. A figura 16 é um diagrama similar aos diagramas das figuras 7 e 11 e mostra as quantidades no (α, β)-quadro de referência.

[00127] Primeiramente, lembra-se que o torque eletromagnético Te produzido pela máquina pode ser escrito como

[00128] Em que y é o ângulo entre o vetor de fluxo de estator ψse o vetor de fluxo de rotor ψre Içé uma constante. Quando a máquina 14 é inteiramente magnetizada, a magnitude do vetor de fluxo de estator de referência ψs,ref é igual a 1 pu. Então, para uma dada magnitude do vetor de fluxo de rotor lψde um dado torque de referência Te,ref, o ân- guio de referência desejado entre os vetores de fluxo de estator e rotor é

[00129] Esta derivação é possível, uma vez que o fluxo de rotor ψr pode ser estimado muito acuradamente. Em alguns casos, mesmo o motor 14 tem um sensor de posição, que diretamente mede a posição do rotor e assim o ângulo do fluxo de rotor.

[00130] Após o que, o ângulo do vetor de referência do fluxo de estator ψs,ref é calculado por

[00131] O vetor do fluxo de estator de referência ψs,ref é então obtido pelo módulo 4, por exemplo, pela leitura da magnitude (extensão) do vetor de fluxo de estator ψsref no ângulo (ψs,rθf) de uma tabela armazenada no módulo 34. Esta tabela pode ser pré-calculada para todos os padrões de pulso otimizados. Na figura 16, os valores armazenados da magnitude do vetor de fluxo de estator são indicados pelos pontos de canto da trajetória 62 do vetor de fluxo de estator ψs. Uma outra possibilidade é calcular a magnitude online da sequência de comutação selecionada 38, isto é, pela integração das voltagens da sequência de comutação ao longo do tempo.

[00132] Após o que o erro de fluxo de estator ψsθrr é computado pela formação da diferença entre o vetor de fluxo de referência ψs,ref e o vetor de fluxo do estator estimado ψs,

[00133] Da (6), é evidente que o erro do fluxo do estator pode ser calculado diretamente, sem a necessidade de ter uma estimação separada de (i) componente fundamental do fluxo de estator, e (ii) do respectivo teor harmônico do fluxo de estator. A não necessidade de ter um esquema do observador que estima (i) e (ii) em tempo real soma-se à simplicidade e confiabilidade do processo. O processo descrito pode, portanto, ser mais apropriado para aplicação industrial quando comparado aos processos que trilham a trajetória do estado da técnica.

[00134] A etapa S14 (ver figura 15) é a aplicação do controlador de padrão real, em que o módulo de fluxo de referência 40 modifica a sequência de comutação 38 ao longo de um certo horizonte T de modo a minimizar a amplitude do erro do fluxo do estator ψs,err. Em outras palavras, a sequência de comutação modificada 42 é gerada da sequência de comutação 38 com o auxílio do erro do fluxo de estator ψs.err-

[00135] O algoritmo do controlador de padrão pode ser disponível em três formas, que serão explicadas a seguir. Em particular, um algoritmo de controle com base em (1) um programa quadrático (QP), (2) um algoritmo de controle com base em um conjunto ativo aproximado QP e (3) um algoritmo de controle de periodicidade.

[00136] Antes de tentar a minimização do erro defluxo de estator ψs.θrr, pulsos adicionais podem ser insertos na sequência 38. Isto pode ser vantajoso quando uma resposta ao torque muito rápida deve ser gerada - por ex., em resposta à uma mudança da etapa do comando de torque - e nenhuma transição de co mutação está disponível dentro do intervalo de tempo observado. Mínimo em - e fora de tempo das chaves semicondutoras podem ser impostos se desejado, pela adição de restrições consequentemente aos instantes de tempo de comutação.

[00137] Em particular, um pulso adicional pode ser inserido pela inserção de uma transição de comutação negativa e positiva 52a, 52b (ver por exemplo figura 14), isto é, uma transição de comutação de um nível de tensão mais alto para mais baixo e então a transição de comutação inversa (ou vice versa) nos mesmos instantes de tempo. O algoritmo de controle de padrão pode então mover as transições de comutação conforme requerido. Se, como um resultado, os instantes de tempo não forem iguais, um pulso adicional terá que ser gerado.

[00138] Na etapa S16, as transições de comutação que ocorrerão dentro do intervalo de amostragem serão removidas da sequência de comutação 42, isto é, transições de comutação que serão aplicadas no inversor 12. Isto pode ser conseguido atualizando um indicador para a tabela de consulta que armazena os ângulos de co mutação da sequência de comutação 42 e os respectivos valores potenciais de três fases.

[00139] Na etapa S18, os comandos de co mutação sobre o intervalo de amostragem são derivados, isto é, instantes de comutação e posições de co mutação modificadas associadas. Nesta etapa, um algoritmo de equilíbrio preditivo pode ser usado para o qual comandos de ∞mutação sobre múltiplos intervalos de amostragem podem ser requeridos. A sequência de comutação modificada 42 pode apenas conter os níveis de tensão e não as posições de comutação que geram estes níveis de tensão. Um algoritmo de equilíbrio preditivo pode escolher as posições de co mutação em tal modo que certos estados internos do inversor 12, por exemplo, os potenciais do ponto neutro, são otimizados.

[00140] Após o que, o algoritmo inicia novamente com a etapa S10.

[00141] Como indicado acima, existem diferentes possíveis concretizações do algoritmo que modificam a sequência de comutação 38 para sequência de comutação 42 (ver figura 3).

[00142] Uma primeira concretização é um ótimo algoritmo de controle com base em um programa quadrático (QP).

[00143] O problema de controle pode ser formulado como um programa quadrático (QP), um tipo especial do processo de otimização matemático, que minimiza o erro do fluxo não corrigido (variável corri-gida) e as mudanças nos instantes de comutação (variável manipulada). Isto pode ser formulado por

[00144] O primeiro termo de (7) é para minimizar o erro do fluxo; o segundo termo é para minimizar os deslocamentos de tempo coletados em uma matriz Δt com entradas ΔtXi, em que x é a fase e i é o índice da transição de co mutação da sequência de comutação 38. O peso q pode ser escolhido muito pequeno, colocando assim a prioridade na correção do fluxo.

[00145] As desigualdades em (7) são as restrições sobre o instante de tempo tXi das transições de comutação. Os instantes de tempo devem manter a ordem das transições de comutação e devem estar dentro do horizonte (isto é, entre 0 e T).

[00146] No primeiro termo de (7), ψs,Corr(Δt) é a correção do fluxo, isto é,

[00147] A fórmula (8) é derivada da fórmula (2) e é generalizada para três fases como fórmula (1). As ΔUXi são as transições de comutação (mudanças no nível de tensão) da transição da i-ésima chave na fasex. A matriz P tem sido integrada na fórmula (8).

[00148] Após solucionar o problema formulado acima, a correção do fluxo é conseguida pelo deslocamento de todas as transições de comutação por Δt, isto é a sequência de comutação modificada 42 é a sequência de comutação 38 com tempos de transição txi alterados pelos deslocamentos de tempo ou deslocamentos de tempo Δtxi. Um exemplo disto é exibido na figura 17, com um diagrama similar ao diagrama da figura 6. A figura 17 mostra uma sequência de comutação 38 com padrões de pulso 38a, 38b, 38c para fases a,b,c,respectivamente. Além do mais, na figura 17, o instante de tempo corrente kTs e o horizonte T da extensão fixa para controle ótimo com base em QP são mostrados. As ligações inferior e superior (restrições) para instantes de comutação (instantes de tempo de transições de comutação) são mostradas pelas setas. Seis transições de comutação caem dentro do horizonte T.

[00149] Em (7) Δt indica o vetor de correções de tempo de comutação Δxi. Para fase a, por exemplo, a correção da i-ésima transição é dada por

[00150] Em que tai,ref indica o i-ésimo tempo de co mutação nominal do padrão de pulso em fase a. Nota-se que a correspondente correção no ângulo de comutação é Δδ= ωθΔt, em que ωθ é ligado por 0 e 1, e Δt é dado em pu.

[00151] Os tempos de comutação não podem ser modificados arbi-trariamente - eles são restringidos pelo tempo corrente kTs e as transições de comutação vizinha na mesma fase. Para um exemplo com base em um inversor de dois níveis, ver figura 17. A primeira transição de comutação em fase b, por exemplo, é restringido a assentar-se entre kTs e instante de comutação nominal da segunda transição. A segunda transição de comutação em fase b pode apenas ser retardada até o instante de comutação nominal da terceira transição na mesma fase. Note-se que o deslocamento das transições em uma dada fase é feito independentemente das outras fases.

[00152] Quando antecipar pulsos, cuidado especial necessita ser tomado. Quando comandar uma transição de co mutação antes de seu tempo programado trθf, isso também conduz às correções de fluxo nos instantes de tempo futuros até o tempo de co mutação nominal ter passado, isto é, kTs>tref, em outras palavras, se uma correção de deslocamento de tempo aplicada durante o tempo de amostragem de corrente continuar sendo aplicada nos seguintes vários períodos de amostragem, não se deve ser recompensada nos períodos de amostra que estão porvir. Assim, no seguinte perí odo de amostra, se o tempo programado nominal Tref não ocorrer ainda, a correção pendente, ux*Δt, ainda ocorrerá e deve ser levada em conta quando determinar a seguinte correção do erro do fluxo de corrente. Isto continuará até o tempo programado nominal, tref. ser passado, isto é, kTs> tref. Esta correção de fluxo futura tem de ser levada em conta, por exemplo, por armazenamento da mesma em uma memória intermediária, corrigindo o erro do fluxo na etapa S12 e atualizando a memória intermediária consequentemente.

[00153] Uma segunda concretização é um algoritmo de controle ótimo com base em um QP aproximado. Formulação e solução de um QP em tempo real devem ser demandadas em termos computacionais. Ainda, as computações podem ser grandemente simplificadas considerando uma formulação de QP aproximado com as seguintes simplificações e características:

[00154] Primeiramente, considerar apenas um Δt por fase (ao invés de modificações de tempo individual para cada transição de comutação). Em outras palavras, por fase os deslocamentos ou deslocamentos de tempo ΔtXi são iguais a um Δtx. Em segundo, usar de uma formulação de QP de ajuste ativo com duas iterações. Em um problema de otimização com restrições de desigualdade (isto é, com ">"), o problema pode ser solucionado primeiro ignorando estas restrições. Em uma segunda etapa, as restrições são impostas e as restrições violadas são reforçadas como restrições de igualdade (isto é, "="), que são então chamadas de restrições ativas.

[00155] Especificamente, uma iteração do QP de ajuste ativo pode ser resumida como segue abaixo.

[00156] Em uma primeira etapa, computar o número de transições de computação para cada fase.

[00157] Em uma segunda etapa, ignorar as restrições de regulação de tempo e computar Δtxnão restringido por fase.

[00158] em que M é uma matriz de 3x2 que é uma função do número de transições de co mutação por fase e o peso q, det(M) é o determinante de M, e ips,en-é o erro de fluxo de estator no (alfa,beta)- quadro de referência . (10) é derivado de (7), isto é, se Δt's são inseridos em (7), a matriz M e os fatores cancelam os fatores e a matriz P em (7).

[00159] A avaliação de (10) requer no máximo 22 multiplicações, 18 adições e uma divisão e é assim computacional simples.

[00160] Em uma terceira etapa, determinar os novos instantes de tempo de co mutação (isto é, novos tempos de comutação)que violam uma restrição. Estas restrições serão chamadas de restrições ativas.

[00161] Limitar novos instantes de tempo de comutação que violam uma restrição e fixam seus valores pela remoção dos mesmos e suas transições de comutação associadas do problema de otimização. Em outras palavras, os tempos de co mutação que violam uma restrição são limitados à borda da restrição. Por exemplo, se tai> 0 tiver que ser satisfeito, porém não é satisfeito, tai é ajustado para 0.

[00162] Após o que, computar a correção do fluxo que resulta de novos instantes de comutação e atualizar o restante (ainda não corrigido) erro de fluxo consequentemente.

[00163] Após a primeira iteração, a iteração acima é operada uma vez mais como uma segunda iteração. Este procedimento com duas iterações é muito simples em termos computacionais. De modo mais importante, a complexidade computacional basicamente não depende do número de transições de comutação considerado, assim efetivamente não se depende da extensão do horizonte. Especificamente, a dimensão da matriz M é sempre 3x2.

[00164] Uma terceira concretização é um algoritmo de controle aperiódico, que pode ser aquele o mais simples em termos computacional e conceituai fora do esquema de três controles. Este controlador de padrão de pulso aperiódico possui os seguintes aspectos: o peso q é ajustado para zero. O horizonte é variável e é determinado como intervalo de tempo mínimo começando no tempo corrente kTs de tal modo que pelo menos duas fases exibem transições de comutação.

[00165] O algoritmo de controle aperiódico será explicado com referência à figura 18, que é similar às figuras 6 a 17 e mostra um diagrama com três-fases, padrões de pulso de dois níveis 38a, 38b, 38c, com o instante de tempo corrente kTs e o horizonte de extensão que varia para o controle aperiódico. As ligações inferior e superior para os instantes de comutação (instantes de tempo) são representadas pelas setas.

[00166] O algoritmo de controle aperiódico tem as seguintes quatro etapas:

[00167] em uma primeira etapa, determinar as duas fases (o exemplo: fases a e b) que têm as seguintes transições de comutação programadas. Isto produz a extensão do horizonte T, que é de extensão variável para o controlador aperiódico. Determinar todas as transições de comutação (instantes de tempo nominal e mudança na posição de chave dentro do horizonte T;

[00168] em uma segunda etapa, transladar o erro de fluxo do estator ψs.errdo (alfa,beta) quadro de referências para o (a,b,c)- quadro de referência, em que apenas duas fora das três fases são ativas (a e b, a e c, ou b e c);

[00169] em uma terceira etapa, computar a modificação do tempo de comutação requerido Δtrθq em(a,b,c) para cada fase, que é

[00170] em que ips,erré o vetor de erro de fluxo em (a,b,c);

[00171] em uma quarta etapa, seguir através da primeira fase que tem transições de co mutação dentro do horizonte. Para cada transição de comutação nesta fase como tempo de co mutação nominal tnOm e a transição de comutação Δu, fazem-se as seguintes três subetapas:

[00172] primeiro, ajuste tnew = tnOm - sgn (Δu) Δtreq,i, em que sgn (Δu) e {-1, +1} indica a direção em que as respectivas chaves de fase, isto é, na direção positiva ou negativa;

[00173] em segundo, restringir tnew pela imposição das respectivas restrições no tempo de comutação;

[00174] em terceiro, atualizar a modificação do tempo de comutação requerida:

[00175] lembrar que t é dado em pu e Δu está em [-1, 1];

[00176] na quarta etapa, repetir o procedimento acima para a segunda fase que exibe as transições de comutação;

[00177] uma vez que o controlador aperiódico visa na remoção o erro do fluxo do estator tão rapidamente quanto possível e uma vez que as correções nos momentos de comutação não são penalizadas, o controlador aperiódico tende a ser muito rápido e agressivo. Ainda, não há garantia que o controlador aperiódico remova inteiramente o erro do fluxo dentro do horizonte, uma vez que as restrições nos tempos de comutação têm de ser consideradas.

[00178] O processo de controle, isto é, o loop de controle de MP3C interno como descrito acima, em particular com referência à figura 15, pode ser aumentado ou suplementado por loops de controle externos mostrados nas figuras 19 e 20.

[00179] A figura 19 mostra uma concretização do módulo de ângulo de referência 32. Como descrito acima, o ângulo de referência yref é baseado no torque de referência Te,ref e o fluxo do rotor estimado ψr, tc,ref pode ser fornecido de um controlador de velocidade do motor 14.

[00180] Um submódulo de controle de alimentação para frente 64 para o ângulo de referência yref usa a fórmula (4) para calcular um valor de alimentação para frente para o ângulo de referência yref. Este valor de alimentação para frente pode ser modificado por uma compensação de deslocamento de um submódulo de controle lento 66 para o ângulo de referência yref. O submódulo 66 recebe ou determina a diferença da magnitude do torque estimado Te e a magnitude do torque de referência Tθ.refθ usa o valor de diferença para determinar uma compensação de deslocamento para o ângulo de referência yref, por exemplo com um controlador de PI.

[00181] Em tal modo, o primeiro loop de controle mostrado na figura 19 regula o torque pelo ajuste do ângulo de referência entre os vetores do fluxo do estator e rotor.

[00182] A figura 20 mostra uma concretização do módulo de índice de modulação 48. Um submódulo de controle de alimentação para frente 68 para o índice de modulação m usa a fórmula

[00183] para calcular um valor de alimentação de avanço para o índice de modulação m. Vcc é a tensão de ligação de CC estimada e Vcc,ref é a tensão de ligação de CC de referência com base em que OPP foi computado.

[00184] O valor de alimentação de avanço m pode ser aumentado por uma compensação de deslocamento de um submódulo de controle lento 70 para o índice de modulação m. O submódulo 70 recebe ou determina a diferença da magnitude de um fluxo de rotor estimado ψre a magnitude do fluxo de rotor de referência ψr,rθfe usa o valor de diferença para determinar uma compensação de deslocamento para o índice de modulação m, por exemplo com um controlador de PI. Alternativamente ou adicional mente, o fluxo de estator estimado ψse o fluxo de estator de referência ψs,ref podem ser usados para determinar o offset.

[00185] Em tal modo, o segundo loop de controle mostrado na figura 20 regula a magnitude do fluxo de rotor (ou estator) ajustando o índice de modulação m. O controlador de fluxo de rotor (ou estator) lento 70 pode assim usar alguma informação do loop interno do algoritmo de MP3C para ajustar o índice de modulação m; especificamente, a correção da segunda tensão ou índice de modulação efetivo.

[00186] Embora a invenção tenha sido ilustrada e descrita em detalhes nos desenhos e descrição acima, tal ilustração e descrição devem ser consideradas ilustrativas ou exemplares e não restritivas; a invenção não está limitada às concretizações relatadas. Outras variações nas concretizações relatadas podem ser entendidas e efetuadas por aqueles versados nas técnicas e que praticam a invenção reivindicada, a partir de um estudo dos desenhos, do relatório e das reivindicações anexas. Nas reivindicações, a palavra "compreendendo" não excluem outros elementos ou etapas e o artigo indefinido "a" ou "an"não excluem uma pluralidade. Um processador ou controlador singular ou outra unidade podem satisfazer as funções de vários itens apresentados nas reivindicações. O mero fato que certas medidas são relatadas nas reivindicações dependentes mutuamente diferentes não indicam que uma combinação destas medidas não pode ser usada com vantagem. Qualquer símbolo de referência nas reivindicações não deverá ser construído como limitando o escopo. LISTA DOS SÍMBOLOS DE REFERÊNCIA 10,10' sistema elétrico 12 conversor, inversor VDc tensão da ligação de DC 14 máquina elétrica (motor ou gerador) 16 circuito conversor, chaves 18 controlador 20 grade 22 transformador e filtro 24 impedância de grade 30 módulo de estimação de fluxo is corrente instantânea vs tensão instantânea ψs fluxo do estator estimado ψr Te fluxo do rotor estimado torque estimado 32 módulo de ângulo de referência yref ângulo de referência ψs,ref Te,ref 34 fluxo do estator de referência torque de referência módulo de fluxo de referência 36 seletor de padrão de OPP 38 sequência de comutação selecionada ψs,err 40 erro do fluxo de estator módulo de minimização de erro 42 sequência de comutação modificada 44 módulo de posição de chave 46 sequência de posições de chave m índice de modulação d número de pulso 48 módulo de índice de modulação 50 padrão de pulso otimizado 52, 52a,52b 54 transição de comutação ângulo de comutação 56 nível de tensão A,b,c fase 38a, 38b, 38c padrão de pulso para uma fase 58 amplitude do vetor de fluxo de estator 60 ângulo de vetor de fluxo de estator 62 trajetória do vetor de fluxo de estator 64 submódulo de controle de alimentação de avanço para ângulo de referência 66 submódulo de controle lento para o ângulo de referência 68 submódulo de controle de alimentação de avanço para o índice de modulação 70 submódulo de controle lento para índice de modulação

Claims (12)

1. Processo para controlar um conversor (12) para um sis-tema elétrico (10), caracterizado pelo fato de que compreende as eta-pas de: (a) gerar uma sequência de comutação (38) para o conver-sor (12) a partir de uma tabela de sequências de comutação pré- calculadas com base em um estado real do sistema elétrico (10), sendo que a sequência de comutação (38) compreendendo uma sequência de transições de comutação (52) do conversor (12), sendo que cada transição de comutação (52) compreende um tempo de transição, e sendo que sequências de comutação pré-calculadas são padrões de pulso otimizados, que são otimizados de modo que uma distorção harmônica total do sistema elétrico é minimizada; (b) modificar a sequência de comutação (38) pela alteração pelo menos de um tempo de transição de uma transição de comutação da sequência de comutação para minimizar um erro do fluxo com base em uma diferença entre um fluxo estimado do sistema elétrico e um fluxo de referência do sistema elétrico, sendo que o fluxo estimado foi determinado do estado real do sistema elétrico; (c) aplicar a sequência de comutação modificada (42) ao conversor.

2. Processo de acordo com a reivindicação 1, caracterizado pelo fato de que na etapa (b) um tempo de transição (54) é alterado pela adição de um deslocamento de tempo ao tempo de transições, sendo que o deslocamento de tempo é determinado, de tal modo que o erro de fluxo é pelo menos parcialmente compensado.

3. Processo de acordo com a reivindicação 1 ou 2, caracte-rizado pelo fato de que um deslocamento de tempo total é derivado do erro de fluxo, sendo que o deslocamento de tempo total é distribuído a deslocamentos de tempo para tempos de transição, de tal modo que restrições sobre a sequência de comutação (38) são consideradas.

4. Processo de acordo com qualquer uma das reivindica-ções precedentes, caracterizado pelo fato de que deslocamentos de tempo para tempos de transição são determinados de tal modo que os deslocamentos de tempo são minimizados e restrições sobre a se-quência de comutação (38) são consideradas.

5. Processo de acordo com qualquer uma das reivindica-ções precedentes, caracterizado pelo fato de que um deslocamento de tempo para a primeira transição de co mutação da sequência de comu-tação (38) é determinado de tal modo que a mesma seja tão grande quanto possível e restrições sobre a sequência de comutação (38) são consideradas.

6. Processo de acordo com qualquer uma das reivindica-ções precedentes, caracterizado pelo fato de que na etapa (b) pelo menos duas transições de comutação com iguais tempos de comuta-ção são inseridas na sequência de comutação antes de a sequência de comutação (38) ser modificada.

7. Processo de acordo com qualquer uma das reivindica-ções precedentes, caracterizado pelo fato de que o fluxo de referência é determinado como um vetor em um quadro de referência ortogonal, sendo que um ângulo do vetor de fluxo de referência é baseado na soma de um ângulo de um vetor de fluxo de rotor estimado e um ângulo de referência, sendo que o ângulo de referência é determinado do estado real do sistema elétrico (10).

8. Processo de acordo com qualquer uma das reivindica-ções precedentes, caracterizado pelo fato de que o ângulo de referência é ajustado por um controlador de realimentação (66) entre um valor estimado do estado real do sistema elétrico e um correspondente valor de referência.

9. Processo de acordo com qualquer uma das reivindica-ções precedentes, caracterizado pelo fato de que a magnitude do vetor de fluxo é determinada do ângulo do vetor de fluxo e da sequência de comutação (38).

10. Processo de acordo com qualquer uma das reivindica-ções precedentes, caracterizado pelo fato de que na etapa (a) a se-quência de comutação (38) é selecionada com base em um índice de modulação do conversor (12), o índice de modulação indicando uma razão entre uma amplitude de uma tensão de entrada do conversor (12) e uma amplitude de uma tensão de saída do conversor (12); sendo que o índice de modulação é ajustado por um contro-lador de realimentação (70) entre um valor estimado do estado real do sistema e um correspondente valor de referência.

11. Controlador (18) para controlar um conversor, caracterizado pelo fato de que o controlador é adaptado para executar o processo como definido em qualquer uma das reivindicações 1 a 10.

12. Conversor (12), caracterizado pelo fato de que compre-ende: um circuito de conversor (16) com chaves, o circuito de conversor sendo adaptado para gerar uma tensão de saída para pelo menos uma fase; um controlador (18) para controlar as chaves, o controlador sendo adaptado para executar o processo como definido em qualquer uma das reivindicações 1 a 10.

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