CN111181453A - 一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法 - Google Patents

一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法 Download PDF

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CN111181453A CN202010036420.0A CN202010036420A CN111181453A CN 111181453 A CN111181453 A CN 111181453A CN 202010036420 A CN202010036420 A CN 202010036420A CN 111181453 A CN111181453 A CN 111181453A
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Abstract

本发明公开了一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法，包括建立永磁同步轮毂驱动电机系统及其数学模型，然后离散化，其次依次建立过采样无差拍控制器、电压畸变补偿控制器、实际电压补偿控制器，最后通过建立扰动观测器，转速ω作为扰动观测器的输入，q/d轴扰动观测器电压补偿
Figure DDA0002366183670000011
与
Figure DDA0002366183670000012
作为其输出；以上控制器仅仅需要在软件上进行编程，而不需要再添加硬件设备，即无需添加物理层面的实际控制器，相比之下成本较低，可行性较高而且抗干扰性能比较好，易于在工程上实行。

Description

一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法
技术领域
本发明属于新能源汽车驱动领域，是一种基于过采样无差拍补偿控制器的轮毂同步电机控制方法，适用于轮毂电机的抗干扰控制。
背景技术
近年来，石油资源的大幅度消耗导致全球能源压力剧增，各种环保措施也迫在眉睫，新能源汽车的出现大幅度降低了能源消耗与环境污染。作为新能源汽车三电之一，电控在新能源汽车的研究中占了很大一部分比例。
永磁同步电机与同步电机和异步电机相比，不存在电励磁和相应的损耗，永磁转子不发热，电负荷可以选得很高，因而体积小、功率密度高。随着新型电机控制理论和稀土永磁材料的快速发展，永磁同步电动机性能得以进一步提升，与普通电机相比，有许多独特优势。例如说高效节能、温升低、启动性能好、体积小、重量轻等。
轮毂电机将永磁同步电机装进汽车轮毂中，省略了离合器、变速器、传动轴、差速器与分动器等大量传动部件，使车辆结构更加简单，可以获得更好的空间利用率，同时增加了汽车的传动效率。车辆安装轮毂电机以后就具备了单轮独立驱动的特性，因此无论是前驱、后驱还是四驱形式，都可以比较轻松地实现。同时轮毂电机可以通过左右车轮的不同转速甚至反转实现类似履带式车辆的差动转向，大大减小车辆的转弯半径，在特殊情况下几乎可以实现原地转向。然而永磁同步轮毂电机具有复杂的非线性、时变和温度依赖的数学模型，而且永磁同步电机驱动器的性能还会受到许多不确定性的影响。因此本专利设计了一种过采样无差拍补偿控制器来应对永磁同步轮毂电机在实际运用中的不确定性。
发明内容
本发明提出了一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器，用于永磁同步轮毂电机伺服驱动系统的辨识与控制，提高了动态性能。该控制方案包括过采样无差拍控制器、电压畸变补偿控制器、实际电压补偿控制器与扰动观测器。由于参数的不确定性，基于模型的控制器计算量大，性能下降。该控制器与现场可编程门阵列同时实现，可实现恒定的开关频率和最佳的电流纹波，并具有高的电流环路带宽和鲁棒的参数变化行为。为了补偿变换器的电压畸变，在控制器中加入了干扰观测器。
本发明采用技术方案步骤如下：
一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法，包括以下步骤：
步骤1，首先采集d-q轴实际电压与参考电压，通过内部模块计算和坐标变换建立永磁同步轮毂驱动电机系统；
步骤2，建立永磁同步轮毂驱动电机系统的数学模型；
步骤3，离散化驱动电机系统的数学模型；
步骤4，建立过采样无差拍控制器，将转速ω、控制器采样周期Tx与调制载波周期Tc作为过采样无差拍控制器的输入，
Figure BDA0002366183650000024
与
Figure BDA0002366183650000025
作为过采样无差拍控制器的电压输出；
步骤5，建立电压畸变补偿控制器，将转速ω、控制器采样周期Tx与调制载波周期Tc作为电压畸变补偿控制器的输入，q/d轴电压畸变补偿
Figure BDA0002366183650000026
与
Figure BDA0002366183650000027
为其输出；
步骤6，建立实际电压补偿控制器，将转速ω、载波斜率为正时的切换瞬间时间与载波斜率为负时的切换瞬间时间为实际电压补偿控制器输入，q/d轴实际电压补偿
Figure BDA0002366183650000029
与
Figure BDA0002366183650000028
为其输出；
步骤7，建立扰动观测器，转速ω作为扰动观测器的输入，q/d轴扰动观测器电压补偿
Figure BDA00023661836500000210
与
Figure BDA00023661836500000211
作为其输出；最终将轮毂电机系统，过采样无差拍控制器，电压畸变补偿控制器，实际电压补偿控制器，扰动观测器共同构成轮毂电机过采样无差拍补偿控制器。
进一步，步骤2，建立驱动电机系统的数学模型为：
Figure BDA0002366183650000021
其中，uq、ud、iq、id、ψq、ψd分别是旋转坐标系d-q轴的电压,电流与磁链；Rs为定子电阻；Ld与Lq是d-q轴的电感；ω为电机转速，ψm为转子永磁体峰值磁链。
进一步，步骤4的具体实现过程为：
首先，若控制器采样周期Tx与调制载波周期Tc的比值较低，系统将变得很不稳定，为了保证在不改变开关频率的情况下减小控制器采样时间，将过采样系数nc定义为
Figure BDA0002366183650000022
定义可变采样时间Ts(i)为：
Figure BDA0002366183650000023
其中，i＝0,1,2,…,nc-1,遍及每个载波段的末段，考虑到控制器的时间变量，将(1-6)带入步骤3的离散化方程得到：
Figure BDA0002366183650000031
其中，
Figure BDA0002366183650000032
与
Figure BDA0002366183650000033
由
Figure BDA0002366183650000034
离散化得到，其中，ω(k)为k时刻的转速，iq(k+nc)与id(k+nc)为k+nc时刻的q/d轴电流值，iq(k+i)与id(k+i)为k+i时刻的q/d轴电流值，uq(k+i)与ud(k+i)为k+i时刻的q/d轴电压值，ω(k+i)为k+i时刻的转速，同时可以得到过采样无差拍控制器的电压输出：
Figure BDA0002366183650000035
进一步，所述步骤5的具体过程为：
根据永磁同步轮毂电机系统数学模型，在k+i周期的d-q轴电流iq(k+i)与id(k+i)可以通过k+i-1时刻的值来预测，预测值如下：
Figure BDA0002366183650000036
Figure BDA0002366183650000037
其中，
Figure BDA0002366183650000039
与
Figure BDA00023661836500000310
由
Figure BDA0002366183650000038
经过Tx时间的离散化得到；iq(k+i-1)与id(k+i-1)为k+i-1时刻的d-q轴电流，
Figure BDA00023661836500000311
与
Figure BDA00023661836500000312
为控制器在k+i-1时刻的q/d轴电流，
Figure BDA00023661836500000313
与
Figure BDA00023661836500000314
为实际q/d轴电流，ω(k+i-1)为k+i-1时刻的电机转速；
通过控制器电压与实际电压的比较，可以得到k+i时刻的q/d轴电压畸变补偿如下：
Figure BDA0002366183650000041
其中，
Figure BDA0002366183650000044
分别为控制器在k+i-1时刻的q/d轴电压；
Figure BDA0002366183650000045
Figure BDA0002366183650000046
分别为实际q/d轴电压。
进一步，所述步骤6中，从式(1-11)可以看出，为了计算过采样无差拍控制器的补偿项，需要同时知道上一时刻的控制器电压与施加的实际电压；控制器电压
Figure BDA0002366183650000047
可以存储在控制器内存中，以便于在下一时刻使用，而逆变器施加的实际电压
Figure BDA0002366183650000048
则需要被计算；通过对载波和单相位参考信号可以确定调制电压和载波交叉的时刻
Figure BDA0002366183650000049
为载波斜率为正时的切换瞬间时间，
Figure BDA00023661836500000410
为载波斜率为负时的切换瞬间时间，变换器所施加的平均电压可计算如下：
Figure BDA0002366183650000042
Figure BDA00023661836500000411
为变换器所施加的平均电压，udc为直流电源电压，将逆变器施加的实际相电压经过Clark变换与Park变换(T3s/2r)在q-d参考坐标系上进行变换，得到
Figure BDA00023661836500000413
与
Figure BDA00023661836500000412
进一步，所述步骤7的具体过程为：
首先，假设扰动为常数，则连续估计方程为：
Figure BDA0002366183650000043
其中，
Figure BDA0002366183650000051
与
Figure BDA0002366183650000052
为q/d轴电压扰动估计值，
Figure BDA0002366183650000053
Figure BDA00023661836500000513
与
Figure BDA00023661836500000512
为q/d轴电压扰动，wq与wd为q/d轴电压扰动参数，扰动方程的离散状态空间形式为：
Figure BDA0002366183650000054
其中，
Figure BDA00023661836500000514
与
Figure BDA00023661836500000515
为k+1时刻的q/d轴电压扰动，
Figure BDA00023661836500000516
与
Figure BDA00023661836500000517
为k时刻的q/d轴电压扰动，
Figure BDA0002366183650000055
考虑电压扰动的状态空间离散化模型为：
Figure BDA0002366183650000056
考虑到以下干扰，状态变量增加了两个：
Figure BDA0002366183650000057
其中，
Figure BDA0002366183650000058
u(k)＝[uq(k) ud(k)]T；
最后，对(1-16)进行降阶Luenberger处理，得到：
Figure BDA0002366183650000059
Figure BDA00023661836500000518
与
Figure BDA00023661836500000519
为对k时刻的q/d轴电压扰动的估计值，
Figure BDA00023661836500000520
与
Figure BDA00023661836500000521
为对k-1时刻的q/d轴电压扰动的估计值，Lr为一个2*2的Luenberger矩阵；
最终，控制系统的输出电压结果
Figure BDA00023661836500000522
与
Figure BDA00023661836500000523
如下所示：
Figure BDA00023661836500000510
Figure BDA00023661836500000511
本发明的有益效果为：
1、通过构建过采样无差拍控制器，电压畸变补偿控制器，实际电压补偿控制器，扰动观测器提高了永磁同步轮毂电机系统的鲁棒性，使其具有更好的动态性能与静态性能，有效解决了轮毂电机控制方法的缺陷，设计简单、控制效果优良，具有很强的抗干扰能力。
2、以上控制器仅仅需要在软件上进行编程，而不需要再添加硬件设备，即无需添加物理层面的实际控制器，相比之下成本较低，可行性较高而且抗干扰性能比较好，易于在工程上实行。
附图说明
图1为轮毂电机系统示意图，是有电压坐标转换模块11，SVPWM模块12、轮毂电机模块13、磁通角估计模块14、电流坐标转换模块15共同构成的轮毂电机系统16；
图2为轮毂电机系统过采样无差拍补偿控制器，由轮毂电机系统16、过采样无差拍控制器41、电压畸变补偿控制器51、实际电压补偿控制器61、扰动观测器71构成轮毂电机过采样无差拍补偿控制器；
图3为实际电压补偿控制器脉冲宽度调制波与施加实际电压控制图。
具体实施方式
本发明的具体实施步骤分为以下几步：
如图1所示，1.通过采集d-q轴实际电压与参考电压，通过内部模块计算和坐标变换建立驱动电机系统16：
将电压坐标转换模块11、SVPWM模块12、永磁同步电机模块13、磁通角估计模块14、电流坐标转换模块15共同组成轮毂电机系统16。此轮毂电机系统的输入为
Figure BDA0002366183650000061
和
Figure BDA0002366183650000062
输出为转子位置角θr和iq、id。将
Figure BDA0002366183650000063
和
Figure BDA0002366183650000064
作为电压坐标转换模块11的输入，同时输入电角度θe，输出为三相电压ua、ub,、uc；将其作为SVPWM模块12的输入，输出为三相电流ia、ib、ic；三相电流输入永磁同步电机模块13，电机输出位置角θr；对位置角进行微分，得到机械角速度ωr并且输入给磁通角估计模块14，得到电角度θe；将三相电流作为电流坐标转换模块15的输入，同时输入电角度θe，输出两相坐标iq与id。将该系统等效为轮毂电机系统16。该驱动电机系统为本领域的公知常识，见：袁雷，胡冰新，魏克银，陈姝.现代永磁同步电机控制原理机Matlab仿真.北京航空航天大学出版社.
2.永磁同步轮毂电机数学模型的构建：
Figure BDA0002366183650000071
其中，uq、ud、iq、id、ψq、ψd分别是旋转坐标系d-q轴的电压,电流与磁链；Rs为定子电阻；Ld与Lq是d-q轴的电感；ω为电机转速，ψm为转子永磁体峰值磁链。
3.在设计控制器之前，为方便数字化的实现基于模型的控制器，需要对(1-1)进行离散化，得到：
Figure BDA0002366183650000072
其中：
Figure BDA0002366183650000073
k时刻附近的离散状态空间表示为：
Figure BDA0002366183650000074
其中，iq(k+1)与id(k+1)为k+1时刻的q/d轴电流值，iq(k)与id(k)为k时刻的q/d轴电流值,uq(k)与ud(k)为k时刻的q/d轴电压值，ω(k)为k时刻的转速,
Figure BDA0002366183650000075
4.过采样无差拍控制器的构建：
如图2所示，首先，若控制器采样周期Tx与调制载波周期Tc的比值较低，系统将变得很不稳定，为了保证在不改变开关频率的情况下减小控制器采样时间，将过采样系数nc定义为
Figure BDA0002366183650000076
定义可变采样时间Ts(i)为：
Figure BDA0002366183650000081
其中，i＝0,1,2,…,nc-1,遍及每个载波段的末段。考虑到控制器的时间变量，将(1-6)带入离散化方程(1-4)与(1-5)得到
Figure BDA0002366183650000082
其中，
Figure BDA0002366183650000087
与
Figure BDA0002366183650000088
由(1-5)离散化得到，其中，iq(k+nc)与id(k+nc)为k+nc时刻的q/d轴电流值，iq(k+i)与id(k+i)为k+i时刻的q/d轴电流值，uq(k+i)与ud(k+i)为k+i时刻的q/d轴电压值，ω(k+i)为k+i时刻的转速。同时可以得到过采样无差拍控制器的输出：
Figure BDA0002366183650000083
在实际应用中，定子电阻和电感都会发生变化，将导致过采样无差拍控制器的性能显著下降，因此需要引入电压畸变补偿控制器。
5.电压畸变补偿控制器的构建：
在实际应用中，如果控制器的工作频率等于或等于变换器开关频率的两倍，则该控制器在一段采样时间内所加的平均电压将等于功率变换器所加的平均电压。由于其固有的离散型，功率变换器只能输出有限数量的电压。对于现代电子所常用的标准三相两电平电压源逆变器，相电压可以为
Figure BDA0002366183650000084
或者
Figure BDA0002366183650000085
udc为直流电源电压，根据PWM原理调制最终达到参考电压。过采样无差拍控制器，这意味着所产生的参考电压在单独的控制样本时间中无法应用。因此，需要对过采样无差拍控制器的输出结果进行补偿。
根据永磁同步轮毂电机模型，在k+i周期的d-q轴电流iq(k+i)与id(k+i)可以通过k+i-1时刻的值来预测，预测值如下：
Figure BDA0002366183650000086
Figure BDA0002366183650000091
其中，
Figure BDA0002366183650000094
与
Figure BDA0002366183650000095
由(1-5)经过Tx时间的离散化得到。iq(k+i-1)与id(k+i-1)为k+i-1时刻的d-q轴电流，
Figure BDA0002366183650000096
与
Figure BDA0002366183650000097
为控制器在k+i-1时刻的q/d轴电流，
Figure BDA0002366183650000098
与
Figure BDA0002366183650000099
为实际q/d轴电流，ω(k+i-1)为k+i-1时刻的电机转速。
通过控制器电压与实际电压的比较，可以得到k+i时刻的q/d轴电压畸变补偿如下：
Figure BDA0002366183650000092
6.实际电压补偿控制器的构建：
从式(1-11)可以看出，为了计算过采样无差拍控制器的补偿项，需要同时知道上一时刻的控制器电压与施加的实际电压。控制器电压
Figure BDA00023661836500000910
可以存储在控制器内存中，以便于在下一时刻使用，而逆变器施加的实际电压
Figure BDA00023661836500000911
则需要被计算。图3给出了一般单相标准脉冲宽度调制波和相应的变换器相电压。通过对载波和单相位参考信号可以确定调制电压和载波交叉的时刻
Figure BDA00023661836500000912
为载波斜率为正时的切换瞬间时间，
Figure BDA00023661836500000913
为载波斜率为负时的切换瞬间时间，变换器所施加的平均电压可计算如下：
Figure BDA0002366183650000093
Figure BDA00023661836500000914
为变换器所施加的平均电压，将逆变器施加的实际相电压经过Clark变换与Park变换(T3s/2r)在q-d参考坐标系上进行变换，得到q/d轴实际电压补偿
Figure BDA00023661836500000916
与
Figure BDA00023661836500000915
7.扰动观测器的构建：
过采样无差拍控制器动态特性和稳态偏移量等性能很大程度上取决于系统的动态特性和稳态偏移量。模型化过程中任何失配或参数的不确定性都会导致控制器性能的恶化。因控制器的构建为用到积分操作，定子电阻的任何不确定性，转子永磁体所产生的刺痛非线性变化以及外部扰动都会导致电流的稳态偏移。为了避免这一问题，构建了一种基于降阶Luenberger的扰动观测器。
首先，假设扰动为常数，则连续估计方程为：
Figure BDA0002366183650000101
其中，
Figure BDA0002366183650000102
与
Figure BDA0002366183650000103
为q/d轴电压扰动估计值，
Figure BDA0002366183650000104
Figure BDA00023661836500001011
与
Figure BDA00023661836500001010
为q/d轴电压扰动，wq与wd为q/d轴电压扰动参数，扰动方程的离散状态空间形式为：
Figure BDA0002366183650000105
其中，
Figure BDA00023661836500001012
与
Figure BDA00023661836500001013
为k+1时刻的q/d轴电压扰动，
Figure BDA00023661836500001014
与
Figure BDA00023661836500001015
为k时刻的q/d轴电压扰动，
Figure BDA0002366183650000106
考虑电压扰动的状态空间离散化模型为：
Figure BDA0002366183650000107
考虑到以下干扰，状态变量增加了两个：
Figure BDA0002366183650000108
其中，
Figure BDA0002366183650000109
u(k)＝[uq(k) ud(k)]T。
Figure BDA0002366183650000111
最后，对(1-16)进行降阶Luenberger处理，得到q/d轴扰动观测器电压补偿
Figure BDA0002366183650000115
与
Figure BDA0002366183650000116
Figure BDA0002366183650000112
Figure BDA0002366183650000117
与
Figure BDA0002366183650000118
为对k时刻的q/d轴电压扰动的估计值，
Figure BDA00023661836500001111
与
Figure BDA00023661836500001112
为对k-1时刻的q/d轴电压扰动的估计值，Lr为一个2*2的Luenberger矩阵。
最终，控制系统的输出结果
Figure BDA0002366183650000119
与
Figure BDA00023661836500001110
如下所示：
Figure BDA0002366183650000113
Figure BDA0002366183650000114
在本说明书的描述中，参考术语“一个实施例”、“一些实施例”、“示意性实施例”、“示例”、“具体示例”、或“一些示例”等的描述意指结合该实施例或示例描述的具体特征、结构、材料或者特点包含于本发明的至少一个实施例或示例中。在本说明书中，对上述术语的示意性表述不一定指的是相同的实施例或示例。而且，描述的具体特征、结构、材料或者特点可以在任何的一个或多个实施例或示例中以合适的方式结合。
尽管已经示出和描述了本发明的实施例，本领域的普通技术人员可以理解：在不脱离本发明的原理和宗旨的情况下可以对这些实施例进行多种变化、修改、替换和变型，本发明的范围由权利要求及其等同物限定。

Claims (6)

1.一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法，其特征在于，包括以下步骤：
步骤1，首先采集d-q轴实际电压与参考电压，通过内部模块计算和坐标变换建立永磁同步轮毂驱动电机系统；
步骤2，建立永磁同步轮毂驱动电机系统的数学模型；
步骤3，离散化驱动电机系统的数学模型；
步骤4，建立过采样无差拍控制器，将转速ω、控制器采样周期Tx与调制载波周期Tc作为过采样无差拍控制器的输入，
Figure FDA0002366183640000011
与
Figure FDA0002366183640000012
作为过采样无差拍控制器的电压输出；
步骤5，建立电压畸变补偿控制器，将转速ω、控制器采样周期Tx与调制载波周期Tc作为电压畸变补偿控制器的输入，q/d轴电压畸变补偿
Figure FDA0002366183640000013
与
Figure FDA0002366183640000014
为其输出；
步骤6，建立实际电压补偿控制器，将转速ω、载波斜率为正时的切换瞬间时间与载波斜率为负时的切换瞬间时间为实际电压补偿控制器输入，q/d轴实际电压补偿
Figure FDA0002366183640000015
与
Figure FDA0002366183640000016
为其输出；
步骤7，建立扰动观测器，转速ω作为扰动观测器的输入，q/d轴扰动观测器电压补偿
Figure FDA0002366183640000017
与
Figure FDA0002366183640000018
作为其输出；最终将轮毂电机系统，过采样无差拍控制器，电压畸变补偿控制器，实际电压补偿控制器，扰动观测器共同构成轮毂电机过采样无差拍补偿控制器。
2.根据权利要求1所述的一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法，其特征在于，步骤2，建立驱动电机系统的数学模型为：
Figure FDA0002366183640000019
其中，uq、ud、iq、id、ψq、ψd分别是旋转坐标系d-q轴的电压,电流与磁链；Rs为定子电阻；Ld与Lq是d-q轴的电感；ω为电机转速，ψm为转子永磁体峰值磁链。
3.根据权利要求2所述的一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法，其特征在于，步骤4的具体实现过程为：
首先，若控制器采样周期Tx与调制载波周期Tc的比值较低，系统将变得很不稳定，为了保证在不改变开关频率的情况下减小控制器采样时间，将过采样系数nc定义为
Figure FDA0002366183640000021
定义可变采样时间Ts(i)为：
Figure FDA0002366183640000022
其中，i＝0,1,2,…,nc-1,遍及每个载波段的末段，考虑到控制器的时间变量，将(1-6)带入步骤3的离散化方程得到：
Figure FDA0002366183640000023
其中，
Figure FDA0002366183640000024
与
Figure FDA0002366183640000025
由
Figure FDA0002366183640000026
离散化得到，其中，ω(k)为k时刻的转速，iq(k+nc)与id(k+nc)为k+nc时刻的q/d轴电流值，iq(k+i)与id(k+i)为k+i时刻的q/d轴电流值，uq(k+i)与ud(k+i)为k+i时刻的q/d轴电压值，ω(k+i)为k+i时刻的转速，同时可以得到过采样无差拍控制器的电压输出：
Figure FDA0002366183640000027
4.根据权利要求3所述的一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法，其特征在于，所述步骤5的具体过程为：
根据永磁同步轮毂电机系统数学模型，在k+i周期的d-q轴电流iq(k+i)与id(k+i)可以通过k+i-1时刻的值来预测，预测值如下：
Figure FDA0002366183640000028
Figure FDA0002366183640000029
其中，
Figure FDA0002366183640000031
与
Figure FDA0002366183640000032
由
Figure FDA0002366183640000033
经过Tx时间的离散化得到；iq(k+i-1)与id(k+i-1)为k+i-1时刻的d-q轴电流，
Figure FDA0002366183640000034
与
Figure FDA0002366183640000035
为控制器在k+i-1时刻的q/d轴电流，
Figure FDA0002366183640000036
与
Figure FDA0002366183640000037
为实际q/d轴电流，ω(k+i-1)为k+i-1时刻的电机转速；
通过控制器电压与实际电压的比较，可以得到k+i时刻的q/d轴电压畸变补偿如下：
Figure FDA0002366183640000038
其中，
Figure FDA0002366183640000039
分别为控制器在k+i-1时刻的q/d轴电压；
Figure FDA00023661836400000310
Figure FDA00023661836400000311
分别为实际q/d轴电压。
5.根据权利要求4所述的一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法，其特征在于，所述步骤6中，从式(1-11)可以看出，为了计算过采样无差拍控制器的补偿项，需要同时知道上一时刻的控制器电压与施加的实际电压；控制器电压
Figure FDA00023661836400000312
可以存储在控制器内存中，以便于在下一时刻使用，而逆变器施加的实际电压
Figure FDA00023661836400000313
则需要被计算；通过对载波和单相位参考信号可以确定调制电压和载波交叉的时刻
Figure FDA00023661836400000314
Figure FDA00023661836400000315
为载波斜率为正时的切换瞬间时间，
Figure FDA00023661836400000316
为载波斜率为负时的切换瞬间时间，变换器所施加的平均电压可计算如下：
Figure FDA00023661836400000317
Figure FDA00023661836400000318
为变换器所施加的平均电压，udc为直流电源电压，将逆变器施加的实际相电压经过Clark变换与Park变换(T3s/2r)在q-d参考坐标系上进行变换，得到
Figure FDA00023661836400000319
与
Figure FDA00023661836400000320
6.根据权利要求5所述的一种永磁同步轮毂电机过采样无差拍补偿控制器的构造方法，其特征在于，所述步骤7的具体过程为：
首先，假设扰动为常数，则连续估计方程为：
Figure FDA0002366183640000041
其中，
Figure FDA0002366183640000042
与
Figure FDA0002366183640000043
为q/d轴电压扰动估计值，
Figure FDA0002366183640000044
Figure FDA0002366183640000045
与
Figure FDA0002366183640000046
为q/d轴电压扰动，wq与wd为q/d轴电压扰动参数，扰动方程的离散状态空间形式为：
Figure FDA0002366183640000047
其中，
Figure FDA0002366183640000048
与
Figure FDA0002366183640000049
为k+1时刻的q/d轴电压扰动，
Figure FDA00023661836400000410
与
Figure FDA00023661836400000411
为k时刻的q/d轴电压扰动，
Figure FDA00023661836400000412
考虑电压扰动的状态空间离散化模型为：
Figure FDA00023661836400000413
考虑到以下干扰，状态变量增加了两个：
Figure FDA00023661836400000414
其中，
Figure FDA00023661836400000415
u(k)＝[uq(k) ud(k)]T；
最后，对(1-16)进行降阶Luenberger处理，得到：
Figure FDA00023661836400000416
Figure FDA0002366183640000051
Figure FDA0002366183640000052
与
Figure FDA0002366183640000053
为对k时刻的q/d轴电压扰动的估计值，
Figure FDA0002366183640000054
与
Figure FDA0002366183640000055
为对k-1时刻的q/d轴电压扰动的估计值，Lr为一个2*2的Luenberger矩阵；
最终，控制系统的输出电压结果
Figure FDA0002366183640000056
与
Figure FDA0002366183640000057
如下所示：
Figure FDA0002366183640000058
Figure FDA0002366183640000059
。
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