CN108092574B - 基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统及方法 - Google Patents
基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统及方法 Download PDFInfo
- Publication number
- CN108092574B CN108092574B CN201810091072.XA CN201810091072A CN108092574B CN 108092574 B CN108092574 B CN 108092574B CN 201810091072 A CN201810091072 A CN 201810091072A CN 108092574 B CN108092574 B CN 108092574B
- Authority
- CN
- China
- Prior art keywords
- permanent magnet
- current
- magnet synchronous
- energy
- synchronous motor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Expired - Fee Related
Links
- 238000000034 method Methods 0.000 title claims abstract description 32
- 230000001360 synchronised effect Effects 0.000 claims abstract description 103
- 238000004422 calculation algorithm Methods 0.000 claims abstract description 16
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 41
- 238000013178 mathematical model Methods 0.000 claims description 19
- XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N Iron Chemical group [Fe] XEEYBQQBJWHFJM-UHFFFAOYSA-N 0.000 claims description 18
- 238000005457 optimization Methods 0.000 claims description 18
- 230000005284 excitation Effects 0.000 claims description 17
- 239000011159 matrix material Substances 0.000 claims description 17
- 238000004364 calculation method Methods 0.000 claims description 16
- 230000008859 change Effects 0.000 claims description 15
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims description 13
- 230000004907 flux Effects 0.000 claims description 11
- 238000004804 winding Methods 0.000 claims description 10
- 238000007493 shaping process Methods 0.000 claims description 6
- 229910052742 iron Inorganic materials 0.000 claims description 5
- 230000005611 electricity Effects 0.000 claims 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 7
- 230000008901 benefit Effects 0.000 description 5
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000008569 process Effects 0.000 description 3
- 238000012360 testing method Methods 0.000 description 3
- 230000009471 action Effects 0.000 description 2
- 230000007547 defect Effects 0.000 description 2
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 2
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 2
- 230000004888 barrier function Effects 0.000 description 1
- 230000009286 beneficial effect Effects 0.000 description 1
- 238000013499 data model Methods 0.000 description 1
- 238000011161 development Methods 0.000 description 1
- 230000007613 environmental effect Effects 0.000 description 1
- 230000006698 induction Effects 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000012423 maintenance Methods 0.000 description 1
- 238000012986 modification Methods 0.000 description 1
- 230000004048 modification Effects 0.000 description 1
- 238000011160 research Methods 0.000 description 1
- 238000012827 research and development Methods 0.000 description 1
- 230000009466 transformation Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P6/00—Arrangements for controlling synchronous motors or other dynamo-electric motors using electronic commutation dependent on the rotor position; Electronic commutators therefor
- H02P6/34—Modelling or simulation for control purposes
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/06—Rotor flux based control involving the use of rotor position or rotor speed sensors
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P21/00—Arrangements or methods for the control of electric machines by vector control, e.g. by control of field orientation
- H02P21/22—Current control, e.g. using a current control loop
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P25/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details
- H02P25/02—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of AC motor or by structural details characterised by the kind of motor
- H02P25/022—Synchronous motors
- H02P25/03—Synchronous motors with brushless excitation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P27/00—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage
- H02P27/04—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage
- H02P27/06—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters
- H02P27/08—Arrangements or methods for the control of AC motors characterised by the kind of supply voltage using variable-frequency supply voltage, e.g. inverter or converter supply voltage using dc to ac converters or inverters with pulse width modulation
-
- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
- H02P2207/00—Indexing scheme relating to controlling arrangements characterised by the type of motor
- H02P2207/05—Synchronous machines, e.g. with permanent magnets or DC excitation
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Abstract
本发明公开了一种基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统及方法，采集永磁同步电机的转速ω、位置角θ，将位置角θ分别输入到αβ/dq坐标转换模块和dq/αβ坐标转换模块；计算转速ω和给定的电机转速值ωr的差值Δω；基于Δω和TL，采用能量最优算法计算得到最小损耗平衡点的电流值；采集永磁同步电机的三相电流ia、ib、ic，将其通过abc/αβ坐标转换模块和αβ/dq坐标转换模块得到d‑q坐标系下的实际电流id和iq；利用Hamilton模型计算得到控制电压值ud和uq；将位置角θ和得到控制电压值ud和uq通过dq/αβ坐标转换模块得到α‑β坐标系下的实际电压uα和uβ，将其送入到电压空间矢量脉宽调制模块中得到各功率管率管开通、关断的脉宽调制信号，再通过逆变器得到三相输出电压来驱动永磁同步电机运行。
Description
技术领域
本发明涉及电动汽车用永磁同步电机能量节能控制领域，具体涉及一种基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统及方法。
背景技术
随着人类文明的不断进步，关于环保与能源的问题备受关注。20世纪70年代的能源危机和石油短缺使得电动汽车的研发得到了较大的重视。与世界新能源和环境的重大需求及各国政府制定的宏伟计划形成鲜明对比的是，电动汽车的应用遇到了许多的难题，值得特别指出的是：续驶里程不足依然是制约纯电动汽车产业化进程的关键瓶颈。其根本原因既缘于技术研发的不成熟又缘于推广应用不成体系，但归根结底仍在于其核心技术—电池技术、电驱动控制技术的不成熟。事实上，目前电池的应用技术和系统集成技术，遇到了难以逾越的障碍，短期内难以突破。显而易见，在电池技术取得重大突破之前，电动汽车驱动系统的节能控制已成为目前影响其产业化进程的重要技术壁垒，迫切需要新理论和新方法予以攻克。电机是纯电动汽车驱动系统的重要组成部分，电机的性能直接决定了到驱动系统的性能，相比较其它类型电机而言，永磁同步电机以其高效、高功率因数、高可靠性和便于维护等优点，在电动汽车等领域应用广泛。广义Hamilton系统理以其自身与能量相关的优点，不但为永磁同步电机提供了一种直接的数学描述，而且为其控制提供了一种新的途径，广义Hamilton系统理论已成为研究电机建模与控制的重要工具之一。近年来，许多学者尝试利用Hamilton系统对电机进行建模控制，取得了较好的效果，但经过研究发现，上述成果并未真正将Hamilton系统理论中能量相关的本质运用到永磁同步电机的效率优化领域。事实上，纯电动汽车驱动系统本质上是一类具有能量交换和消耗的非线性系统，用能量平衡的观点(即Hamilton结构)来建立驱动电机系统的能量转换模型有得天独厚的优势。
发明内容
为了克服上述现有技术的不足，本发明提供了一种基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机节能控制系统及方法，采用Hamilton模型来表述电动汽车用永磁同步电机，真正将Hamilton系统理论中能量相关的本质运用到永磁同步电机的效率优化领域；实现永磁同步电机的能量优化控制。
本发明所采用的技术方案是：
一种基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统，包括：
转速及位置检测模块，用于采集永磁同步电机的转速ω和位置角θ，将位置角θ分别输入到电流检测模块和dq/αβ坐标转换模块；将转速ω输入到Hamilton速度控制模块；
电流检测模块，用于采集永磁同步电机的三相电流ia、ib、ic，并将其转换为d-q坐标系下的实际电流id和iq，输入到Hamilton节能控制模块；
Hamilton速度控制模块，用于基于永磁同步电机的转速ω和给定的电机转速值ωr计算转速变化率Δω；将Δω输入到电流计算模块；
电流计算模块，用于根据接收到的转速变化率Δω和TL，采用能量最优算法计算得到最小损耗平衡点的电流值并输入到Hamilton节能控制模块；
Hamilton节能控制模块，用于根据接收到的实际电流id、iq和最小损耗平衡点的电流参考值利用Hamilton数学模型计算得到控制电压值ud和uq，再通过dq/αβ坐标转换模块转换为α-β坐标系下的实际电压uα和uβ，输入到电压调制装置；
电压调制装置，用于产生三相输出电压来驱动永磁同步电机运行。
进一步的，所述电流检测模块包括电流传感器、abc/αβ坐标转换模块和αβ/dq坐标转换模块，电流传感器采集永磁同步电机的三相电流ia、ib、ic，通过abc/αβ坐标转换模块和αβ/dq坐标转换模块将三相电流ia、ib、ic转换为d-q坐标系下的实际电流id和iq，并传送到Hamilton节能控制模块。
进一步的，所述电压调制装置包括电压空间矢量脉宽调制模块和逆变器，电压空间矢量脉宽调制模块根据接收到的实际电压uα和uβ得到各功率管率管开通、关断的脉宽调制信号，再通过逆变器得到三相输出电压来驱动永磁同步电机运行。
一种基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制方法，包括以下步骤：
(1)采集永磁同步电机的转速ω、位置角θ，将位置角θ分别输入到αβ/dq坐标转换模块和dq/αβ坐标转换模块中；计算转速ω和给定的电机转速值ωr的差值，得到转速变化率Δω；
(2)基于转速变化率Δω和TL，采用能量最优算法计算得到最小损耗平衡点的电流值
(3)采集永磁同步电机的三相电流ia、ib、ic，将其通过abc/αβ坐标转换模块和αβ/dq坐标转换模块得到d-q坐标系下的实际电流id和iq；
(4)基于d-q坐标下的实际电流id、iq和最小损耗平衡点的电流参考值利用Hamilton模型计算得到控制电压值ud和uq；
(5)将位置角θ和得到控制电压值ud和uq通过dq/αβ坐标转换模块得到α-β坐标系下的实际电压uα和uβ，将其送入到电压空间矢量脉宽调制模块中得到各功率管率管开通、关断的脉宽调制信号，再通过逆变器得到三相输出电压来驱动永磁同步电机运行。
进一步的，所述步骤(2)中，基于转速变化率Δω和TL，采用能量最优算法计算得到最小损耗平衡点的电流值的具体方法为：
步骤2.1：根据永磁同步电机的d轴等效电路和q轴等效电路，得到永磁同步电机在d-q坐标系下的数学模型；
步骤2.2：假设电动汽车稳态行驶时，根据电动汽车稳态行驶时，d-q坐标系下的数学模型中等于零，且d轴励磁电感Lmd和q轴励磁电感Lmq相等，求得K为永磁同步电机能量损耗系数；TL为转矩；np为定子绕组极对数；λPM为转子永磁磁通量；
步骤2.3：根据永磁同步电机的能量损耗Ploss以及能量损耗对系数K的导数的计算公式，求得使永磁同步电机能量损耗最小的系数K值，从而求得
步骤2.4：令d-q坐标系下的数学模型中d轴励磁电感Lmd与d轴电流对时间t的导数的乘积为零，求得Lq分别为q轴电感；ω为转子机械角速度；Rc为铁心损耗电阻；
步骤2.5：令d-q坐标系下的数学模型中q轴励磁电感Lmq与q轴电流对时间t的导数的乘积为零，求得
进一步的，所述永磁同步电机在d-q坐标系下的数学模型为：
式中，Lld,Llq分别为d,q轴漏感；id,iq分别为d,q轴电流；icd,icq分别为d,q轴铁损电流分量；iod,ioq分别为d,q轴励磁电流分量；ud,uq分别为d,q轴电压；Lmd,Lmq分别为d,q轴励磁电感；Ld,Lq分别为d,q轴电感；ω为转子机械角速度；R,Rc分别为定子电阻和铁心损耗电阻；np为定子绕组极对数；λPM为转子永磁磁通量；J为转动惯量。
进一步的，所述步骤(4)中，基于d-q坐标下的实际电流id、iq和最小损耗平衡点的电流参考值利用Hamilton模型计算得到控制电压值ud和uq的具体方法为：
步骤5.1：定义状态变量x和能量函数H(x)，构造Hamilton模型；
步骤5.2：将永磁发电机在最小损耗平衡点的能量函数H(x*)与能量函数H(x-x*)求和，得到闭环期望能量函数Hd(x)；
步骤5.3：对Hamilton模型进行能量整形；
步骤5.4：基于整形前后的Hamilton模型，采用d-q坐标下的实际电流id、iq和最小损耗平衡点的电流值计算得到控制电压值ud和uq。
进一步的，Hamilton模型为：
其中，J(x)为反对称矩阵，R(x)为半正定矩阵；g(x)为适当阶数矩阵；H(x)为能量函数；x为状态变量；u为系统输入；
对上述的Hamilton模型进行能量整形后，该Hamilton模型变为：
其中，Jd(x)为闭环系统的互联矩阵；Rd(x)为闭环系统的的半正定矩阵；Hd(x)为闭环期望能量函数。
与现有技术相比，本发明的有益效果是：
(1)本发明采用Hamilton模型来表述电动汽车用永磁同步电机，真正将Hamilton系统理论中能量相关的本质运用到永磁同步电机的效率优化领域；实现永磁同步电机的能量优化控制；
(2)本发明基于能量模型完全用电流表示电动汽车用永磁电机的损耗，并采用先进的Hamilton控制方法控制电流从而实现电动汽车用永磁同步电机的节能控制，具有计算方便，控制效果好等优点；
(3)本发明采用使永磁同步电机系统运行在平衡点时的能量最优控制器，使电动汽车用永磁同步电机系统稳定在最小损耗平衡点，降低永磁同步电机损耗。
附图说明
构成本申请的一部分的说明书附图用来提供对本申请的进一步理解，本申请的示意性实施例及其说明用于解释本申请，并不构成对本申请的不当限定。
图1是基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统结构示意图；
图2a是永磁同步电机d轴等效电路；
图2b是永磁同步电机q轴等效电路；
图3a是负载转矩和电机参数不变时的d轴电流跟踪曲线；
图3b是负载转矩和电机参数不变时的q轴电流跟踪曲线；
图3c是负载转矩和电机参数不变时的d轴励磁电流跟踪曲线；
图3d是负载转矩和电机参数不变时的q轴励磁电流跟踪曲线；
图3e是负载转矩和电机参数不变时的电机转速跟踪曲线；
图4a是id＝0控制与Hamilton控制K比较曲线图；
图4b是id＝0控制与Hamilton控制损耗比较曲线图。
具体实施方式
应该指出，以下详细说明都是例示性的，旨在对本申请提供进一步的说明。除非另有指明，本文使用的所有技术和科学术语具有与本申请所属技术领域的普通技术人员通常理解的相同含义。
需要注意的是，这里所使用的术语仅是为了描述具体实施方式，而非意图限制根据本申请的示例性实施方式。如在这里所使用的，除非上下文另外明确指出，否则单数形式也意图包括复数形式，此外，还应当理解的是，当在本说明书中使用术语“包含”和/或“包括”时，其指明存在特征、步骤、操作、器件、组件和/或它们的组合。
正如背景技术所介绍的，现有技术中存在并未真正将Hamilton系统理论中能量相关的本质运用到永磁同步电机的效率优化领域的不足，为了解决如上的技术问题，本申请提出了一种基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机节能控制系统及方法。
本申请的一种典型的实施方式中，如图1所示，提供了一种基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统，该系统包括永磁同步电机PMSM1、电流传感器3、abc/αβ坐标转换模块10、αβ/dq坐标转换模块11、转速及位置检测模块4、Hamilton速度控制模块5、电流计算模块6、Hamilton节能控制模块7、dq/αβ坐标转换模块8、电压空间矢量脉宽调制模块SVPWM9及逆变器2，转速及位置检测模块4采集永磁同步电机的转速ω和位置角θ，将位置角θ分别输入到αβ/dq坐标转换模块11和dq/αβ坐标转换模块8；将转速ω输入到Hamilton速度控制模块5；电流传感器3采集永磁同步电机的三相电流ia、ib、ic，通过abc/αβ坐标转换模块10和αβ/dq坐标转换模块11将三相电流ia、ib、ic转换为d-q坐标系下的实际电流id和iq，并传送到Hamilton节能控制模块7；Hamilton速度控制模块5基于永磁同步电机的转速ω和给定的电机转速值ωr计算转速变化率Δω；将Δω送入到电流计算模块6；电流计算模块6根据接收到的转速变化率Δω和转矩TL，采用能量最优算法计算最小损耗平衡点的电流值并传送到Hamilton节能控制模块7；Hamilton节能控制模块7根据接收到的d-q坐标下的实际电流id、iq和最小损耗平衡点的电流参考值利用Hamilton模型计算得到控制电压值ud和uq，通过dq/αβ坐标转换模块8将位置角θ和得到控制电压值ud和uq转换为α-β坐标系下的实际电压uα和uβ，送入到电压空间矢量脉宽调制模块9根据接收到的实际电压uα和uβ得到各功率管率管开通、关断的脉宽调制信号，再通过逆变器2得到三相输出电压来驱动永磁同步电机运行。
Hamilton节能控制模块7得出控制电压值ud和uq的具体步骤如下所示：
首先根据电动汽车用永磁同步电机电路图，得到系统在d-q坐标系下的模型，并通过定义自变量及能量函数求得系统的Hamilton数据模型。
如图2a所示的永磁同步电机d轴等效电路和图2b所示的永磁同步电机q轴等效电路，得到永磁同步电机PMSM在d-q同步旋转坐标系下的数学模型，该永磁同步电机PMSM在d-q同步旋转坐标系下的数学模型可表示为：
式中，Lld,Llq分别为d,q轴漏感；id,iq分别为d,q轴电流；icd,icq分别为d,q轴铁损电流分量；iod,ioq分别为d,q轴励磁电流分量；ud,uq分别为d,q轴电压；Lmd,Lmq分别为d,q轴励磁电感；Ld,Lq分别为d,q轴电感；ω为转子机械角速度；R,Rc分别为定子电阻和铁心损耗电阻；np为定子绕组极对数；λPM为转子永磁磁通量；J为转动惯量。
对于表面式永磁同步电机PMSM，满足：
Lld＝Llq,Lmd＝Lmq
选取如下状态变量及系统能量函数(Hamilton函数)：
x＝[x1 x2 x3 x4 x5]T
＝[Lldid Llqiq Lmdiod Lmqioq Jω]T
＝D[id iq iod ioq ω]T
其中，
D＝Diag[Lld Llq Lmd Lmq J]
x1、x2、x3、x4、x5分别为状态变量；
取能量函数为：
则系统的标准广义Hamilton模型为：
其中，J(x)为反对称矩阵，R(x)为半正定矩阵；g(x)为适当阶数矩阵；H(x)为能量函数；x为状态变量；u为系统输入；
则，由(3)知道，
系统的能量平衡方程为：
考虑电动汽车稳态行驶时，则上式左边为零，即
将(4)和R(x)代入到上式得到：
其中，R1＝R+Rc，即定子电阻和铁心损耗电阻之和；
(7)式左边恰为永磁同步电机的能量损耗。
即有
Ploss为永磁同步电机的能量损耗。
电流计算模块所采用的能量最优算法为：
由于电动汽车稳态行驶时，电机的各项电流都是恒定值，故可以假设此时设则由(1)式，可以把电机各项电流用转速，电阻和磁通表示出来：
其中，K为永磁同步电机能量损耗系数；TL为转矩；np为定子绕组极对数；λPM为转子永磁磁通量；Lq分别为q轴电感；ω为转子机械角速度；Rc为铁心损耗电阻。
将(9)代入到(8)并整理简化可得：
式中，Lld,Llq分别为d,q轴漏感；id,iq分别为d,q轴电流；icd,icq分别为d,q轴铁损电流分量；iod,ioq分别为d,q轴励磁电流分量；ud,uq分别为d,q轴电压；Lmd,Lmq分别为d,q轴励磁电感；Ld,Lq分别为d,q轴电感；ω为转子机械角速度；Rc为铁心损耗电阻；R1为定子电阻和铁心损耗电阻之和；np为定子绕组极对数；λPM为转子永磁磁通量；Q为稳态点q轴励磁电流分量，是一常数值，
对(10)求K的导数得到：
令
求解(12)可得到使得电动汽车用感应电机能量损耗最小的K。
能量最优控制器计算控制电压值ud和uq的具体方法为：
根据上述计算，可设计永磁同步电机系统运行在平衡点(9)时的控制器，即为能量最优控制器。
为将电动汽车用永磁同步电机系统稳定在最小损耗平衡点，可构造闭环期望能量函数Hd(x)，令
Hd(x)＝H(x*)+H(x-x*)
使得经过反馈控制u作用后原电机系统能量H(x)经过Hamilton系统能量整形到Hd(x)，此时，原系统可写为：
其中Jd(x)为闭环系统的互联矩阵，且为反对称的；Rd(x)为闭环系统的半正定矩阵，假设
将其代入公式
其中，r1和r2为可调参数。
本申请的另一种典型实施方法，提供了一种基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制方法，该方法包括以下步骤：
步骤S1：通过转速/位置检测模块采集永磁同步电机的转速ω和位置角θ，将位置角θ分别输入到αβ/dq坐标转换模块和dq/αβ坐标转换模块；将转速ω和给定的电机转速值ωr输入到Hamilton速度控制模块得到转速变化率Δω。
步骤S2：基于转速变化率Δω和TL，采用能量最优算法计算得到最小损耗平衡点的电流值
采用能量最优算法计算得到最小损耗平衡点的电流值的具体方法为：
步骤S201：根据永磁同步电机的d轴等效电路和q轴等效电路，得到永磁同步电机在d-q坐标系下的数学模型，该永磁同步电机在d-q坐标系下的数学模型可表示为：
式中，Lld,Llq分别为d,q轴漏感；id,iq分别为d,q轴电流；icd,icq分别为d,q轴铁损电流分量；iod,ioq分别为d,q轴励磁电流分量；ud,uq分别为d,q轴电压；Lmd,Lmq分别为d,q轴励磁电感；Ld,Lq分别为d,q轴电感；ω为转子机械角速度；R,Rc分别为定子电阻和铁心损耗电阻；np为定子绕组极对数；λPM为转子永磁磁通量；J为转动惯量。
步骤S202：由于电动汽车稳态行驶时，电机的各项电流及转速都是恒定值，故可以假设此时且稳态行驶时，永磁同步电机在d-q坐标系下的数学模型中的左边为零，由于Lmd＝Lmq，则可求出此时，K为永磁同步电机能量损耗系数；TL为转矩；np为定子绕组极对数；λPM为转子永磁磁通量。
步骤S203：根据永磁同步电机的能量损耗Ploss以及能量损耗对系数K的导数的计算公式，求得使永磁同步电机能量损耗最小的系数K值，从而求得
步骤S204：令d-q坐标系下的数学模型中d轴励磁电感Lmd与d轴电流对时间t的导数的乘积为零，及左边等于0，求得Lq分别为q轴电感；ω为转子机械角速度；Rc为铁心损耗电阻。
步骤S205：令d-q坐标系下的数学模型中q轴励磁电感Lmq与q轴电流对时间t的导数的乘积为零，即左边等于0，求得
步骤S3：通过电流检测模块采集永磁同步电机的三相电流ia、ib、ic，将其通过abc/αβ坐标转换模块和αβ/dq坐标转换模块得到d-q坐标系下的实际电流id和iq。
步骤S4：根据d-q坐标下的实际电流id、iq和最小损耗平衡点的电流参考值 利用Hamilton模型计算得到控制电压值ud和uq。
根据d-q坐标下的实际电流id、iq和最小损耗平衡点的电流参考值利用Hamilton模型计算得到控制电压值ud和uq的具体方法为：
步骤S401：定义状态变量x和能量函数H(x)，构造Hamilton模型。
状态变量x为：
x＝[x1 x2 x3 x4 x5]T
＝[Lldid Llqiq Lmdiod Lmqioq Jω]T
＝D[id iq iod ioq ω]T
其中，
D＝Diag[Lld Llq Lmd Lmq J]
x1、x2、x3、x4、x5分别为状态变量；
取能量函数为：
则构造的Hamilton模型为：
其中，
其中，np为定子绕组极对数；R,Rc分别为定子电阻和铁心损耗电阻；R1为定子电阻和铁心损耗电阻的和；TL为转矩；ω为转子机械角速度；λPM为转子永磁磁通量；id、iq、iod、ioq为电流参考值；ud和uq为控制电压值；
步骤S402：为将电动汽车用永磁同步电机系统稳定在最小损耗平衡点，构造闭环期望能量函数Hd(x)，令
Hd(x)＝H(x*)+H(x-x*)
由于
可求出，H(x*)和H(x-x*)，即可得到Hd(x)的表达式。
步骤S403：使得经过反馈控制u作用后原电机系统能量H(x)经过Hamilton系统能量整形到Hd(x)，此时，原系统Hamilton模型可写为：
其中Jd(x)为闭环系统的互联矩阵，且为反对称的；Rd(x)为闭环系统的半正定矩阵，假设
将其代入公式得：
其中r1和r2为可调参数。
步骤S5：将位置角θ和得到控制电压值ud和uq通过dq/αβ坐标转换模块得到α-β坐标系下的实际电压uα和uβ，将其送入到电压空间矢量脉宽调制模块中得到各功率管率管开通、关断的脉宽调制信号，再通过逆变器得到三相输出电压来驱动永磁同步电机运行。
在本实施例中，按电机参数解出来K＝-40.3310，此时可计算出最小损耗平衡点的电流参考值为：
此时Ploss＝15850，而采用id＝0控制时ploss＝15853；显然本发明中的能量最优算法损耗较低。
本发明提出的一种基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统及方法，在PMSM运行过程中，经过转速/位置检测模块(4)得到电机的转速ω和位置角θ，并将θ值输入到αβ/dq坐标变换模块11和dq/αβ坐标转换模块8中，将得到的电机转速值ω与给定的电机转速值ωr输入到Hamilton节能控制模块5中，电流计算模块6将利用Hamilton系统理论知识计算出，经过Hamilton运算得到各轴电流参考值将电流计算模块6得到的各轴电流参考值值代入到Hamitlon节能控制器中，得到控制电压值ud，uq；将得到的得到控制电压信号ud，uq及θ输入到两相旋转到两相静止的dq/αβ坐标变换模块8得到uα和uβ；将uα和uβ输入到SVPWM模块9，计算得到控制器的六路PWM信号输出，并由PWM信号控制逆变器模块10，由此得到三相输出电压来驱动电机的运行。
搭建基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机节能控制系统的仿真试验平台，采用本发明提出的基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机节能控制饭法国进行仿真试验，试验结果如图3a、3b、3c、3d、3e、4a和4b所示。
图3a-3e为给定电机转速150rad/s，负载转矩为5N·m，电机参数和负载不变的情况下，电机dq轴电流跟踪曲线，图3a为d轴电流跟踪曲线，图3b为q轴电流跟踪曲线，图3c为d轴励磁电流跟踪曲线，图3d为q轴励磁电流跟踪曲线，图3e为转速跟踪曲线，从图中看出，电机输出电流能够很好的跟踪给定dq轴电流和dq轴励磁电流，且转速能跟踪给定的转速。
图4a和图4b为本发明算法与id＝0算法比较图，图4a为id＝0控制与Hamilton控制K比较曲线图，图4b为id＝0控制与Hamilton控制损耗比较曲线图，从图中可看出id＝0控制中的K为一直线，本算法中K为一曲线，且本算法与id＝0控制算法比较节能效果显著。
本发明采用Hamilton模型来表述电动汽车用永磁同步电机，真正将Hamilton系统理论中能量相关的本质运用到永磁同步电机的效率优化领域；实现永磁同步电机的能量优化控制；本发明基于能量模型完全用电流表示电动汽车用永磁电机的损耗，并采用先进的Hamilton控制方法控制电流从而实现电动汽车用永磁同步电机的节能控制，具有计算方便，控制效果好等优点；本发明采用使永磁同步电机系统运行在平衡点时的能量最优控制器，使电动汽车用永磁同步电机系统稳定在最小损耗平衡点，降低永磁同步电机损耗。
上述虽然结合附图对本发明的具体实施方式进行了描述，但并非对本发明保护范围的限制，所属领域技术人员应该明白，在本发明的技术方案的基础上，本领域技术人员不需要付出创造性劳动即可做出的各种修改或变形仍在本发明的保护范围以内。
Claims (5)
1.一种基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统的控制方法，该控制方法基于一种基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统，包括：转速及位置检测模块，用于采集永磁同步电机的转速ω和位置角θ，将位置角θ分别输入到电流检测模块和dq/αβ坐标转换模块；将转速ω输入到Hamilton速度控制模块；电流检测模块，用于采集永磁同步电机的三相电流ia、ib、ic，并将其转换为d-q坐标系下的实际电流id和iq，输入到Hamilton节能控制模块；Hamilton速度控制模块，用于基于永磁同步电机的转速ω和给定的电机转速值ωr计算转速变化率Δω；将Δω输入到电流计算模块；电流计算模块，用于根据接收到的转速变化率Δω和TL，采用能量最优算法计算得到最小损耗平衡点的电流值并输入到Hamilton节能控制模块；Hamilton节能控制模块，用于根据接收到的实际电流id、iq和最小损耗平衡点的电流参考值利用Hamilton数学模型计算得到控制电压值ud和uq，再通过dq/αβ坐标转换模块转换为α-β坐标系下的实际电压uα和uβ，输入到电压调制装置；电压调制装置，用于产生三相输出电压来驱动永磁同步电机运行；其特征是，包括以下步骤：
(1)采集永磁同步电机的转速ω、位置角θ，将位置角θ分别输入到αβ/dq坐标转换模块和dq/αβ坐标转换模块；计算转速ω和给定的电机转速值ωr的差值，得到转速变化率Δω；
(2)基于转速变化率Δω和TL，采用能量最优算法计算得到最小损耗平衡点的电流值id*，
所述步骤(2)中，基于转速变化率Δω和TL，采用能量最优算法计算得到最小损耗平衡点的电流值的具体方法为：
步骤2.1：根据永磁同步电机的d轴等效电路和q轴等效电路，得到永磁同步电机在d-q坐标系下的数学模型；
步骤2.2：假设电动汽车稳态行驶时，根据电动汽车稳态行驶时，d-q坐标系下的数学模型中等于零，且d轴励磁电感Lmd和q轴励磁电感Lmq相等，求得K为永磁同步电机能量损耗系数；TL为转矩；np为定子绕组极对数；λPM为转子永磁磁通量；
步骤2.3：根据永磁同步电机的能量损耗Ploss以及能量损耗对系数K的导数的计算公式，求得使永磁同步电机能量损耗最小的系数K值，从而求得
步骤2.4：令d-q坐标系下的数学模型中d轴励磁电感Lmd与d轴电流对时间t的导数的乘积为零，求得Lq分别为q轴电感；ω为转子机械角速度；Rc为铁心损耗电阻；
步骤2.5：令d-q坐标系下的数学模型中q轴励磁电感Lmq与q轴电流对时间t的导数的乘积为零，求得
(3)采集永磁同步电机的三相电流ia、ib、ic，将其通过abc/αβ坐标转换模块和αβ/dq坐标转换模块得到d-q坐标系下的实际电流id和iq；
(4)基于d-q坐标下的实际电流id、iq和最小损耗平衡点的电流参考值利用Hamilton模型计算得到控制电压值ud和uq；
所述步骤(4)中，基于d-q坐标下的实际电流id、iq和最小损耗平衡点的电流参考值 利用Hamilton模型计算得到控制电压值ud和uq的具体方法为：
步骤5.1：定义状态变量x和能量函数H(x)，构造Hamilton模型
步骤5.2：将永磁发电机在最小损耗平衡点的能量函数H(x*)与能量函数H(x-x*)求和，得到闭环期望能量函数Hd(x)；
步骤5.3：对Hamilton模型进行能量整形；
步骤5.4：基于整形前后的Hamilton模型，采用d-q坐标下的实际电流id、iq和最小损耗平衡点的电流值计算得到控制电压值ud和uq；
(5)将位置角θ和得到控制电压值ud和uq通过dq/αβ坐标转换模块得到α-β坐标系下的实际电压uα和uβ，将其送入到电压空间矢量脉宽调制模块中得到各功率管率管开通、关断的脉宽调制信号，再通过逆变器得到三相输出电压来驱动永磁同步电机运行。
2.根据权利要求1所述的一种基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统的控制方法，其特征是，所述电流检测模块包括电流传感器、abc/αβ坐标转换模块和αβ/dq坐标转换模块，电流传感器采集永磁同步电机的三相电流ia、ib、ic，通过abc/αβ坐标转换模块和αβ/dq坐标转换模块将三相电流ia、ib、ic转换为d-q坐标系下的实际电流id和iq，并传送到Hamilton节能控制模块。
3.根据权利要求1所述的一种基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统的控制方法，其特征是，所述电压调制装置包括电压空间矢量脉宽调制模块和逆变器，电压空间矢量脉宽调制模块根据接收到的实际电压uα和uβ得到各功率管率管开通、关断的脉宽调制信号，再通过逆变器得到三相输出电压来驱动永磁同步电机运行。
4.根据权利要求1所述的一种基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统的控制方法，其特征是，所述永磁同步电机在d-q坐标系下的数学模型为：
式中，Lld,Llq分别为d,q轴漏感；id,iq分别为d,q轴电流；icd,icq分别为d,q轴铁损电流分量；iod,ioq分别为d,q轴励磁电流分量；ud,uq分别为d,q轴电压；Lmd,Lmq分别为d,q轴励磁电感；Ld,Lq分别为d,q轴电感；ω为转子机械角速度；R,Rc分别为定子电阻和铁心损耗电阻；np为定子绕组极对数；λPM为转子永磁磁通量；J为转动惯量。
5.根据权利要求1所述的一种基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统的控制方法，其特征是，Hamilton模型为：
其中，J(x)为反对称矩阵，R(x)为半正定矩阵；g(x)为适当阶数矩阵；H(x)为能量函数；x为状态变量；u为系统输入；
对上述的Hamilton模型进行能量整形后，该Hamilton模型变为：
其中，Jd(x)为闭环系统的互联矩阵；Rd(x)为闭环系统的的半正定矩阵；Hd(x)为闭环期望能量函数。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201810091072.XA CN108092574B (zh) | 2018-01-30 | 2018-01-30 | 基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统及方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| CN201810091072.XA CN108092574B (zh) | 2018-01-30 | 2018-01-30 | 基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统及方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| CN108092574A CN108092574A (zh) | 2018-05-29 |
| CN108092574B true CN108092574B (zh) | 2019-09-13 |
Family
ID=62183507
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| CN201810091072.XA Expired - Fee Related CN108092574B (zh) | 2018-01-30 | 2018-01-30 | 基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统及方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| CN (1) | CN108092574B (zh) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN108923705B (zh) * | 2018-07-13 | 2021-06-18 | 哈尔滨工程大学 | 一种能量控制的直流电机调速装置 |
| CN113794418A (zh) * | 2021-10-20 | 2021-12-14 | 山东安平十方电子有限公司 | 车用永磁同步电机的信号与能量协调控制系统及方法 |
| CN116522841B (zh) * | 2023-04-25 | 2024-09-06 | 合肥工业大学 | 一种电动汽车永磁同步电机的能量优化策略 |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN101977014B (zh) * | 2010-11-28 | 2012-08-15 | 沈阳工业大学 | 直线电机伺服系统能耗-时间最优控制方法及所建立系统 |
| CN102957372A (zh) * | 2011-08-23 | 2013-03-06 | 上海工程技术大学 | 一种永磁同步电机双闭环控制系统 |
| CN106849797B (zh) * | 2017-04-10 | 2019-05-07 | 福州大学 | 一种双惯性永磁同步电机的电流无源控制方法 |
-
2018
- 2018-01-30 CN CN201810091072.XA patent/CN108092574B/zh not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CN108092574A (zh) | 2018-05-29 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| CN103715961B (zh) | 基于模型预测的双凸极永磁同步电机直接转矩控制方法 | |
| CN102710188B (zh) | 一种无刷直流电机的直接转矩控制方法和装置 | |
| CN108631672B (zh) | 计及最优占空比调制的永磁同步电机预测磁链控制方法 | |
| CN103051274B (zh) | 基于变阻尼的二自由度永磁同步电机的无源性控制方法 | |
| CN107302330B (zh) | 一种表贴式永磁同步电机最小损耗控制方法 | |
| CN108092574B (zh) | 基于能量平衡的电动汽车用永磁同步电机控制系统及方法 | |
| CN108377115B (zh) | 内置式永磁同步电机基速区与弱磁区的平滑切换控制方法 | |
| CN111277180B (zh) | 一种方波永磁同步电机两轴旋转坐标系下的转速控制方法 | |
| CN103746629B (zh) | 基于模型预测的开关磁链永磁同步电机的电流控制方法 | |
| CN113131816B (zh) | 混合转子双定子同步电机最大转矩电流比控制系统及方法 | |
| Liu et al. | Second-order ESO-based current sensor fault-tolerant strategy for sensorless control of PMSM with B-phase current | |
| CN103647493B (zh) | 一种永磁同步电机的h无穷转速估计方法 | |
| CN104393814A (zh) | 一种永磁同步电机控制方法 | |
| CN104852658A (zh) | 两相静止坐标系下永磁同步电机解耦矢量控制装置及方法 | |
| CN109861605B (zh) | 一种永磁同步电机无差拍转矩预测控制方法 | |
| CN114400945A (zh) | 双三相永磁同步电机缺相容错运行混合控制方法 | |
| CN106602950A (zh) | 基于复矢量的电流环解耦控制方法及系统 | |
| CN105897064A (zh) | 一种集成绕组自悬浮永磁电机和控制系统及控制方法 | |
| Huang et al. | Nonsingular terminal sliding mode control based on sensor-cloud system for permanent magnet in-wheel motor | |
| CN107482978A (zh) | 一种基于有限时间算法的永磁同步电机在线参数辨识方法 | |
| CN112865654B (zh) | 永磁聚磁式同步磁阻电机转矩最大化利用控制系统及方法 | |
| CN113141139B (zh) | 一种双三相永磁电机五闭环式控制方法及系统 | |
| CN115360828A (zh) | 基于双回路优化前馈协调控制的飞轮储能系统自抗扰方法 | |
| Keshari et al. | Performance Analysis of PMSM-Electric Vehicle with Fuzzy Logic Controller | |
| CN114531087A (zh) | 一种基于电流源逆变器的高速永磁同步电机优化控制方法 |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| PB01 | Publication | ||
| PB01 | Publication | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| SE01 | Entry into force of request for substantive examination | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| GR01 | Patent grant | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee | ||
| CF01 | Termination of patent right due to non-payment of annual fee |
Granted publication date: 20190913 Termination date: 20200130 |