CN103684138B - 一种基于非导通相端电压坐标变换的三相电励磁双凸极电机高速无位置控制策略 - Google Patents

Abstract

本发明公布了一种基于非导通相端电压坐标变换的三相电励磁双凸极电机高速无位置传感器技术，本发明根据三相电励磁双凸极电机在一个电周期内非导通相反电势存在过零点的特点，通过分别检测三相端电压的值，经过RC滤波器滤波后进入数字控制器中对当前上管导通相端电压进行与电机旋转的相序一致的旋转坐标变换，根据转速不同得到旋转角α的范围只能是30°＜α＜60°，通过检测坐标变换后当前上管导通相的端电压过零点来判断换相点。该方法克服了高速运行时无法直接检测反电势的弊端，减小了滤波器的重量和体积，无需提前获知电机的电磁特性和精确的数学模型，适用于三种不同的斩波方式下，是一种简便容易实现的无位置传感器控制策略。

Description

一种基于非导通相端电压坐标变换的三相电励磁双凸极电机 高速无位置控制策略

技术领域

本发明涉及一种电励磁双凸极电机无位置传感器控制方法，属于电励磁双凸极电机控制技术领域。

背景技术

无位置传感器技术一直是开关磁阻电机研究中的热点问题，已经得到国内外研究机构和工业企业的广泛关注。对高速无位置传感器技术的研究，主要是在反电势不容易直接采集的条件下，利用电机的其它特征量准确得到换相点，高速无位置方法的应用充分发挥了电励磁双凸极电机的特点，提高了电机系统的可靠性，为电机在位置传感器容易受到干扰的恶劣场合的应用奠定了基础。

电励磁双凸极电机结合了永磁电机和开关磁阻电机的优点，结构简单，适合于高速运行，且励磁电流调节电压容易而广泛应用于军事，新能源等场合。目前电励磁双凸极电机的高速无位置运行还没有文献研究，电励磁双凸极电机与开关磁阻电机的结构类似，两者的数学模型也较为接近，因而对开关磁阻电机高速无位置检测技术的研究具有借鉴价值。

高速运行时，电机导通周期时间短，电流采样时间不易控制，一般不采用斩波电流法。国内外学者对开关磁阻电机高速无位置检测展开了大量的研究，研究方法同样是根据电机旋转磁场的变化来检测或计算磁链、电流斜率、自感以及反电势等电磁特性参数，从而实现转子位置估计。电感模型法、磁链／电流法、电流梯度法、观测器法等无位置传感器方法是国内外学者最为关注的方法。

磁链／电流法和电感模型法的研究最为广泛，它们都是基于电机的相磁链或相电感与相电流、转子位置角呈非线性关系的特点，利用检测到的导通相电流和相电压通过插值查表、数学模型或智能逼近等方法来间接估计转子位置信息或换相信号，从而实现无位置传感器运行控制。但是这两种方法在电励磁双凸极电机上使用时需要提前获取磁链和转子位置的关系，实时检测的相电流和相电压这些电磁特性在电机高速运行时励磁电流或者负载发生变化时会出现波动，影响判断精度。

电流梯度法通过检测相电流梯度的过零信号来判断转子位置，这种方法虽然不需要提前或者电机的电磁特性和数学模型，但是需要在检测的时候时刻判断相电流的斜率，在高速运行时会出现电流不斩波的情况，这样就会造成换相信号紊乱。

观测器法中的一系列鲁棒性好、实时性强的滑模观测器、自适应观测器，卡尔曼滤波器法也得到了广泛的研究，这些方法用在双凸极电机上能够解决电机强非线性和强耦合的特点，但是其算法复杂，依赖于精确的数学模型，移植性较差。

电励磁双凸极电机同一时刻有两相绕组串联导通，相与相之间存在耦合，在高速运行时无法直接检测反电势和线电势，一个电周期时间短，为避免电机产生负转矩，造成电机无法平稳运行。本专利提出一种基于非导通相端电压坐标变换的三相电励磁双凸极电机高速运行无位置法，该方法利用电机固有特性，通过坐标变化得到换相点，完成换相，不需要时刻计算电机各相的电感值，不需要提前获知电机电磁特性，也不需要电机精确的数学模型，同时大大减小了滤波器的重量和体积，确保电机平稳运行。

发明内容

本发明在传统的反电势法基础上，结合电励磁双凸极电机的电磁特性，提出了一种新颖的基于非导通相端电压坐标变换的电励磁双凸极电机高速运行无位置传感器控制法，该方法需要解决的问题是：克服高速运行时滤波器重量体积大的弱点，克服了高速运行时无法同时检测各相电感特性，无法直接检测反电势和线电势的弊端，得到一种适用于三种斩波方式下的简便容易实现的无位置传感器控制策略，为电励磁双凸极电机高速平稳运行打下了基础。

本发明为实现上述解决方案，采用如下技术策略：

1)电机高速运行时，电机有上下管都不斩波、单斩上管、单斩下管三种斩波方式，无论在哪一种斩波方式下，都是同时检测各相端电压，将检测到的端电压经过RC滤波器进行滤波，滤波器的截止频率低于15KHz即可；

2)将步骤1)中滤波后的端电压中的当前上管导通相端电压进行与电机旋转的相序一致的旋转坐标变换，根据转速不同得到旋转角α的范围只能是30°＜α＜60°，确保得到变换后的端电压具有过零点，其坐标变换公式如(2)～(5)所示，若电机任意两相导通时，非导通相端电压随着转子滑入定子逐渐增大，随着非导通相端电压的增大，坐标矢量变换后重构的当前上管导通相的端电压随转子位置逐渐变小，由于非导通相端电压在非导通靠后区域幅值大于Uin／2且小于Uin(结合图7～图9可知)，结合坐标矢量变换式(4)进行理论分析，选取一个合适的旋转角α(30°＜α＜60°)在非导通相反电势达到换相电势阈值时使得坐标变换重构后的当前上管导通相的端电压理想换相时刻正好减小为0，通过辨识此端电压过零点控制换相逻辑；

3)根据步骤2)中坐标变换后的端电压波形，检测其小于或等于零时即为换相点，检测其大于零时，继续进行步骤2)，当检测到端电压波形小于或等于零时，电机换相，导通下一组开关管，依次循环；

根据以上步骤可以完成电励磁双凸极电机的高速运行时电机换相点的判断，实现电机换相点的精确检测，满足电机高速带载稳定运行，算法简单，滤波器体积小，实现方便，具有良好的应用前景。

附图说明

图1是三相12／8结构电励磁双凸极电机二维结构图；

图2是三相12／8结构电励磁双凸极电机驱动电路图；

图3是基于非导通相端电压坐标变换的三相电励磁双凸极电机高速无位置方法的流程图；

图4是三相12／8结构电励磁双凸极电机一个电周期内三相反电势波形；

图5是RC滤波器电路图；

图6是三相坐标变换示意图；

图7是开关管S₃和S₄都不斩波的情况下滤波前端电压、滤波后端电压、坐标变换后端电压仿真波形图；

图8是开关管S₃斩波，S₄不斩波的情况下滤波前端电压、滤波后端电压、坐标变换后端电压仿真波形图；

图9是开关管S₃不斩波，S₄斩波的情况下滤波前端电压、滤波后端电压、坐标变换后端电压仿真波形图。

图1、图2、图4、图5、图6、图7、图8和图9中的主要符号名称：(1)A、B、C——12／8电励磁双凸极电机的三相电枢绕组；(2)S₁、S₂、S₃、S₄、S₅、S₆——三相12／8结构电励磁双凸极电机驱动电路的开关管；(3)D₁、D₂、D₃、D₄、D₅、D₆——与三相12／8结构电励磁双凸极电机驱动电路开关管并联的二极管；(4)U_dc——三相12／8结构电励磁双凸极电机驱动电路的直流端电压源；(5)C₁——三相12／8结构电励磁双凸极电机驱动电路的直流端电容；(6)L_a、L_b、L_c——12／8结构电励磁双凸极电机驱动电路三相电枢绕组；(7)N——12／8结构电励磁双凸极电机驱动电路三相电枢绕组的中性点；(8)R——滤波器的电阻；(9)C——滤波器的电容；(10)Eas、Ebs、Ecs——坐标变换后端电压矢量；(11)U11——开关管S₃和S₄都不斩波的情况下滤波前端电压仿真波形；(12)U12——开关管S₃和S₄都不斩波的情况下滤波后端电压仿真波形；(13)U13——开关管S₃和S₄都不斩波的情况下坐标变换后端电压仿真波形；(14)U21——开关管S₃斩波，S₄不斩波的情况下滤波前端电压仿真波形；(15)U22——开关管S₃斩波，S₄不斩波的情况下滤波后端电压仿真波形；(16)U23——开关管S₃斩波，S₄不斩波的情况下坐标变换后端电压仿真波形；(17)U31——开关管S₃不斩波，S₄斩波的情况下滤波前端电压仿真波形；(18)U32——开关管S₃不斩波，S₄斩波的情况下滤波后端电压仿真波形；(19)U33——开关管S₃不斩波，S₄斩波的情况下坐标变换后端电压仿真波形；(20)e——换相点。

具体实施方式

本发明以非导通相反电势过零点即为当前相换相点为理论依据，电机高速运行时同时检测各相端电压，对当前上管导通相的端电压进行坐标变换，其坐标系的旋转方向与电机旋转的相序方向一致，通过检测当前上管导通相端电压坐标变换后的过零点来实时判断电励磁双凸极电机的高速运行时的换相点，确保电机高速稳定运行的无位置控制策略。

下面结合附图对发明技术方案进行详细说明：

本方法仅适用于三相电励磁双凸极电机，本文以三相12／8结构的电励磁双凸极电机为例来说明，电机的平面结构如图1所示，驱动控制电路如图2所示。图3是基于非导通相端电压坐标变换的三相电励磁双凸极电机高速无位置控制策略的流程图，主要分为五个步骤：

1、电励磁双凸极电机是两相同时导通的，导通的两相分别开通上桥臂开关管和下桥臂开关管，存在上下管都不斩波、上管单独斩波、下管单独斩波三种斩波方式，无论电机处于何种斩波方式下，在电机高速运行时，都是同时检测三相端电压，以图1所示的电机三相分布为例，电机逆时针旋转，在0°～120°电角度区间，B相上桥臂S₃和A相下桥臂S₄导通，换相点是120°电角度位置，在120°～240°电角度区间，C相上桥臂S₅和B相下桥臂S₆导通，换相点是240°电角度位置，在240°～360°电角度区间，A相上桥臂S₁和C相下桥臂S₂导通，换相点是360°电角度位置，三相反电势的波形如图4所示，可以看见三相的反电势波形在一个电周期内均有一个由正到负变化的过零点，因此可以利用这个过零点作为换相点；

2、步骤1中检测到的三相端电压THD值较高，其波形除了基波，还含有直流及二次，三次等高次谐波。而高次谐波需通过RC滤波器来消除，因此三相端电压分别经过RC滤波器，RC滤波器如图5所示，12／8电励磁双凸极电机在运行时设定PWM斩波周期为15kHz，为避免有源巴特沃斯低通滤波器滤波产生的大的相位延迟，我们这里只需一个简单的RC滤波器，来消除高频斩波产生高次谐波。

RC滤波器的截止频率是

其中R是滤波器电阻，C是滤波电容。

令f_o<15000即可。

3、三相端电压UA、UB、UC傅里叶展开式为

式中：a_n、b_n为仅与电机转速及励磁有关的系数；ω为角频率；n为自然数。

转子在不同区域时端电压如下表所示

表

其中Ea、Eb、Ec分别是A、B、C三相的反电势。

对步骤2中滤波后的端电压进行坐标变换，为保证变换后有可靠的过零点，坐标系的旋转方向必须与电机旋转的相序一致，坐标变换如图6所示，定义两个相位相差120°的坐标系ABC坐标系和abc坐标系，abc坐标系超前ABC坐标系α角度，分别将U_A、U_B、U_c向a、b、c轴进行投影，得到abc坐标系下的Eas、Ebs、Ecs。

以电机转子位置在0°～120°电角度区间，A相上桥臂S1和C相下桥臂S2导通为例说明，分别令n=0，1，得到A相端电压的UA的直流分量、基波表达式：

计算ABC坐标系在abc坐标系上的投影，得到abc坐标系下的Eas是

由于滤波后的端电压含有直流分量，且值均为正，所以坐标变换不改变波形的相位。

分别令n=0，1可得到坐标变换后的Eas的直流分量、基波表达式：

可见坐标变换实现直流分量的消除。

若当前导通相为AC相，则UA=Uin，而非导通B相端电压UB随着转子滑入定子逐渐增大，结合坐标矢量变换式(4)进行理论分析，当控制α＞0°且90°＜120°+α＜180°时，随着UB增大，坐标矢量变换后重构的E_as随转子位置逐渐变小，由于非导通相端电压在非导通靠后区域幅值大于Uin／2且小于Uin(结合图7～图9可知)，因此选取一个合适的旋转角α(30°＜α＜60°)在非导通相反电势达到换相电势阈值时使得坐标变换重构后的E_as理想换相时刻正好减小为0，通过辨识此端电压过零点控制换相逻辑，即关断当前导通相，延时一段死区时间再下一相开通。

4、根据步骤3计算出的当前上管导通A相端电压坐标变换后的规律，检测其过零点即为换相点，当检测到过零点时，电机换相，导通下一组开关管，依次循环，转子位于120°～240°电角度区间时，B相上桥臂S₃和A相下桥臂S₄同时开关，以及转子位于240°～360°电角度区间时，C相上桥臂S₅和B相下桥臂S₆同时开关的情况与A相上桥臂S₁和C相下桥臂S₂同时开关的情况一样分析。

根据以上步骤可以完成三相电励磁双凸极电机高速运行时的换相位置判断，可以实现转子换相点的精确定位，满足电机高速平稳运行，具备以下优点：

(1)算法简单，无需任何额外硬件，实现方便；

(2)不需要提前测量电机的电磁特性，省去了传统无位置算法复杂的准备工作；

(3)大幅度降低了滤波器的重量和体积；

(4)解决了高速运行时无法同时检测各相电感特性的问题；

(5)解决了无法直接检测线电势的弊端。

Claims (1)

1.一种基于非导通相端电压坐标变换的三相电励磁双凸极电机高速无位置控制策略，其特征包括以下步骤：

1)电机高速运行时，电机有上下管都不斩波、单斩上管、单斩下管三种斩波方式，无论在哪一种斩波方式下，都是同时检测各相端电压，将检测到的端电压经过RC滤波器进行滤波，滤波器的截止频率低于15KHz即可；

2)将步骤1)中滤波后的端电压中的当前上管导通相端电压进行与电机旋转的相序一致的旋转坐标变换，根据转速不同得到旋转角α的范围只能是30°＜α＜60°，确保得到变换后的端电压具有过零点，若电机任意两相导通时，非导通相端电压随着转子滑入定子逐渐增大，随着非导通相端电压的增大，坐标矢量变换后重构的当前上管导通相的端电压随转子位置逐渐变小，由于非导通相端电压在非导通靠后区域幅值大于U_in/2且小于U_in，选取一个合适的旋转角α在非导通相反电势达到换相电势阈值时使得坐标变换重构后的当前上管导通相的端电压理想换相时刻正好减小为0，通过辨识此端电压过零点控制换相逻辑；

3)根据步骤2)中坐标变换后的端电压波形，检测其小于或等于零时即为换相点，检测其大于零时，继续进行步骤2)，当检测到端电压波形小于或等于零时，电机换相，导通下一组开关管，依次循环；

根据以上步骤可以完成电励磁双凸极电机的高速运行时电机换相点的判断。