CN105745831A - 快速模型预测脉冲模式控制 - Google Patents

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Abstract

一种用于控制电力转换器(12)的方法包括下列步骤：基于估计输出值(<i>ψ</i><i>s</i>)与参考输出值(<i>ψ</i><i>s</i> <i>*</i>)之间的差来确定误差值(<i>ψ</i><i>s,err</i>)，估计输出值基于电力转换器(12)中的测量；将误差值(<i>ψ</i><i>s,err</i>)与误差范围(46a)进行比较，并且在误差值超过误差范围(46a)的情况下通过切换到不同控制方案来控制电力转换器。转换器通过下列步骤采用修改的预先计算开关来控制：基于电力转换器(12)的实际状态来确定转换器(12)的预先计算开关序列(40)，开关序列包括转换器(12)的开关转变(42)的序列；通过修改预先计算开关序列的开关转变(42)的转变时间来修改预先计算开关序列(40)，使得误差值(<i>ψ</i><i>s,err</i>)为最小；以及向电力转换器(12)应用修改的开关序列的至少一部分。

Description

快速模型预测脉冲模式控制
技术领域
本发明涉及高功率电子器件领域。具体来说，本发明涉及用于控制电力转换器的方法、计算机程序、计算机可读介质和控制器以及涉及电力转换器。
背景技术
离线计算和优化脉冲模式可用于调制电力转换器中的半导体开关。基于实际速度和磁通参考(例如通过外控制环所提供)，控制器可确定最适合的离线计算脉冲模式，其然后应用于电力转换器的半导体开关。离线计算优化脉冲模式允许给定开关频率的总电流失真的最小化。
当电力转换器用于驱动电机时，电流失真与电机的定子绕组中的谐波损耗成比例，而开关频率涉及功率逆变器的开关损耗。在电网连接转换器环境中，可对转换器可注入电网中的电压和电流失真施加严格标准。按传统，仅可能在通过极慢控制环所驱动的调制器中使用优化脉冲模式。这可导致极长瞬变，并且在改变操作点时导致电流的谐波漂移。
在EP2469692A1中，提出一种控制方法，其通过实时地操纵预先计算优化脉冲模式的开关时刻来组合直接转矩控制和优化脉冲模式的优点，以便实现快速闭环控制。这个所谓的模型预测脉冲模式控制器(MP3C)可统一地解决内电流控制环和调制器的任务。MP3C可控制磁通向量，其在电力转换器驱动电机的情况下通常是电机的定子磁链（fluxlinkage）向量。对于电网连接转换器，虚拟转换器磁通量可构成磁通向量。
MP3C实现瞬变期间的短响应时间和扰动的良好抑制。在稳态操作条件，由于使用优化脉冲模式，得到每开关频率的谐波电流失真的接近最佳比率。与现有技术轨迹控制器相比，MP3C可提供两个优点。第一，可以不要求重构基本量的复杂观测器结构。而是磁通空间向量(其可以是可控变量)可直接通过以常规取样间隔对电流和DC链路电压进行取样来估计。第二，通过公式化最佳控制问题并且使用滚动时域策略(recedinghorizonpolicy)，可极大地降低对磁通观测噪声的灵敏度。
在瞬变操作、例如参考阶跃或斜坡变化、大扰动和故障期间，通常要求诸如电流、电磁转矩和磁链之类的可控变量逐步改变或者它们必须沿用陡斜坡。示例包括高性能驱动中的快速转矩阶跃和低电压穿越操作中的功率阶跃。
在MP3C中，闭环控制通过实时地修改优化脉冲模式的开关转变的开关时刻来实现。更具体来说，及时修改开关转变，使得在将来时刻去除磁通误差。注意，在优化脉冲模式中，开关转变在时间上不是均匀分布的。在极低开关频率，长时间间隔可出现在两个开关转变之间。在这种时间间隔的开始应用参考阶跃时，显著时间量在可控变量开始改变之前可能消逝，从而引起长初始时间延迟并且还延长置位时间。
一旦可控变量开始改变，瞬变响应可能迟缓并且比使用例如无差拍控制（deadbeatcontrol）或直接转矩控制时明显要慢。迟缓响应通常归因于缺乏适当电压向量，其以最大速度并且沿确保转矩或电流误差的最快可能补偿的方向来移动可控磁通向量。为了确保瞬变期间的极快瞬变响应，至少一相可需要连接到转换器的上或下DC链路干线。在低电压穿越环境中，例如，这可暗示在瞬变的大部分期间将至少一相的电压从其最大值反转到其最小值或者反过来。
与迟缓瞬变响应的行为直接相关的是瞬变期间的电流漂移的问题。这种漂移可在开关转变(其将在时间上偏移，以便去除通量误差)分布于长时间间隔时发生。这可增加磁通向量没有沿从其当前到其新预期位置的最短路径来移动的风险。磁通向量而是可暂时偏离这个路径，从而超过其最大幅值。这可相当于大电流，其可引起过电流跳闸。
相关问题也可在准稳态操作条件下发生，其中操作点和/或逆变器电压的小变化发生。具体来说，DC链路电压的波动、机器的定子绕组或者电网阻抗的电阻电压降以及不同脉冲模式之间的转变在没有被正确考虑时可导致MP3C的闭环性能的降级。
特别是在优化脉冲模式的开关转变呈现时间上的不均匀分布并且使用极低开关频率的情况下，这些磁通误差因缺乏适当开关转变而可能没有及时地考虑。因此，大磁通误差可产生，其积聚并且持续相当长的时间段，从而导致优化脉冲模式的最佳磁通轨迹的不良跟踪。这可有害地影响电流的总谐波失真。
在“Directtorquecontrollingtechniquewithsynchronousoptimizedpulsepattern”(proceedingsoftheannualpowerelectronicsspecialistsconference.(pesc)Seattle，1993年6月20-25日；proceedingsoftheannualpowerelectronicsspecialistsconference(pesc)，newYork，IEEE，US，vol.Conf.24，1993年6月20日(1993-06-20)，第245-250页，XP010149065，DOI:10.1109/PESC.1993.471952ISBN:987-0-7803-1243-2)中，公开一种用于使用同步优化脉冲模式的直接转矩控制的通用方法。
此外，“ModelPredicitvePulsePatternControl”(IEEETransactionsonIndustryApplicationsIEEEServiceCenter，Piscataway，NJ，US，vol48，no2，2012年3月1日，第663-676页，XP011434186，ISSN:0093.9994，DOI:10.1109/TIA.2011.2181289)示出用于模型预测脉冲模式控制的方法，其将优化脉冲模式的最佳稳态性能与轨迹跟踪控制的极快动态相组合。
此外，在“Improveddynamicoperationfordirectfluxcontrolofactivefrontendswithlowswitchingfrequency”(PowerElectronicsSpecialistsConference，2004.Pesc04.2004IEEE35thAnnualAachen，Germany，2004年6月20-25日，Piscataway，NJ，USAIEEE，US，2004年6月20日，第3533-3539页，XP010739481，ISBN:987-0-7803-8399-9)中，提到用于具有可用于降低转换器端子电压中的谐波含量的低开关频率的高功率多级有源前端(AFE)的直接磁通控制的三倍脉冲模式。
另外，EP1717941A2公开一种用于控制包括多个阀(各包含高功率应用中的多个可熄灭半导体元件)的电压源转换器的方法，其中提供执行脉宽调制信号以用于控制电压源转换器。该方法包括下列步骤：
-在第一时间段期间控制电压源转换器(其中执行信号包括第一脉宽调制信号)，并且在第二时间段期间控制电压源转换器，以及
-接着第一时间段，其中执行信号包括第二脉宽调制信号。
发明内容
本发明的一个目的是克服上述问题。
这个目的通过独立权利要求的主题来实现。通过从属权利要求和以下描述，其他示范实施例是显而易见的。
本发明的一个方面涉及一种用于控制电力转换器的方法。电力转换器可以是逆变器或有源整流器。它可以是间接或直接转换器。具体来说，转换器可以是适合于转换超过100A和/或1000V的电流的高功率转换器。
按照本发明的一实施例，该方法包括下列步骤：基于估计输出值与参考输出值之间的差来确定误差值，估计输出值基于来自电力转换器的测量；将误差值与误差范围进行比较，并且在误差值处于误差范围之内的情况下采用修改预先计算开关序列、例如采用上述MP3C方法来控制电力转换器，其中预先计算的优化脉冲模式通过修改开关转变的时刻来修改。
在误差值超过误差范围(即，在误差范围之外)的情况下，电力转换器通过切换到不同控制方案来控制。
例如，电力转换器通过下列步骤来控制：基于电力转换器的实际状态来确定预先计算转换器的开关序列(其可离线确定和/或可从预先计算开关序列的表中取出)，开关序列包括转换器的开关转变序列；通过修改或移动预先计算开关序列的开关转变的转变时间以使得磁通误差为最小来修改预先计算开关序列；以及向电力转换器应用修改的开关序列的至少一部分(例如修改的开关序列的第一开关转变)。预先计算开关序列可基于优化脉冲模式。
换言之，在正常操作模式期间，可执行常规MP3C方法。每当所确定误差值超过预定义误差范围时，该方法切换到动态操作模式(即，切换到不同控制方案)，其更好地适合于应对动态条件。
例如，误差值可以是基于估计磁通向量与参考磁通向量之间的差的磁通误差，和/或误差值可以是基于估计电流与参考电流之间的差的电流误差。
该方法可确保在准稳态以及在动态操作条件下的高性能。
在准稳态操作下(在正常操作模式)，采用MP3C所操作的优化脉冲模式可在电力转换器的端子产生最小谐波失真的电流。更具体来说，可满足需求功率电子逆变器系统中的极低电流THD(总谐波失真)的严格工业标准。类似地，在有源整流器系统中可满足需求极低总谐波失真和/或特定谐波分量的消除的严格电网法规制度。
对于工作在动态条件(动态操作模式)的电力转换器，，不同控制方案可允许大控制误差的快速消除。对于机器侧逆变器，这可相当于可控电机的快速转矩和速度控制。在有源整流器系统中，有益效果可以是电网电压不平衡(其可在系统的有功和无功功率或者对应电流的操作和快速控制期间发生)的快速抑制。在专用功率转换器中、例如在热轧钢厂、牵引和海洋应用中通常可施加这类要求。
在动态操作模式期间应用的控制方案可以是完全不同的控制方法。当误差超过预定义误差范围(在参考阶跃和/或大瞬变期间)时，该方法可改变到极快控制器。
按照本发明的实施例，不同控制方案是另一种控制方法。例如，另一控制方法可以是基于滞后的控制方法，例如直接转矩控制、直接自控制、模型预测直接转矩控制和滑动模式控制。直接转矩控制和直接自控制可经由US4678248来定义。直接转矩控制和直接自控制可在沿其控制磁通向量的路径方面有所不同。直接转矩控制的路径可以是准圆，而直接自控制的路径可以是六边形。模型预测直接转矩控制及其衍生(其包括模型预测直接电流控制、模型预测直接功率控制和模型预测直接平衡控制)可经由EP1670135、US7256561、US8004227和EP2348631来定义。
作为替代或补充，例如通过当误差超过预定义误差范围时插入一个或多个附加开关转变，不同控制方案可基于MP3C。
按照本发明，不同控制方案基于在修改预先计算开关序列之前将附加开关转变插入预先计算开关序列中。必须理解，附加开关转变可形成开关序列中的附加脉冲，即，可包括从0到特定电压电平的开关转变以及从特定电压电平回到0的转变。例如，这个附加脉冲(或者附加开关转变)可在预先计算开关序列的所有其他开关转变之前被插入。附加开关转变生成具有极小宽度、具体来说是接近零或者零的附加脉冲。大体上，这种脉冲没有改变预先计算开关序列的特性(例如所生成磁通或伏秒等)。但是，由于使误差值为最小的开关转变的移动，附加脉冲可变成非零宽度的脉冲，其然后将促成使误差为最小。因为具有附加脉冲的开关序列具有比原始开关序列要大的自由度，所以可以比采用原始开关序列更快地补偿误差值。
将误差值与误差范围进行比较的步骤可基于确定误差值是位于误差范围之内还是之外(在最小与最大阈值之间)。在插入附加开关转变的情况下，插入开关转变(和/或插入脉冲)的类型可基于误差值的幅值。这也可从其他误差范围中的误差值的位置来确定。
此外，与误差值关联的误差范围从多个误差范围来选择，以及插入脉冲的电压电平取决于所确定误差范围。例如，当误差位于第一(中心误差范围)之内时，没有插入附加转变。当误差位于第二误差范围(与第一误差范围相邻)之内时，插入与第一基本电压电平相关的附加开关转变。当误差位于第三误差范围(与第二误差范围相邻)之内时，插入与第二电压电平(高于第一电压电平)相关的附加开关转变。
按照本发明的一实施例，误差范围具有不同宽度。例如，上述中心误差范围可比第一和/或第二误差范围要宽。
按照本发明，误差范围的选择基于以往误差值。例如，当误差值随时间而变大时，可插入较高脉冲，如当误差值变小时。另外，误差范围可采用相对误差值的时间行为的滞后来定义。
按照本发明的一实施例，通过求解具有基于误差值的成本函数的二次程序(QP)，来确定修改的开关序列。要理解，MP3C方法的优化步骤可通过求解经受约束的二次程序来执行。例如，与二次程序关联的成本函数可基于误差值与校正值(其作为修改的开关序列对(例如)两个以上时间步的时域的函数)之间的差。
按照本发明的一实施例，误差值被最小，服从关于不修改预先计算开关序列的开关转变的顺序的约束。具体来说，预先计算开关序列中的开关转变的顺序可以是二次程序中的约束。
按照本发明的一实施例，误差值在预测时域(predictionhorizon其包含二相中的至少两个开关转变)中为最小。也许还有可能的是，时域的长度取决于所确定的预先计算开关序列。
本发明的另一方面涉及一种计算机程序，其在运行于处理器时适合于运行如以上和以下所述的方法的步骤，以及涉及一种计算机可读介质，其上存储这种计算机程序。计算机可读介质可以是软盘、硬盘、USB(通用串行总线)存储装置、RAM(随机存取存储器)、ROM(只读存储器)和EPROM(电可擦可编程只读存储器)。计算机可读介质也可以是允许下载程序代码的数据通信网络、如因特网。
本发明的另一方面涉及一种用于控制电力转换器的控制器，其适合于运行如以上和以下所述的方法的步骤。例如，控制方法可在包括DSP、FPGA、微控制器、CPU、GPU、多核平台及其组合的任何计算硬件上实现。具体来说，控制器可包括其中存储上述计算机程序的存储器，并且可包括用于运行计算机程序的处理器。
本发明的另一方面涉及一种电力转换器。该转换器可以是任何多级功率转换器，例如二级转换器、三级转换器、中性点钳位三级转换器、快速电容器四级转换器、五级转换器、级联H桥五级转换器、模块化多级转换器等。
按照本发明的一实施例，电力转换器包括多个半导体开关以及如以上和以下所述的用于控制电力转换器的半导体开关的控制器。
电力转换器可用于机器侧和/或电网侧。
例如，在机器侧情况下，控制器可沿预定义和最佳轨迹来控制电机的定子磁通向量。LC滤波器和/或长电缆可存在于电力转换器与电机之间。可控变量可包括电磁转矩和/或定子和转子磁通向量的幅值。
在电网侧情况下，电力转换器可经由LC滤波器和/或变压器来连接到电网。电力转换器的虚拟磁通向量可沿给定轨迹通过操纵转换器开关来控制。可控变量可包括有效和/或无功功率和/或转换器电流和/或虚拟转换器磁通量。
必须理解，如以上和以下所述的方法的特征可以是如以上和以下所述的计算机程序、计算机可读介质、控制器和/或电力转换器的特征。
通过参照以下所述实施例进行的说明，本发明的这些方面及其他方面将会显而易见。
附图说明
下文中参照附图示出的示范实施例更详细地说明本发明的主题。
图1示意示出按照本发明的一实施例、具有转换器的电力系统系统。还示出不同控制回路。
图2示出按照本发明的一实施例、用于控制电力转换器的方法的流程图。
图3是示出图2的方法的误差值的确定的简图。
图4是示出图2的方法期间所执行的开关转变的移动的简图。
图5示出在图2的方法中将附加脉冲插入开关序列中的简图。
图6示出图5的附加脉冲通过图2的方法所扩展的简图。
图7示出图2的方法中使用的误差范围的简图。
图8示出图2的方法中使用的经受滞后的误差范围的简图。
附图中使用的参考标号及其含意在参考标号的列表中以概括形式列示。大体上，附图中，相同部件提供有相同参考标号。
具体实施方式
控制器
图1示出包括具有半导体开关14(仅示为单个开关)的电力转换器的电力系统10，其将DC链路16与电动机18互连。电力转换器由控制器20来控制，控制器20适合在正常操作模式执行MP3C方法，并且切换到另一个控制方案、例如快速控制方法和/或具有脉冲插入的MP3C。
控制器20包括观测模块22，其接收转换器14的输出电流is(对电动机18的输入)。可在转换器12的输出端子来测量定子电流is。通常，观测模块22还接收DC链路16的DC链路电压和开关信号u，以重构施加到机器端子的电压。在可用时，来自可选编码器23的转子速度ωr还可由观测模块22来使用。基于这些量，观测模块22估计所估计的定子磁通向量ψs、估计转子磁通向量ψr和估计转矩Te。速度控制器模块24接收参考速度ωr *与转子速度ωr之间的差，并且从其中确定参考转矩Te *，其是对转矩控制器模块26的输入。转矩控制器模块26确定(负荷)角γ，其是参考定子磁通向量ψs *与转子磁通向量之间的角。参考定子磁通向量的角通过将负荷角γ与转子磁通向量的角相加来得到。磁通参考控制器模块28得出参考定子磁通向量ψs *，其位于最佳磁通轨迹上，并且具有预期角和预期幅值。通过对优化脉冲模式P(m,d)(其由磁通控制器模块30和模式选择器模块32基于调制索引m和脉冲数d、即基频的每四分之一周期的开关事件的数量来生成)求积分来得到最佳磁通轨迹。从参考定子磁通向量ψs *与估计逆变器磁通向量ψs之间的差，来计算定子磁通误差(向量)ψs,err。
定子磁通误差ψs,err输入到操作控制模块34，从而将定子磁通误差(的幅值)ψs,err与误差范围进行比较。在定子磁通误差ψs,err处于误差范围之内的情况下，操作控制模块34使模式控制模块36修改优化脉冲模式P(m,d)的开关转变的时刻，使得定子磁通误差ψs,err为最小。否则，操作控制模块34使模式控制模块36在开关转变的修改之前将附加脉冲插入优化脉冲模式P(m,d)，或者它切换到另一个控制器38。
最后，模式控制模块36或另一控制器38生成开关位置的向量u，其施加到转换器12。
控制器20的操作将在图2中更详细说明，图2示出可由控制器20来执行的方法。
下面使用归一化量，并且它集中于连接到电机18的三相逆变器12。但是必须理解，以下实施例也可适用于连接到一般p相负载的逆变器或者连接到电力网的电网连接转换器。可添加诸如滤波器、变压器和/或电缆之类的附加无源元件。
此外，下文中集中于用于计算误差值的磁通量。必须理解，估计磁通向量可采用估计电流向量来取代，以及参考磁通向量可采用参考电流向量来取代，以实现相同或相似的结果。
三相系统(abc)中的所有变量ξabc=[ξaξbξc]T经过ξαβ=Pξαβ来变换成固定正交αβ坐标中的ξαβ=[ξαξβ]T，其中
(1)
P-1表示P的伪逆。
ψs=[ψsαψsβ]T用来表示定子磁通向量，其将由控制器20来控制。转换器12可以是具有n个电压电平和总DC链路电压vdc的三相电压源逆变器12。例如，对于n=5的五级逆变器，逆变器12在每相产生n个电压电平。这些电压可通过整数变量来描述，其中表示三相其中之一。
三相开关位置可定义为。为了简洁起见，三相系统abc的索引可从uabc和ψs,abc中省去，简单地改写为u和ψs。
用来表示电流时刻，其中k是电流时间步，以及Ts是取样间隔。注意，t0取实值，而k是自然数。假定x相中的开关位置在时间t发生变化，即，为非零，其中dt是极小时间步。可被看作是单相开关转变。三相开关转变可相应地定义为。
误差确定
回到图2，在步骤S10，控制器20基于估计输出值(例如ψs)与参考输出值(例如ψs *)之间的差来确定误差值(例如ψs,err或者其幅值)。估计输出值ψs *可基于电力转换器12中例如提供给观测模块22的测量(例如is)。
例如，由控制器20所执行的算法可工作在离散时域，和/或可在相等间距的时刻kTs来激活，其中是离散时间步，以及Ts表示取样间隔。控制问题可在固定正交坐标中公式化和/或求解。如已经所述，机器的角电定子和转子频率/速度可以分别是ωs和ωr。
作为示例，定子磁通误差ψs,err可参照图3通过下列子步骤来确定。图3示出以下在固定正交αβ系中使用的向量。
在子步骤S10a，估计固定参考系中的定子和转子磁通向量。这产生ψs=[ψsαψsβ]T和ψr=[ψrαψrβ]T。设表示通量向量的角位置，以及|ψ|表示其幅值。通过控制器20的计算时间所引入的延迟可通过将估计定子和转子磁通向量在时间上前向旋转ωsTs、即并且对转子磁通量相应地操作来补偿。
在子步骤S10b，确定参考定子磁通向量ψs *。电机18所产生的电磁转矩Te可写作，其中kr是转子耦合因子，以及γ是定子与转子磁通向量之间的角。当电机18完全磁化时，参考定子磁通向量的幅值等于1pu。然后，对于转子磁通幅值的给定值和给定转矩参考，定子与转子磁通向量之间的预期角为
(2)。
参考磁通向量然后通过对时间求所选标称三相脉冲模式的积分来得到；参考角构成积分的上限。所产生瞬时参考磁通向量一般具有与其在酉圆上的相应值略有不同的幅值和角(图3)。这个图中的向量图提供参考磁通向量的微分的图形概括。
在子步骤S10c，确定定子磁通误差ψs,err，其是参考与估计定子磁通向量之间的差
(3)。
在步骤S12，将误差值(例如ψs,err或者其幅值)与误差范围进行比较。例如，误差范围可包括(离线)预设值，和/或可以是若干嵌套误差范围的中心误差范围，如将参照图7和图8所述。
在误差值ψs,err处于误差范围之内的情况下，电力转换器12在步骤S14采用修改预先计算开关序列来控制，其中修改预先计算开关序列可按照没有脉冲插入的MP3C算法来确定。
否则，在误差值ψs,err处于误差范围之外的情况下，电力转换器12通过切换到不同控制方案来控制；例如借助于在步骤S16对预先计算开关序列的脉冲插入或者借助于在步骤S18切换到另一种控制方法3002。
修改的开关序列的计算
采用在步骤S14的修改预先计算开关序列的控制可按照下列子步骤来执行：
在步骤S14a，确定基于电力转换器12的实际状态的转换器12的预先计算开关序列40。例如，实际状态可包括定子电流is、转子速度ωr、估计定子磁通向量ψs、估计转子磁通向量ψr和/或估计转矩Te。此外，预先计算开关序列可基于参考值/向量(其可由外控制环来提供)，例如参考速度ωs *、参考定子磁通向量ψs *和/或参考转矩Te *。
例如，预先计算开关序列40可基于如图4所示的优化脉冲模式P(m,d)。对于每一相a、b、c，开关序列40包括对时间t的开关转变序列42。
在子步骤S14b，预先计算开关序列40通过在时间上移动开关转变42的转变时间/开关时刻来修改，使得误差值为最小。控制问题可公式化为对二次目标/成本函数和线性约束的优化问题，即所谓的二次程序(QP)。
目标函数可处罚未校正值、例如未校正磁通误差(可控变量)和可选的开关时刻的变化(操纵变量)。例如，可使用对角加权矩阵Q，其分量可以很小。具体来说，QP可公式化为
(4a)
服从(4b)
(4c)
(4d)。
如先前所定义，ψs,err是固定坐标αβ中的定子磁通误差，以及ψs,corr(Δt)是定子磁通量的校正。开关时刻的校正在向量
(5)
中聚合。
对于相a，例如，第i转变时间的校正表示为，其中表示第i转变的标称开关时刻。后者再次定义为，其中dt是极小时间步。此外，na表示相a中处于预测时域之内的开关转变的数量，以及表示时域之外的第一标称开关转变。相应地定义相b和c的量。
通常，开关时刻不能任意修改。对于三相，施加约束的集合(4b)-(4d)，其按照两种方式来约束开关时刻。首先，通过当前时刻kTs，即，转变不能移入过去。其次，通过相同相中的相邻开关转变，确保保持开关转变的正确序列。
图4提供说明这种情况的示例。例如，相b中的第一开关转变约束到位于kTs与相b中的第二转变的标称开关时刻之间。相b中的第二开关转变只能延迟到相同相中的第三转变的标称开关时刻。在这个示例中，落入预测时域Tp中的转变的数量为na=2、nb=3和nc=1。注意，给定相中的转变与其他相中的那些转变无关地修改。
时域长度Tp是设计参数。在需要时，Tp增加，以便确保至少两相中的开关转变落入时域之内。在Tp小于的情况下，它增加到这个值。
在子步骤S14c，修改的开关序列40应用于电力转换器12。
首先，从QP中去除将在取样间隔之内发生的开关转变42。这能够通过更新对存储优化脉冲模式的开关角和相应三相电位值的查找表的指针来实现。
其次，得出在取样间隔的开关命令，即，开关时刻和关联开关位置。将开关命令发送给转换器12中的半导体开关14的选通单元。
脉冲插入
针对图5和图6来说明引起在步骤S16的针对步骤S14的修改。图5和图6示出与图4的一相相似的简图，以开关序列40开始。在开关序列40中，插入两个开关转变42a和42b。在开关序列40的开始并且在相同时刻来插入开关转变42a、42b。两个开关转变42a、42b可被理解为具有零宽度的附加脉冲44。
此后，开关序列40可按照步骤S14(其将在以下更详细说明)来修改，这可产生非零长度的附加开关脉冲44(参见图6)。
一般来说，开关脉冲44可包括相同相中的两个连续开关转变42a、42b或者由其组成。开关脉冲的两个开关转变42a、42b可具有相反符号，但是不一定具有相同幅值。一般来说，脉冲44可包括多于一相中的开关转变。
下面采取扩展步骤S14的算法的形式来描述附加脉冲的插入。
在子步骤S16a，按照子步骤S14a，确定预先计算开关序列40。
在子步骤S16b，确定与误差值关联的误差范围，以及基于所确定误差范围来确定插入开关脉冲44的电压电平。
预先要注意，在步骤S10，定子磁通误差在时刻t0按照下式来计算，其是参考与估计定子磁通向量之间的差：
(6)。
定子磁通误差从正交αβ坐标系映射到三相系统
(7)。
如图7所示，在每相中，对定子磁通误差ψs,err引入误差范围46a、46b、46c。当定子磁通误差ψs,err位于中心误差范围46a时，没有插入附加脉冲44。当定子磁通误差ψs,err位于第一误差范围46b之内时，插入电压电平1的脉冲44。当定子磁通误差ψs,err位于第二误差范围46c时，插入电压电平2的脉冲44。
如图7所示，abc中的磁通误差的幅值和符号确定附加开关转变ψs,err的幅值和符号。这对每相单独进行。如果开关转变在全部三相中为零、即当|gψs,err,x|<0.5时，则没有插入脉冲。
一般来说，三相中的转变的幅值和符号基于误差范围46a、46b、46c来确定。这可按照简洁方式表达为
(8)
其中增益g是用户定义标量参数。
增益和舍入（round）操作隐式地定义误差界限。还要注意，由于定子磁通向量是采用总DC链路电压的一半所加权的逆变器开关位置的积分，即，，所以项隐式地包含在增益g中。
当磁通误差为正(其可通过过小定子磁通量所引起)时，将要添加附加伏秒，这相当于添加正开关转变42a并且因此添加正脉冲44。
具体来说，在相x中要求幅值1的附加开关转变，如果0.5≤gψs,err,x<1.5，则Δuins,x=1。对应地，在的情况下添加幅值的转变。在负磁通误差存在的情况下添加负开关转变。
在可选子步骤S16，确保没有重复添加短脉冲44，其可引起颤动现象和开关频率的增加。这个问题可通过确保在插入开关转变42a、42b时插入转变42a、42b的幅值在保持其符号的同时在每相中减小来避免。具体来说，对于每相，所需附加转变在需要时按照下列三个规则来修改：
1.若并且则，
2.若则，
3.若则。
第一规则确保当脉冲插入活动在相x中已经结束但是在至少一个另一相中仍然进行时，在它在全部三相中已经结束之前没有在相x中重新开始。第二和第三规则强制实行，插入开关转变的幅值单调下降，直至它们达到零。
在子步骤S16d，附加开关转变Δuins插入在步骤S16a所确定的开关序列(40)中(即，标称开关位置和标称转变时间)。
具体来说，标称OPPP(m,d)可从查找表中读取。可构建标称(未修改)开关序列40，在将来充分远的时刻开始。相x中的标称开关序列40在图5中示为虚线。
此后，确定在时间t0的开关位置的值，其表示为。在这里，当前应用于转换器12的开关位置表示为。在超过逆变器的可用开关位置的集合的情况下，分别在最大和最小可达到开关位置饱和。这可暗示它也许不可能在所请求的完全程度上实现插入开关转变。作为示例，考虑五级逆变器。假定相x中的当前应用开关位置为ux(t0-dt)=1，并且已经请求附加开关转变。只能够实现，对应于相x中的的插入转变。
最后，通过在时间t0从u(t0-dt)向u(t0)添加开关转变42a以及在时间t0+dt从u(t0)向u(t0-dt)添加具有相反符号的另一个开关转变42b，来添加具有极小宽度dt的脉冲44。可能需要特别小心确保第二开关转变的幅值(在时间t0+dt)是正确的，因为第一和第二开关转变不一定合计为零。例如在t0调度标称开关转变时，情况是这样。开关位置u(t0+dt)在时间t0+dt可必须匹配标称开关位置。
脉冲44在时刻t0开始并且在t0+dt结束。因此，插入脉冲44的伏秒实际上为零。添加脉冲44在图5中示为直线。
所产生开关序列40包括通过OPPP(m,d)所给出的未修改开关转变42以及在时间t0的宽度dt的附加脉冲44。
在子步骤S16d，与步骤S14b类似，脉冲模式控制器模块36通过公式化和求解二次程序(QP)来运行，如(4)中所述。备选地，可公式化和求解基于无差拍控制器的MP3C变化。
模式控制器模块36修改的开关序列40的开关转变42a、42b、42，在时间t0开始，其一般可包括附加脉冲44。偏移脉冲44的转变时间，以去除任何磁通误差。
因此，上述脉冲插入概念依靠闭环控制，并且在需要时为控制器20提供附加自由度，以校正磁通误差ψs,err。插入脉冲44实际上具有零伏秒，因而与虚拟脉冲相似。脉冲44的宽度由模式控制器按照闭环方式来设置。这暗示在附加扰动影响磁通量的情况下或者当磁通参考发生变化时，脉冲44的宽度可在后续取样时刻重新调整。通过修改脉冲44的转变时间，将定子磁通向量尽可能快地重新驱动到其参考所需的伏秒校正通过MP3C来实现。
在子步骤S16e，与子步骤S14c相应地，修改的开关序列40应用于转换器20。
切换到另一种控制方法
对步骤S16的脉冲插入方法的替代或补充是当系统10工作在动态条件下时在步骤S18暂时切换到不同类型的控制方法。
例如，当误差值处于第一误差范围之外时，可运行步骤S16，而当误差值处于较宽的第二误差范围之外时，可运行步骤S18。
脉冲插入方法(步骤S16)可表示OPP的使用。这些不一定始终允许快速切换到使磁通误差为最小的电压向量。可要求等待较长时间间隔使下一个开关时刻出现，这取决于操作点。原因可能是开关时刻对电压波形的基本周期的不均匀分布。
除此之外，一些常规控制方法允许选择电压向量，其使磁通误差为最小，而无需等待比下一个取样间隔的出现要长的时间。这类快速闭环控制方法的典型示例包括基于滞后的磁通控制方法，例如直接转矩控制、模型预测直接转矩控制、直接自控制和滑动模式控制。
快速控制方法可作为实现和使用所提出的脉冲插入方法的替代(或补充)来实现。如果磁通误差幅值超过预设误差范围，则这种快速控制方法能够自动实现。低于这个值，OPP和MP3C能够用来确保电流波形的最小谐波失真以及准稳态操作中的较小磁通误差的消除。脉冲插入仍然可以是有利的，以便快速去除这类小磁通误差。
其他实施例
对误差值、例如磁通误差的误差范围46a、46b、46c可按照包括下列方式的各种方式来定义。
误差范围46a可具有不同的值，例如从-1至1而不是从-0.5至0.5。
误差范围46a可比误差范围46b和46c要宽。不是使用恒定宽度的误差范围46a、46b、46c，而是能够采用具有不同宽度的误差范围46a、46b、46c。作为示例，宽误差范围46b可用于小磁通误差，而对于较大误差，误差范围46c更严。因此，脉冲插入可谨慎地用于小误差，但是对于大磁通误差更进取。
如图8所示，可引入具有对将要插入的脉冲44的幅值的滞后的误差范围。当误差值随时间减小时，可使用其他(较小)误差范围46a'、46b'、46c'，如同误差值增加的情况一样。
此外，可使用另一个可控向量。至此，集中于直接连接到电机18的逆变器12，其中控制定子磁通向量。忽略定子电阻，定子磁通向量可相当于逆变器输出电压对时间的积分。将这个电压积分称作虚拟逆变器磁通向量。
这允许我们通过控制(虚拟)转换器磁通量ψ，将控制方法应用于任何转换器系统。具体来说，当LC滤波器和/或长电缆插入逆变器12与机器18之间时，ψ是所谓的虚拟逆变器磁通向量。对应地，在电网连接转换器环境中，ψ表示虚拟转换器磁通向量。在这类环境中，ψ的参考角的计算需要修改并且(2)相应地替代。
备选地，代替控制(虚拟磁通向量)，可控制电流向量，与关于轨迹跟踪的文献相似。还可设想控制其他向量。
功能模块可分别实现为编程软件模块或过程；但是，本领域的技术人员将会理解，功能模块可完全或部分通过硬件来实现。
虽然在附图和以上描述中详细示出和描述了本发明，但是这种图示和描述被认为是说明性或示范性而不是限制性的；本发明并不局限于所公开的实施例。通过研究附图、本公开和所附权利要求书，对所公开的实施例的其他变更是本领域的技术人员能够理解和实施的，并且实施要求保护的本发明。在权利要求书中，词语“包括”并不排除其他元件或步骤，以及不定冠词“一”或“一个”并不排除多个。单个处理器或控制器或者其他单元可完成权利要求书中所述的若干项的功能。在互不相同的从属权利要求中陈述某些量度的事实并不表示这些量度的组合不能用于产生良好效果。权利要求书中的任何参考标号不应当被理解为限制范围。
参考标号列表
10电力系统
12电力转换器
14半导体开关
16DC链路
18电动机或电机
20控制器
22观测模块
23编码器
24速度控制器模块
26转矩控制器模块
28磁通参考控制器模块
30磁通控制器模块
32模式选择器模块
34操作控制模块
36模式控制模块
38不同控制器
is定子电流
ωr转子速度
参考速度
估计定子磁通向量
参考定子磁通向量
估计转子磁通向量
Te估计转矩
参考转矩
P(m,d)优化脉冲模式
定子磁通误差
u三相开关位置
40开关序列
42开关转变
t时间
ua相a中的开关位置
ub相b中的开关位置
uc相c中的开关位置
Tp时域
42a附加开关转变
42b附加开关转变
44脉冲
46a中心误差范围
46b第二误差范围
46c第三误差范围
46a'滞后的中心误差范围
46b'滞后的第二误差范围
46c'滞后的第三误差范围。
权利要求书(按照条约第19条的修改)
1.一种用于控制电力转换器(12)的方法，所述方法包括：
基于估计输出值(ψs)与参考输出值(ψs *)之间的差来确定误差值(ψs,err)，所述估计输出值基于所述电力转换器(12)中的测量；
将所述误差值(ψs,err)与误差范围(46a)进行比较，并且在所述误差值处于所述误差范围(46a)之内的情况下，通过下列步骤采用修改的预先计算开关序列来控制所述电力转换器(12)：
基于所述电力转换器(12)的实际状态来确定所述转换器(12)的预先计算开关序列(40)，所述开关序列包括所述转换器(12)的开关转变(42)的序列；
通过修改所述预先计算开关序列的开关转变(42)的转变时间来修改所述预先计算开关序列(40)，使得所述误差值(ψs,err)被最小化；
向所述电力转换器(12)应用所述修改的开关序列的至少一部分；
在所述误差值(ψs,err)超过所述误差范围(46a)的情况下，通过切换到不同控制方案来控制所述电力转换器；
由此所述不同控制方案基于在修改所述预先计算开关序列并且附加开关转变(42a，42b)生成具有极小宽度的附加脉冲(44)之前将所述附加开关转变(42a，42b)插入所述预先计算开关序列(40)中；
从多个误差范围(46a，46b，46c)中选择与所述误差值关联的误差范围，由此所述插入的开关转变(42a，42b)的电压电平取决于所确定误差范围，并且误差范围的选择基于以往误差值。
2.如权利要求1所述的方法，
其中，所述误差范围具有不同宽度。
3.如以上权利要求中的任一项所述的方法，
其中，所述误差值(ψs,err)是基于估计磁通向量与参考磁通向量之间的差的磁通误差；或者
其中所述误差值是基于估计电流与参考电流之间的差的电流误差。
4.如以上权利要求中的任一项所述的方法，
其中，所述误差值(ψs,err)被最小化，服从关于不修改所述预先计算开关序列的开关转变的顺序的约束。
5.如以上权利要求中的任一项所述的方法，
其中，所述修改的开关序列(40)通过采用基于所述误差值的成本函数求解二次问题来确定。
6.如以上权利要求中的任一项所述的方法，
其中，所述误差值(ψs,err)在包含二相中的至少两个开关转变(42)的预测时域(Tp)之内为最小。
7.一种计算机程序，在运行于处理器上时适合于运行如权利要求1至6中的任一项所述的方法的步骤。
8.一种计算机可读介质，其上存储了如权利要求7所述的计算机程序。
9.一种用于控制电力转换器(14)的控制器(20)，适合于运行如权利要求1至6中的任一项所述的方法的步骤。
10.一种电力转换器(14)，包括：
多个半导体开关(14)；
如权利要求9所述的控制器(20)，适合于控制所述电力转换器(14)的所述半导体开关(14)。

Claims (11)

1.一种用于控制电力转换器(12)的方法，所述方法包括：
基于估计输出值(ψs)与参考输出值(ψs *)之间的差来确定误差值(ψs,err)，所述估计输出值基于所述电力转换器(12)中的测量；
将所述误差值(ψs,err)与误差范围(46a)进行比较，并且在所述误差值处于所述误差范围(46a)之内的情况下，通过下列步骤采用修改的预先计算开关序列来控制所述电力转换器(12)：
基于所述电力转换器(12)的实际状态来确定所述转换器(12)的预先计算开关序列(40)，所述开关序列包括所述转换器(12)的开关转变(42)的序列；
通过修改所述预先计算开关序列的开关转变(42)的转变时间来修改所述预先计算开关序列(40)，使得所述误差值(ψs,err)被最小化；
向所述电力转换器(12)应用所述修改的开关序列的至少一部分；
在所述误差值(ψs,err)超过所述误差范围(46a)的情况下，通过切换到不同控制方案来控制所述电力转换器；
由此所述不同控制方案基于在修改所述预先计算开关序列并且附加开关转变(42a，42b)生成具有极小宽度的附加脉冲(44)之前将所述附加开关转变(42a，42b)插入所述预先计算开关序列(40)中；
从多个误差范围(46a，46b，46c)中选择与所述误差值关联的误差范围，由此所述插入的开关转变(42a，42b)的电压电平取决于所确定误差范围，并且误差范围的选择基于以往误差值。
2.如权利要求1所述的方法，
其中，所述不同控制方案是另一种控制方法。
3.如权利要求1或2所述的方法，
其中，所述误差范围具有不同宽度。
4.如以上权利要求中的任一项所述的方法，
其中，所述误差值(ψs,err)是基于估计磁通向量与参考磁通向量之间的差的磁通误差；或者
其中所述误差值是基于估计电流与参考电流之间的差的电流误差。
5.如以上权利要求中的任一项所述的方法，
其中，所述误差值(ψs,err)被最小化，服从关于不修改所述预先计算开关序列的开关转变的顺序的约束。
6.如以上权利要求中的任一项所述的方法，
其中，所述修改的开关序列(40)通过采用基于所述误差值的成本函数求解二次问题来确定。
7.如以上权利要求中的任一项所述的方法，
其中，所述误差值(ψs,err)在包含二相中的至少两个开关转变(42)的预测时域(Tp)之内为最小。
8.一种计算机程序，在运行于处理器上时适合于运行如权利要求1至7中的任一项所述的方法的步骤。
9.一种计算机可读介质，其上存储了如权利要求8所述的计算机程序。
10.一种用于控制电力转换器(14)的控制器(20)，适合于运行如权利要求1至7中的任一项所述的方法的步骤。
11.一种电力转换器(14)，包括：
多个半导体开关(14)；
如权利要求10所述的控制器(20)，适合于控制所述电力转换器(14)的所述半导体开关(14)。
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