CN110071674A - 一种无位置传感器永磁同步电机最大转矩电流比控制方法 - Google Patents

Abstract

本发明公开一种无位置传感器永磁同步电机最大转矩电流比控制方法，基于高频方波电压注入，通过注入一种高频方波电压信号，同时实现内置式永磁同步电机无位置传感器控制和最大转矩电流比控制，包括两方面内容：利用高频方波电压与高频响应电流存在的对应关系，检测出内置式永磁同步电机的凸极性，从而获得转子位置信息；将高频响应电流分解为与电流矢量角平行和与电流矢量角垂直两个分量；消除高频响应电流中与电流矢量角平行的分量，利用与电流矢量角垂直的分量产生的转矩波动，实现最大转矩电流比工作点的追踪。

Description

一种无位置传感器永磁同步电机最大转矩电流比控制方法

技术领域

本发明属于内置式永磁同步电机控制领域，特别是涉及一种基于高频方波注入的用于无位置传感器内置式永磁同步电机的最大转矩电流比控制方法。

背景技术

由于具有较高的功率密度，内置式永磁同步电机已被广泛应用于电动汽车、家用电器、轨道交通等应用场合。

实现内置式永磁同步电机高性能控制需要获得准确的转子位置信息，在电机轴上安装机械式转子位置传感器是获得准确的转子位置信息的有效途径。常用的机械式转子位置传感器包括光电编码器、旋转变压器等。然而，机械式位置传感器的安装会增加电机系统成本，增大系统体积，同时在恶劣工况中，其可靠性不能得到保证。因此，为了降低电机系统成本，缩小系统体积，提高系统的可靠性，无位置传感器内置式永磁同步电机得到广泛应用。

近年来，为了实现内置式永磁同步电机无位置传感器控制，在中高速运行区间，一般采用基于电机基波模型的方式获取转子位置；而在低速运行区间，通过追踪电机凸极性，高频注入法已成为常用方法之一。其中，Y.D.Yoon和S.K.Sul等提出的高频方波电压注入法可通过向电机注入半开关频率的高频电压信号来获得转子位置信息，与传统的高频正弦电压注入法相比，可以提高注入信号的频率，无需设计解调环节的滤波器，具有动态性能好，噪声小等优势(IEEE Trans.Ind.Appl,vol.47,no.3,pp.1361-1370,2011年5/6月)。

为了充分利用内置式永磁同步电机的磁阻转矩，使其在特定转矩下铜耗最小，提高电机系统效率，最大转矩电流比控制是常用方法之一。但是由于电机运行时，电机参数随运行工况非线性变化，因此无法通过公式计算获得准确的最大转矩电流比工作点。最大转矩电流比工作点的获得方法通常包括离线查表法和在线追踪法两大类。离线查表法的实现需要进行大量的仿真和实验，获得电机在不同转速、转矩下的最大转矩电流比工作点。将这些数据制成表格存储于控制器中，电机运行时，通过查找表格中的数据获得准确的最大转矩电流比工作点。这类方法算法简单，但是前期需要进行大量的仿真和实验，可移植性低。在线追踪法可以在线获得准确的最大转矩电流比工作点，具有不依赖电机参数，可移植性好的优点。T.F.Sun和J.B.Wang等提出的虚拟高频信号注入法在电流矢量角垂直方向上注入高频信号，使电机电流矢量角发生周期性波动，进而求取转矩对电流矢量角的偏导数。通过控制这一偏导数等于0，即可实现内置式永磁同步电机工作在最大转矩电流比工作点(IEEE Trans.Power Electron,vol.30,no.9,pp.5036-5045,2015年9月)。

内置式永磁同步电机低速区的无位置传感器控制和基于高频信号注入的最大转矩电流比控制都需向电机注入额外的高频信号，而已有的研究通过向电机注入不同形式的高频信号分别实现了无位置传感器控制和最大转矩电流比控制。但是在同时实现这两种控制方式时，各自注入的不同的信号会互相干扰，并进一步增加转矩波动和电机损耗。

发明内容

本发明的目的是为了克服现有技术中的不足，提供一种基于高频方波注入的用于无位置传感器内置式永磁同步电机的最大转矩电流比控制方法。

本发明的目的是通过以下技术方案实现的：

一种无位置传感器永磁同步电机最大转矩电流比控制方法，基于高频方波电压注入，通过对内置式永磁同步电机注入一种高频方波电压信号，同时实现内置式永磁同步电机无位置传感器控制和最大转矩电流比控制，包括以下两部分：

1)利用高频方波电压与高频响应电流存在的对应关系，检测出内置式永磁同步电机的凸极性，从而获得转子位置信息，实现内置式永磁同步电机在不安装位置传感器情况下的控制；

2)将高频响应电流分解为与电流矢量角平行和与电流矢量角垂直两个分量；消除高频响应电流中与电流矢量角平行的分量，利用与电流矢量角垂直的分量产生的转矩波动，实现最大转矩电流比工作点的追踪。

进一步的，注入高频方波电压信号是在估计的同步旋转坐标系的直轴与电流控制器输出指令叠加实现的。

进一步的，第2)部分中，通过分配同步旋转坐标系下的交直轴电流，使产生特定转矩所需的电流幅值最小，使内置式永磁同步电机在所有工况下铜耗最小，实现最大转矩电流比控制。

与现有技术相比，本发明的技术方案所带来的有益效果是：

(1)本发明通过向内置式永磁同步电机注入一种高频方波电压同时实现了无位置传感器控制和最大转矩电流比控制。

(2)使用两种高频信号分别实现电机的无位置传感器控制和最大转矩电流比控制时，两种信号之间会产生信号干扰，导致电机控制系统性能的下降。本发明在实现过程中，只使用了一种高频方波信号，不存在信号干扰导致控制性能下降的问题。

(3)向电机注入高频信号会引起电机产生额外的转矩波动和损耗。本发明只使用了一种高频信号，因此不会进一步增加因高频信号注入而引起的电机转矩波动和电机损耗。

(4)本发明使用的高频方波电压信号的频率为开关频率的一半，远高于电流环带宽，因此不需要使用额外的滤波器进行滤除，不会影响电机电流环动态性能。

(5)能够利用实时采集的电机相电流来提取出电机的转子位置信息，从而使电机控制系统不需安装位置传感器，在保证系统运行可靠性的同时降低了系统的体积和成本。

附图说明

图1是注入高频方波电压信号示意图；

图2是电流解调过程原理图；

图3是最大转矩电流比工作点示意图；

图4是最大转矩电流比工作点以及高频电流示意图；

图5是本发明方法的结构框图。

具体实施方式

以下结合附图和具体实施例对本发明作进一步详细说明。应当理解，此处所描述的具体实施例仅仅用以解释本发明，并不用于限定本发明。

下面结合图1-图5、具体的计算公式对实施例1中的方案进行进一步地介绍，详见下文描述：

一、转子位置的估计

当内置式永磁同步电机运行于低速工况时，反电势和定子电阻压降均可忽略不计。保证采样间隔足够短的前提下，在两相旋转坐标系中，电机的高频模型可表示为

式中，“r”代表两相旋转坐标系；“s”代表定子；“h”代表高频分量；v^r _dsh和v^r _qsh分别为d、q轴上的高频定子电压分量；Δi^r _dsh和Δi^r _qsh分别为d、q轴上的高频定子电流在两次采样之间的变化量；L_d、L_q分别为d、q轴电感；T为采样间隔。

向估计的两相旋转坐标系(用表示)的轴注入如下高频方波电压信号：

式中，V_h为注入方波信号幅值；t为时间；“k”代表第k次采样。

图1示出了注入高频电压波形以及电流响应波形。

由高频方波电压信号而引起的电流响应信号在估计的两相旋转坐标系轴上的变化量分别为

式中，为位置估计误差，有θ为实际转子位置，为估计的转子位置。电流变化量的极性由连续两个采样时刻注入信号极性决定，当前一采样周期注入正电压信号，而后一采样周期注入负电压信号时，电流变化量为负，反之为正。

图2示出了电流解调过程，经过这一过程，可以获得转子位置误差信号锁相环使误差信号趋近于0，即估计的位置趋近于实际位置，从而实现实际位置的准确估计。

二、最大转矩电流比控制的实现

永磁同步电机的电磁转矩可以表示为

式中，T_em为电磁转矩；λ_f为永磁体磁链；p为极对数。

其中d、q轴电流可以用电流矢量幅值和电流矢量角来表示

式中I_s为电流矢量幅值；β为电流矢量角，为电流矢量超前q轴的角度，如图3所示。

将式(5)代入式(4)中，相应的电磁转矩可以表示为

电磁转矩对电流矢量角的偏导数为

从图3可以看出，对于一个给定电磁转矩，对应多种电流矢量幅值与电流矢量角的组合，其中存在一个最优电流矢量角β_MTPA，使电流矢量幅值最小，即为特定转矩下的最大转矩电流比工作点。在这一点，电磁转矩对电流矢量角的偏导数等于0。而当β>β_MTPA时，电磁转矩对电流矢量角的偏导数小于0；当β<β_MTPA时，电磁转矩对电流矢量角的偏导数大于0。因此，只要在线控制电磁转矩对电流矢量角的偏导数等于0，即可实现最大转矩电流比工作点的准确追踪，使电机工作于最大转矩电流比状态。

最大转矩电流比工作点追踪的准确性取决于获得的电磁转矩对电流矢量角的偏导数这一信息的准确性。为了获得这一偏导数，往往需要向电流矢量中注入高频信号，使电流矢量沿着电流矢量角垂直方向产生周期波动。

基于高频方波信号注入的最大转矩电流比控制方法，通过在电流矢量角垂直方向上注入正、负交替变化的高频方波电流信号，提取偏导数信息。下面对这一方法进行介绍。

假设注入电流幅值为M，当注入正电流时，高频电流和对应的电磁转矩分别为

当注入负电流时，高频电流和对应的电磁转矩为

式中，i^r _dh和i^r _qh分别为沿电流矢量角垂直方向注入了高频电流信号后的d、q轴电流，如图4所示；T⁺ _emh和T^- _emh分别为注入了正、负高频电流之后的高频电磁转矩。

将正、负电磁转矩作差可得

从式(12)可以发现，将正、负高频电磁转矩作差的结果与电磁转矩对电流矢量角的偏导数成正比。

图1所示的锁相环结构完成了转子位置的准确估计，趋近于0，此时式(3)可以简化为

当趋近于0时，估计的旋转坐标系与旋转坐标系重合。从式(13)可以看出，高频方波电压信号没有在q轴产生高频电流响应，而在d轴产生正负交替的高频电流信号。这一高频电流信号使电流矢量I_s沿着d轴方向产生周期波动，从而引起转矩波动。

将这一高频电流信号分解为电流矢量角平行方向(分量①)和电流矢量角垂直方向(分量②)两个分量，如图4所示。其中，分量②使电流矢量沿着电流矢量角垂直方向产生了周期波动，可以用来实现最大转矩电流比工作点的追踪。而分量①引起的转矩波动会影响最大转矩电流比控制的实现。下面来对采样获得的电流信号进行处理，以消除分量①。

在任一采样时刻，采样获得的定子电流在d、q轴的分量可以表示为

式中，i^r _ds和i^r _qs分别为采样获得的d、q轴电流分量；i^r _dsf和i^r _qsf分别为采样电流含有的d、q轴基波电流分量。

为了消除分量①对最大转矩电流比控制的影响，对采样电流做如下处理：

式中，为分量①在d轴上的分量；为分量①在q轴上的分量；和分别为采样电流中消除了分量①后的d、q轴分量。

为了实现最大转矩电流比控制，需要获得电机电磁转矩。由于传统的内置式永磁同步电机电磁转矩模型中有电机电感参数，而电感参数会随电机运行工况发生非线性变化，因此，需要一个不依赖电机电感参数的电磁转矩模型来计算电机电磁转矩，从而实现最大转矩电流比控制。

已有的不需要电机电感参数的内置式永磁同步电机电磁转矩模型为

式中，ω为电角速度；v^r _ds和v^r _qs分别为分别为d、q轴上的定子电压指令。

将式(15)代入转矩式(16)中，可计算获得电机电磁转矩。将相邻两次采样时刻的转矩值作差，即可获得转矩对电流矢量角的偏导数通过控制这一偏导数项等于0，即可获得满足最大转矩电流比的电流矢量角β_MTPA。

系统结构框图如图5所示，其中i_a、i_b和i_c为三相定子电流。

综上所述，本发明实施例通过上述步骤可以实现在只注入一种高频方波电压的情况下同时实现内置式永磁同步电机的无位置传感器控制和最大转矩电流比控制，满足了实际应用中的多种需要。

本发明实施例对各器件的型号除做特殊说明的以外，其他器件的型号不做限制，只要能完成上述功能的器件均可。

本领域技术人员可以理解附图只是一个优选实施例的示意图，上述本发明实施例序号仅仅为了描述，不代表实施例的优劣。

本发明并不限于上文描述的实施方式。以上对具体实施方式的描述旨在描述和说明本发明的技术方案，上述的具体实施方式仅仅是示意性的，并不是限制性的。在不脱离本发明宗旨和权利要求所保护的范围情况下，本领域的普通技术人员在本发明的启示下还可做出很多形式的具体变换，这些均属于本发明的保护范围之内。

Claims (3)

1.一种无位置传感器永磁同步电机最大转矩电流比控制方法，基于高频方波电压注入，其特征在于，通过对内置式永磁同步电机注入一种高频方波电压信号，同时实现内置式永磁同步电机无位置传感器控制和最大转矩电流比控制，包括以下两部分：

1)利用高频方波电压与高频响应电流存在的对应关系，检测出内置式永磁同步电机的凸极性，从而获得转子位置信息，实现内置式永磁同步电机在不安装位置传感器情况下的控制；

2)将高频响应电流分解为与电流矢量角平行和与电流矢量角垂直两个分量；消除高频响应电流中与电流矢量角平行的分量，利用与电流矢量角垂直的分量产生的转矩波动，实现最大转矩电流比工作点的追踪。

2.根据权利要求1所述无位置传感器永磁同步电机最大转矩电流比控制方法，其特征在于，注入高频方波电压信号是在估计的同步旋转坐标系的直轴与电流控制器输出指令叠加实现的。

3.根据权利要求1所述的最大转矩电流比控制方法，其特征在于，第2)部分中，通过分配同步旋转坐标系下的交直轴电流，以最小的电流幅值产生所需转矩，使内置式永磁同步电机在所有工况下铜耗最小，实现最大转矩电流比控制。