CN111181453B - 一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开了一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法，包括建立永磁同步轮毂驱动电机系统及其数学模型，然后离散化，其次依次建立过采样无差拍控制器、电压畸变补偿控制器、实际电压补偿控制器，最后通过建立扰动观测器，转速ω作为扰动观测器的输入，q/d轴扰动观测器电压补偿与作为其输出；以上控制器仅仅需要在软件上进行编程，而不需要再添加硬件设备，即无需添加物理层面的实际控制器，相比之下成本较低，可行性较高而且抗干扰性能比较好，易于在工程上实行。

Description

一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法

技术领域

本发明属于新能源汽车驱动领域，是一种基于过采样无差拍补偿控制器的轮毂同步电机控制方法，适用于轮毂电机的抗干扰控制。

背景技术

近年来，石油资源的大幅度消耗导致全球能源压力剧增，各种环保措施也迫在眉睫，新能源汽车的出现大幅度降低了能源消耗与环境污染。作为新能源汽车三电之一，电控在新能源汽车的研究中占了很大一部分比例。

永磁同步电机与同步电机和异步电机相比，不存在电励磁和相应的损耗，永磁转子不发热，电负荷可以选得很高，因而体积小、功率密度高。随着新型电机控制理论和稀土永磁材料的快速发展，永磁同步电动机性能得以进一步提升，与普通电机相比，有许多独特优势。例如说高效节能、温升低、启动性能好、体积小、重量轻等。

轮毂电机将永磁同步电机装进汽车轮毂中，省略了离合器、变速器、传动轴、差速器与分动器等大量传动部件，使车辆结构更加简单，可以获得更好的空间利用率，同时增加了汽车的传动效率。车辆安装轮毂电机以后就具备了单轮独立驱动的特性，因此无论是前驱、后驱还是四驱形式，都可以比较轻松地实现。同时轮毂电机可以通过左右车轮的不同转速甚至反转实现类似履带式车辆的差动转向，大大减小车辆的转弯半径，在特殊情况下几乎可以实现原地转向。然而永磁同步轮毂电机具有复杂的非线性、时变和温度依赖的数学模型，而且永磁同步电机驱动器的性能还会受到许多不确定性的影响。因此本专利设计了一种过采样无差拍补偿控制器来应对永磁同步轮毂电机在实际运用中的不确定性。

发明内容

本发明提出了一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器，用于永磁同步轮毂电机伺服驱动系统的辨识与控制，提高了动态性能。该控制方案包括过采样无差拍控制器、电压畸变补偿控制器、实际电压补偿控制器与扰动观测器。由于参数的不确定性，基于模型的控制器计算量大，性能下降。该控制器与现场可编程门阵列同时实现，可实现恒定的开关频率和最佳的电流纹波，并具有高的电流环路带宽和鲁棒的参数变化行为。为了补偿变换器的电压畸变，在控制器中加入了干扰观测器。

本发明采用技术方案步骤如下：

一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法，包括以下步骤：

步骤1，首先采集d-q轴实际电压与参考电压，通过内部模块计算和坐标变换建立永磁同步轮毂驱动电机系统；

步骤2，建立永磁同步轮毂驱动电机系统的数学模型；

步骤3，离散化驱动电机系统的数学模型；

步骤4，建立过采样无差拍控制器，将转速ω、控制器采样周期T_x与调制载波周期T_c作为过采样无差拍控制器的输入，与/>作为过采样无差拍控制器的电压输出；

步骤5，建立电压畸变补偿控制器，将转速ω、控制器采样周期T_x与调制载波周期T_c作为电压畸变补偿控制器的输入，q/d轴电压畸变补偿与/>为其输出；

步骤6，建立实际电压补偿控制器，将转速ω、载波斜率为正时的切换瞬间时间与载波斜率为负时的切换瞬间时间为实际电压补偿控制器输入，q/d轴实际电压补偿与/>为其输出；

步骤7，建立扰动观测器，转速ω作为扰动观测器的输入，q/d轴扰动观测器电压补偿与/>作为其输出；最终将轮毂电机系统，过采样无差拍控制器，电压畸变补偿控制器，实际电压补偿控制器，扰动观测器共同构成轮毂电机过采样无差拍补偿控制器。

进一步，步骤2，建立驱动电机系统的数学模型为：

其中，u_q、u_d、i_q、i_d、ψ_q、ψ_d分别是旋转坐标系d-q轴的电压,电流与磁链；R_s为定子电阻；L_d与L_q是d-q轴的电感；ω为电机转速，ψ_m为转子永磁体峰值磁链。

进一步，步骤4的具体实现过程为：

首先，若控制器采样周期T_x与调制载波周期T_c的比值较低，系统将变得很不稳定，为了保证在不改变开关频率的情况下减小控制器采样时间，将过采样系数n_c定义为定义可变采样时间T_s(i)为：

其中，i＝0,1,2,…,n_c-1,遍及每个载波段的末段，考虑到控制器的时间变量，将(1-6)带入步骤3的离散化方程得到：

其中，与/>由/>离散化得到，其中，ω(k)为k时刻的转速，i_q(k+n_c)与i_d(k+n_c)为k+n_c时刻的q/d轴电流值，i_q(k+i)与i_d(k+i)为k+i时刻的q/d轴电流值，u_q(k+i)与u_d(k+i)为k+i时刻的q/d轴电压值，ω(k+i)为k+i时刻的转速，同时可以得到过采样无差拍控制器的电压输出：

进一步，所述步骤5的具体过程为：

根据永磁同步轮毂电机系统数学模型，在k+i周期的d-q轴电流i_q(k+i)与i_d(k+i)可以通过k+i-1时刻的值来预测，预测值如下：

其中，与/>由/>经过T_x时间的离散化得到；i_q(k+i-1)与i_d(k+i-1)为k+i-1时刻的d-q轴电流，/>与/>为控制器在k+i-1时刻的q/d轴电流，/>与/>为实际q/d轴电流，ω(k+i-1)为k+i-1时刻的电机转速；

通过控制器电压与实际电压的比较，可以得到k+i时刻的q/d轴电压畸变补偿如下：

其中，分别为控制器在k+i-1时刻的q/d轴电压； 分别为实际q/d轴电压。

进一步，所述步骤6中，从式(1-11)可以看出，为了计算过采样无差拍控制器的补偿项，需要同时知道上一时刻的控制器电压与施加的实际电压；控制器电压可以存储在控制器内存中，以便于在下一时刻使用，而逆变器施加的实际电压/>则需要被计算；通过对载波和单相位参考信号可以确定调制电压和载波交叉的时刻/>为载波斜率为正时的切换瞬间时间，/>为载波斜率为负时的切换瞬间时间，变换器所施加的平均电压可计算如下：

为变换器所施加的平均电压，u_dc为直流电源电压，将逆变器施加的实际相电压经过Clark变换与Park变换(T_3s/2r)在q-d参考坐标系上进行变换，得到/>与/>

进一步，所述步骤7的具体过程为：

首先，假设扰动为常数，则连续估计方程为：

其中，与/>为q/d轴电压扰动估计值，/> 与/>为q/d轴电压扰动，w_q与w_d为q/d轴电压扰动参数，扰动方程的离散状态空间形式为：

其中，与/>为k+1时刻的q/d轴电压扰动，/>与/>为k时刻的q/d轴电压扰动，/>

考虑电压扰动的状态空间离散化模型为：

考虑到以下干扰，状态变量增加了两个：

其中，u(k)＝[u_q(k) u_d(k)]^T；

最后，对(1-16)进行降阶Luenberger处理，得到：

与/>为对k时刻的q/d轴电压扰动的估计值，/>与/>为对k-1时刻的q/d轴电压扰动的估计值，L_r为一个2*2的Luenberger矩阵；

最终，控制系统的输出电压结果与/>如下所示：

本发明的有益效果为：

1、通过构建过采样无差拍控制器，电压畸变补偿控制器，实际电压补偿控制器，扰动观测器提高了永磁同步轮毂电机系统的鲁棒性，使其具有更好的动态性能与静态性能，有效解决了轮毂电机控制方法的缺陷，设计简单、控制效果优良，具有很强的抗干扰能力。

2、以上控制器仅仅需要在软件上进行编程，而不需要再添加硬件设备，即无需添加物理层面的实际控制器，相比之下成本较低，可行性较高而且抗干扰性能比较好，易于在工程上实行。

附图说明

图1为轮毂电机系统示意图，是有电压坐标转换模块11，SVPWM模块12、轮毂电机模块13、磁通角估计模块14、电流坐标转换模块15共同构成的轮毂电机系统16；

图2为轮毂电机系统过采样无差拍补偿控制器，由轮毂电机系统16、过采样无差拍控制器41、电压畸变补偿控制器51、实际电压补偿控制器61、扰动观测器71构成轮毂电机过采样无差拍补偿控制器；

图3为实际电压补偿控制器脉冲宽度调制波与施加实际电压控制图。

具体实施方式

本发明的具体实施步骤分为以下几步：

如图1所示，1.通过采集d-q轴实际电压与参考电压，通过内部模块计算和坐标变换建立驱动电机系统16：

将电压坐标转换模块11、SVPWM模块12、永磁同步电机模块13、磁通角估计模块14、电流坐标转换模块15共同组成轮毂电机系统16。此轮毂电机系统的输入为和/>输出为转子位置角θ_r和i_q、i_d。将/>和/>作为电压坐标转换模块11的输入，同时输入电角度θ_e，输出为三相电压u_a、u_b,、u_c；将其作为SVPWM模块12的输入，输出为三相电流i_a、i_b、i_c；三相电流输入永磁同步电机模块13，电机输出位置角θ_r；对位置角进行微分，得到机械角速度ω_r并且输入给磁通角估计模块14，得到电角度θ_e；将三相电流作为电流坐标转换模块15的输入，同时输入电角度θ_e，输出两相坐标i_q与i_d。将该系统等效为轮毂电机系统16。该驱动电机系统为本领域的公知常识，见：袁雷，胡冰新，魏克银，陈姝.现代永磁同步电机控制原理机Matlab仿真.北京航空航天大学出版社.

2.永磁同步轮毂电机数学模型的构建：

其中，u_q、u_d、i_q、i_d、ψ_q、ψ_d分别是旋转坐标系d-q轴的电压,电流与磁链；R_s为定子电阻；L_d与L_q是d-q轴的电感；ω为电机转速，ψ_m为转子永磁体峰值磁链。

3.在设计控制器之前，为方便数字化的实现基于模型的控制器，需要对(1-1)进行离散化，得到：

其中：

k时刻附近的离散状态空间表示为：

其中，i_q(k+1)与i_d(k+1)为k+1时刻的q/d轴电流值，i_q(k)与i_d(k)为k时刻的q/d轴电流值,u_q(k)与u_d(k)为k时刻的q/d轴电压值，ω(k)为k时刻的转速,

4.过采样无差拍控制器的构建：

如图2所示，首先，若控制器采样周期T_x与调制载波周期T_c的比值较低，系统将变得很不稳定，为了保证在不改变开关频率的情况下减小控制器采样时间，将过采样系数n_c定义为

定义可变采样时间T_s(i)为：

其中，i＝0,1,2,…,n_c-1,遍及每个载波段的末段。考虑到控制器的时间变量，将(1-6)带入离散化方程(1-4)与(1-5)得到

其中，与/>由(1-5)离散化得到，其中，i_q(k+n_c)与i_d(k+n_c)为k+n_c时刻的q/d轴电流值，i_q(k+i)与i_d(k+i)为k+i时刻的q/d轴电流值，u_q(k+i)与u_d(k+i)为k+i时刻的q/d轴电压值，ω(k+i)为k+i时刻的转速。同时可以得到过采样无差拍控制器的输出：

在实际应用中，定子电阻和电感都会发生变化，将导致过采样无差拍控制器的性能显著下降，因此需要引入电压畸变补偿控制器。

5.电压畸变补偿控制器的构建：

在实际应用中，如果控制器的工作频率等于或等于变换器开关频率的两倍，则该控制器在一段采样时间内所加的平均电压将等于功率变换器所加的平均电压。由于其固有的离散型，功率变换器只能输出有限数量的电压。对于现代电子所常用的标准三相两电平电压源逆变器，相电压可以为或者/>u_dc为直流电源电压，根据PWM原理调制最终达到参考电压。过采样无差拍控制器，这意味着所产生的参考电压在单独的控制样本时间中无法应用。因此，需要对过采样无差拍控制器的输出结果进行补偿。

根据永磁同步轮毂电机模型，在k+i周期的d-q轴电流i_q(k+i)与i_d(k+i)可以通过k+i-1时刻的值来预测，预测值如下：

其中，与/>由(1-5)经过T_x时间的离散化得到。i_q(k+i-1)与i_d(k+i-1)为k+i-1时刻的d-q轴电流，/>与/>为控制器在k+i-1时刻的q/d轴电流，/>与/>为实际q/d轴电流，ω(k+i-1)为k+i-1时刻的电机转速。

通过控制器电压与实际电压的比较，可以得到k+i时刻的q/d轴电压畸变补偿如下：

6.实际电压补偿控制器的构建：

从式(1-11)可以看出，为了计算过采样无差拍控制器的补偿项，需要同时知道上一时刻的控制器电压与施加的实际电压。控制器电压可以存储在控制器内存中，以便于在下一时刻使用，而逆变器施加的实际电压/>则需要被计算。图3给出了一般单相标准脉冲宽度调制波和相应的变换器相电压。通过对载波和单相位参考信号可以确定调制电压和载波交叉的时刻/>为载波斜率为正时的切换瞬间时间，/>为载波斜率为负时的切换瞬间时间，变换器所施加的平均电压可计算如下：

为变换器所施加的平均电压，将逆变器施加的实际相电压经过Clark变换与Park变换(T_3s/2r)在q-d参考坐标系上进行变换，得到q/d轴实际电压补偿/>与/>

7.扰动观测器的构建：

过采样无差拍控制器动态特性和稳态偏移量等性能很大程度上取决于系统的动态特性和稳态偏移量。模型化过程中任何失配或参数的不确定性都会导致控制器性能的恶化。因控制器的构建为用到积分操作，定子电阻的任何不确定性，转子永磁体所产生的刺痛非线性变化以及外部扰动都会导致电流的稳态偏移。为了避免这一问题，构建了一种基于降阶Luenberger的扰动观测器。

首先，假设扰动为常数，则连续估计方程为：

其中，与/>为q/d轴电压扰动估计值，/> 与/>为q/d轴电压扰动，w_q与w_d为q/d轴电压扰动参数，扰动方程的离散状态空间形式为：

其中，与/>为k+1时刻的q/d轴电压扰动，/>与/>为k时刻的q/d轴电压扰动，/>考虑电压扰动的状态空间离散化模型为：

考虑到以下干扰，状态变量增加了两个：

其中，u(k)＝[u_q(k) u_d(k)]^T。

最后，对(1-16)进行降阶Luenberger处理，得到q/d轴扰动观测器电压补偿与

与/>为对k时刻的q/d轴电压扰动的估计值，/>与/>为对k-1时刻的q/d轴电压扰动的估计值，L_r为一个2*2的Luenberger矩阵。

最终，控制系统的输出结果与/>如下所示：

在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。

尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (1)

1.一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法，其特征在于，包括以下步骤：

步骤1，首先采集d-q轴实际电压与参考电压，通过内部模块计算和坐标变换建立永磁同步轮毂驱动电机系统；

步骤2，建立永磁同步轮毂驱动电机系统的数学模型；

步骤3，离散化驱动电机系统的数学模型；

步骤4，建立过采样无差拍控制器，将转速ω、控制器采样周期T_x与调制载波周期T_c作为过采样无差拍控制器的输入，与/>作为过采样无差拍控制器的电压输出；

步骤5，建立电压畸变补偿控制器，将转速ω、控制器采样周期T_x与调制载波周期T_c作为电压畸变补偿控制器的输入，q/d轴电压畸变补偿与/>为其输出；

步骤6，建立实际电压补偿控制器，将转速ω、载波斜率为正时的切换瞬间时间与载波斜率为负时的切换瞬间时间为实际电压补偿控制器输入，q/d轴实际电压补偿与/>为其输出；

步骤7，建立扰动观测器，转速ω作为扰动观测器的输入，q/d轴扰动观测器电压补偿与/>作为其输出；最终将轮毂电机系统，过采样无差拍控制器，电压畸变补偿控制器，实际电压补偿控制器，扰动观测器共同构成轮毂电机过采样无差拍补偿控制器；

步骤2，建立驱动电机系统的数学模型为：

其中，u_q、u_d、i_q、i_d、ψ_q、ψ_d分别是旋转坐标系d-q轴的电压,电流与磁链；R_s为定子电阻；L_d与L_q是d-q轴的电感；ω为电机转速，ψ_m为转子永磁体峰值磁链；

步骤4的具体实现过程为：

首先，若控制器采样周期T_x与调制载波周期T_c的比值较低，系统将变得很不稳定，为了保证在不改变开关频率的情况下减小控制器采样时间，将过采样系数n_c定义为定义可变采样时间T_s(i)为：

其中，i＝0,1,2,…,n_c-1,遍及每个载波段的末段，考虑到控制器的时间变量，将(1-6)带入步骤3的离散化方程得到：

其中，与/>由/>离散化得到，其中，ω(k)为k时刻的转速，i_q(k+n_c)与i_d(k+n_c)为k+n_c时刻的q/d轴电流值，i_q(k+i)与i_d(k+i)为k+i时刻的q/d轴电流值，u_q(k+i)与u_d(k+i)为k+i时刻的q/d轴电压值，ω(k+i)为k+i时刻的转速，同时可以得到过采样无差拍控制器的电压输出：

所述步骤5的具体过程为：

根据永磁同步轮毂电机系统数学模型，在k+i周期的d-q轴电流i_q(k+i)与i_d(k+i)可以通过k+i-1时刻的值来预测，预测值如下：

其中，与/>由/>经过T_x时间的离散化得到；i_q(k+i-1)与i_d(k+i-1)为k+i-1时刻的d-q轴电流，/>与/>为控制器在k+i-1时刻的q/d轴电流，/>与/>为实际q/d轴电流，ω(k+i-1)为k+i-1时刻的电机转速；

通过控制器电压与实际电压的比较，可以得到k+i时刻的q/d轴电压畸变补偿如下：

其中，分别为控制器在k+i-1时刻的q/d轴电压；/> 分别为实际q/d轴电压；

所述步骤6中，从式(1-11)可以看出，为了计算过采样无差拍控制器的补偿项，需要同时知道上一时刻的控制器电压与施加的实际电压；控制器电压可以存储在控制器内存中，以便于在下一时刻使用，而逆变器施加的实际电压/>则需要被计算；通过对载波和单相位参考信号可以确定调制电压和载波交叉的时刻/>为载波斜率为正时的切换瞬间时间，/>为载波斜率为负时的切换瞬间时间，变换器所施加的平均电压可计算如下：

为变换器所施加的平均电压，u_dc为直流电源电压，将逆变器施加的实际相电压经过Clark变换与Park变换(T_3s/2r)在q-d参考坐标系上进行变换，得到/>与/>

所述步骤7的具体过程为：

首先，假设扰动为常数，则连续估计方程为：

其中，与/>为q/d轴电压扰动估计值，/> 与/>为q/d轴电压扰动，w_q与w_d为q/d轴电压扰动参数，扰动方程的离散状态空间形式为：

其中，与/>为k+1时刻的q/d轴电压扰动，/>与/>为k时刻的q/d轴电压扰动，/>

考虑电压扰动的状态空间离散化模型为：

考虑到以下干扰，状态变量增加了两个：

其中，u(k)＝[u_q(k) u_d(k)]^T；

最后，对(1-16)进行降阶Luenberger处理，得到：

与/>为对k时刻的q/d轴电压扰动的估计值，/>与/>为对k-1时刻的q/d轴电压扰动的估计值，L_r为一个2*2的Luenberger矩阵；

最终，控制系统的输出电压结果与/>如下所示：